专利名称：复数信号处理电路、接收电路、信号再生装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对由同相信号及正交信号构成的复数信号进行处理的复数信号处理电路，更详细地说，涉及在具备模拟复数滤波器的复数信号处理电路中改善同相信号及正交信号的正交性误差及振幅误差的补偿精度的技术。
背景技术：
以往，在无线通信领域中，公知一种将射频信号(RF信号)降频变换至具有基带附近的频率的中频信号(IF)信号的低IF接收方式。在低IF接收方式中，通过将IF信号的频率抑制得较低，从而与标准的超外差方式相比，能够减少部件数目、且可提高接收系统的集成度。图8表示现有的低IF接收方式的接收电路的构成。正交检波器93将来自本地振荡器(LO) 92的本地信号LOi与通过了低噪放大器(LNA) 91后的射频信号RF相乘并输出同相信号190，且将本地信号LOq与射频信号RF相乘后输出正交信号Q90。这样，射频信号RF 被变换成中频信号(由同相信号190及正交信号Q90构成的模拟复数信号(I90+jQ90))。 其中，“j”为虚数单位。另外，以下，将由同相信号Ix及正交信号Qx构成的复数信号记载为复数信号(Ix+jQx)。有时射频信号RF中会包含镜频分量。该镜频分量的频率在频率轴上相对于目标分量的频率而存在于以本地信号LOi的频率为基准的对称位置，故通过正交检波器93中的频率变换，使得目标分量和镜频分量混合在一起且难以相互区别。为此，在模拟复数信号 (I90+JQ90)中需要使镜频分量充分衰减。这样的镜频抑制技术已经在专利文献1等中公开了。模拟/数字变换器(ADC)94i、94q分别将同相信号190及正交信号Q90变换成作为数字信号的同相信号192及正交信号Q92。IQ不平衡补偿电路(IQ) 95补偿同相信号192 和正交信号Q92之间的正交性误差及振幅误差(IQ不平衡)，并作为同相信号193及正交信号Q93输出。数字复数滤波器(DCF) 96为了抑制数字复数信号(I93+jQ9;3)的镜频分量，而对来自IQ不平衡补偿电路95的同相信号193及正交信号Q93实施复数运算并输出同相信号194及正交信号Q94。数字信号处理电路(DSP) 97基于数字复数滤波器96的输出来解调数据。这样，通过IQ不平衡补偿电路95来补偿IQ不平衡，从而能够提高数字复数滤波器96中的镜频抑制比(IRRdmage rejection ratio)。这样的IQ不平衡的补偿技术已经在专利文献2、专利文献3等中公开了。可是，在对模拟复数信号(I90+jQ90)的期望的镜频抑制比(即、模拟复数信号 (I90+JQ90)和数字复数信号(I94+jQ94)之间的镜频分量的信号电平的差)比模拟/数字变换器94i、94q的输入范围(即、最大输入电平和噪声电平的差)还大的情况下，模拟/数字变换器94i、94q无法正确变换模拟复数信号(I90+jQ90)。为此，如图9所示，在模拟/数字变换器94i、94q的前级配备有模拟复数滤波器90，用于使模拟复数信号(I90+jQ90)的镜频分量衰减。模拟复数滤波器90合成同相信号 190及正交信号Q90并输出同相信号191及正交信号Q91。专利文献1 日本特开2003-283354号公报专利文献2 日本特开平10-56484号公报专利文献3 日本特开2003-309612号公报可是，在图9所示的现有接收电路中，在来自模拟复数滤波器90的同相信号191 及正交信号Q91中分别含有多余的分量。即、如果将模拟复数滤波器90的传递函数设为 (H91(s)+jH92(s))，则模拟复数信号(I91+JQ91)如下。(I91+jQ91) = (I90+jQ90) X (H91 (s) +jH92 (s))= (H91(s)I90-H92(s)Q90)+j(H92(s)I90+H91 (s)Q90)BP、同相信号191、正交信号Q91如下。191 = H91(s)I90-H92(s)Q90Q91 = H92(s)I90+H91(s)Q90这样，在同相信号191中，除了含有同相分量(同相信号190所对应的分量)之外， 还含有正交分量(正交信号Q90所对应的分量)。同样地，在正交信号Q91中，除了含有正交分量之外，还含有同相分量。因此，IQ不平衡补偿电路95无法正确地补偿同相信号192 和正交信号Q92之间的正交性误差及振幅误差(IQ不平衡)。这样，因为无法正确补偿IQ 不平衡，所以难以提高数字复数滤波器96中的镜频抑制比。
发明内容
因此，本发明的目的在于，在具备模拟复数滤波器的复数信号处理电路中改善IQ 不平衡的补偿精度。遵从本发明的1个方面的复数信号处理电路，是对由同相信号及正交信号构成的模拟复数信号进行处理的电路，具备模拟复数滤波器，为使所述模拟复数信号中含有的镜频分量衰减，而将所述同相信号与所述正交信号进行合成并作为第1模拟信号输出，且将所述正交信号与所述同相信号进行合成并作为第2模拟信号输出；模拟/数字变换器，将所述第1及第2模拟信号变换成第1及第2数字信号；第1数字复数滤波器，为了从所述第1 数字信号中衰减所述正交信号所对应的分量并作为第3数字信号输出，且从所述第2数字信号中衰减所述同相信号所对应的分量并作为第4数字信号输出，而对所述第1及第2数字信号实施复数运算并作为所述第3及第4数字信号输出；和IQ不平衡补偿电路，补偿所述第3数字信号和所述第4数字信号之间的正交性误差及振幅误差。在上述复数信号处理电路中，通过第1数字复数滤波器使第1及第2数字信号的每一个中的多余的分量衰减，从而IQ不平衡补偿电路能够正确地补偿第3数字信号和第4数字信号之间的正交性误差及振幅误差。优选，上述复数信号处理电路还具备第2数字复数滤波器，用于抑制由所述IQ不平衡补偿电路补偿后的第3及第4数字信号构成的数字复数信号中含有的镜频分量。在上述复数信号处理电路中，因为正确补偿了第3及第4数字信号中的IQ不平衡，所以能够提高第2数字复数滤波器中的镜频抑制比。优选，在将所述模拟复数滤波器的模拟传递函数设为(Hl(s)+jH2(s))、将所述数字复数滤波器的数字传递函数设为(H3(z)+jH4(z))的情况下，|Hl(s)H4(z)+H2(s)H3(z) < IH2 (s) I 且 I Hl (s) H4 (ζ) +H2 (s) H3 (ζ) | < | Hl (s) H3 (ζ) -Η2 (s) H4 (ζ) |。通过这样设定，从而能够将第3数字信号中含有的正交分量变得比第1数字信号中含有的正交分量小，能够将第4数字信号中含有的同相分量变得比第2数字信号中含有的同相分量小。此外，优选H1(S)H4(Z)+H2(S)H3(Z) =O0通过这样设定，从而能够将第3数字信号中含有的正交分量及第4数字信号中含有的同相分量设为最小。(发明效果)以上，能够改善IQ不平衡的补偿精度。
图1是表示实施方式1的接收电路的构成例的图。图2A是表示图1所示的模拟复数滤波器的内部构成例的图；图2B是表示图1所示的数字复数滤波器的内部构成例的图。图3A 3C是用于说明图1所示的复数信号处理电路的动作的图。图4是表示实施方式2的接收电路的构成例的图。图5是表示实施方式3的接收电路的构成例的图。图6是用于说明图5所示的偏差补偿滤波器的处理的图。图7是表示具备图1所示的接收电路的信号再生装置的构成例的图。图8是表示现有接收电路的构成的图。图9是表示具备模拟复数滤波器的现有接收电路的构成的图。符号说明1、2、3_接收电路；10、20、30_复数信号处理电路；11_低噪放大器；12-本地振荡器；13-正交检波器；14-数字信号处理电路；101-模拟复数滤波器；102-模拟/数字变换器；103-数字复数滤波器(第1数字复数滤波器)；104-IQ不平衡补偿电路；105、305_数字复数滤波器(第2数字复数滤波器)；201-控制电路；311-镜频抑制滤波器；312-偏差补偿滤波器；4-再生电路。
具体实施例方式以下，参照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。此外，对图中相同或相应的部分赋予同一符号，且不重复说明。(实施方式1)图1表示本发明的实施方式1的接收电路的构成例。接收电路1是从射频信号RF 中解调数据(例如，视频数据或音频数据等)的电路，例如无线电高频头、数字电视高频头等。接收电路1具备低噪放大器(LNA) 11、本地振荡器(LO) 12、正交检波器13、复数信号处理电路10、数字信号处理电路(DSP) 14。此外，在这里，接收电路1按照低IF接收方式进行动作。低噪放大器11放大由天线接收到的射频信号RF。本地振荡器12输出本地信号 LOi0本地信号LOi的频率比射频信号RF的频率低。正交检波器13对由低噪放大器11放大后的射频信号RF相乘本地信号LOi后输出同相信号10，且对射频信号RF相乘本地信号LOq(与本地信号LOi正交的信号)后输出正交信号Q0。例如，正交检波器13包括使本地信号LOi只延迟(π/2)后作为本地信号LOq输出的移相器110、对射频信号RF相乘本地信号LOi的混频器(MIX) llli、对射频信号RF相乘本地信号LOq的混频器lllq。这样，射频信号RF被变换成中频信号(由同相信号IO及正交信号QO构成的模拟复数信号(IO+jQO))。复数信号处理电路10对来自正交检波器13的模拟复数信号(IO+jQO)进行处理， 并输出数字复数信号(15+jQO。数字信号处理电路14基于来自复数信号处理电路10的数字复数信号(I5+j(^)来解调数据。(复数信号处理电路)复数信号处理电路10具备模拟复数滤波器(ACF) 101、模拟/数字变换器 (ADC)102i、102q、数字复数滤波器(DCF) 103、IQ不平衡补偿电路(IQ) 104、数字复数滤波器 105。模拟复数滤波器101为使模拟复数信号(IO+jQO)的镜频分量衰减，将同相信号10 与正交信号QO进行合成并作为同相信号Il输出，且将正交信号QO与同相信号10进行合成并作为正交信号Ql输出。例如，如图2A所示，模拟复数滤波器101包括具有正的互导的跨导放大器Tl、T2、T3、具有负的互导的跨导放大器T4、电容Cl、C2。模拟/数字变换器102i将同相信号Il变换成作为数字信号的同相信号12，模拟数字变换器102q将正交信号Ql变换成作为数字信号的正交信号Q2。数字复数滤波器103对同相信号12及正交信号Q2实施复数运算，并将该运算结果作为同相信号13及正交信号Q3输出。例如，如图2B所示，数字复数滤波器103包括由 IIR滤波器或FIR滤波器等构成的数字滤波器DF1、DF2、DF3、DF4、加法器113i、113q。IQ不平衡补偿电路104补偿同相信号13和正交信号Q3之间的正交性误差及振幅误差(IQ不平衡)，然后将补偿后的同相信号13及正交信号Q3作为同相信号14及正交信号Q4输出。数字复数滤波器105为了抑制数字复数信号(I4+jQ4)的镜频分量，而对同相信号 14及正交信号Q4实施复数运算，并将其运算结果作为同相信号15及正交信号Q5输出。(动作)下面，参照图3A、图3B、图3C，对图1所示的复数信号处理电路10的动作进行说明。首先，正交检波器13将射频信号RF变换成模拟复数信号(IO+jQO)。如图3A所示， 在模拟复数信号(IO+jQO)中，含有目标频率(+fIF)所对应的目标分量和镜频频率(_fIF) 所对应的镜频分量。其次，模拟复数滤波器101使模拟复数信号(IO+jQO)中含有的镜频分量衰减，并作为模拟复数信号(Il+jQl)输出。如图3B所示，模拟复数信号(Il+jQl)中含有的镜频分量的信号电平落在模拟/数字变换器102i、102q的输入范围内。接着，模拟复数信号(Il+jQl)被模拟/数字变换器102i、102q、数字复数滤波器103、IQ不平衡补偿电路104及数字复数滤波器105处理，而变换成数字复数信号(I5+j(^)。如图3C所示，通过数字复数滤波器105的复数运算抑制了数字复数信号 (I5+JQ5)中含有的镜频分量。(数字复数滤波器的处理)
接着，对数字复数滤波器103的处理进行说明。模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103的每一个中的传递函数如下表记。模拟复数滤波器101的模拟传递函数Hl(s)+jH2(s)双线性变换模拟传递函数而得到的传递函数Hl(z)+jH2(z)数字复数滤波器103的数字传递函数H3 (ζ) + jH4 (ζ)此外，在这里，数字传递函数的实数部Η3 (ζ)对应于传递函数(Hl(z)+jH2(z))的实数部Hl (ζ)，数字传递函数的虚数部H4 (ζ)对应于反转传递函数(Hl(z)+jH2(z))的虚数部H2(z)的符号而得到的值(_H2(z))。模拟复数滤波器101对模拟复数信号(IO+jQO)实施如下的复数运算，并输出模拟复数信号(Il+jQl)。(Il+jQl) = (HI (s)+jH2 (s)) X (I0+jQ0)= (HI (s) I0-H2 (s) Q0) +j (H2 (s) I0+H1 (s) Q0)S卩、同相信号Il及正交信号Ql如下。Il = Hl(s) I0-H2 (s)QO. ··(式 1)Ql = H2(s)I0+Hl(s)Q0. · ·(式 2)其次，模拟/数字变换器102i、102q将模拟复数信号(Il+jQl)变换成数字复数信号(12+jQ》。接着，数字复数滤波器103对数字复数信号(12+jQ》实施如下的复数运算， 并输出数字复数信号(I3+jQ3)。(I3+jQ3) = (H3 (ζ) +jH4 (ζ)) X (I2+jQ2)...(式 3)因为I2 = I1、Q2 = Q1，所以根据(式1)，(式2)，(式3)，同相信号13、正交信号 Q3变为如下(式4)、(式5)。13 = (HI (s) H3 (ζ) _H2 (s) H4 (ζ)) 10- (HI (s) H4 (ζ) +H2 (s) H3 (ζ)) Q0. · ·(式 4)Q3 = (HI (s) H4 (ζ) +H2 (s) H3 (ζ)) 10+ (HI (s) Η3 (ζ) _Η2 (s) Η4 (ζ)) Q0. · ·(式 5)在这里，因为Η3 (ζ) =Hl(Z) NHl(s)、H4(z) = _H2 (ζ) N -H2 (s)，故有Hl (s) H4 (ζ) +Η2 (s) H3 (ζ) ^ 0· · ·(式 6)因此，根据(式4)、(式5)、(式6)，同相信号13、正交信号Q3变为如下(式7)、 (式 8)。13 N (HI (s) Η3 (ζ) _H2 (s) H4 (ζ)) 10...(式 7)Q4 N (HI (s) H3 (ζ) _Η2 (s) Η4 (ζ)) Q0. · ·(式 8)这样，从同相信号13中去除了与正交信号QO相关的项，从正交信号Q3中去除了与同相信号10相关的项。如上，数字复数滤波器103从同相信号12中使正交分量(正交信号QO所对应的分量)衰减并作为同相信号13输出，且从正交信号Q2中使同相分量(同相信号10所对应的分量)衰减并作为正交信号Q3输出。这样，在同相信号13及正交信号Q3的每一个中多余的分量变小，故IQ不平衡补偿电路104能正确地补偿同相信号13和正交信号Q3之间的正交性误差及振幅误差。另外，因为能正确地补偿IQ不平衡，故能提高数字复数滤波器105 中的镜频抑制比。此外，通过数字复数滤波器105中的镜频抑制比的提高，从而数字信号处理电路 14能够基于来自数字复数滤波器105的复数信号(I5+j(^)正确地解调数据。
(传递函数)此外，也可以如下(式9)及(式10)成立的方式来设定模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103各自的传递函数。|Hl(s)H4(z)+H2(s)H3(z) I < H2 (s) | · · ·(式 9)I Hl (s) H4 (ζ) +Η2 (s) H3 (ζ) | < | Hl (s) Η3 (ζ) _H2 (s) H4 (ζ) |...(式 10)通过这样设定传递函数，从而能够使同相信号13中含有的正交分量变得比同相信号12中含有的正交分量小，使正交信号Q3中含有的同相分量变得比正交信号Q2中含有的同相分量小。由此，能够改善IQ不平衡的补偿精度。另外，根据上述(式4)、(式5)可知，同相信号13及正交信号Q3的每一个中含有的多余分量变小，小到“机⑷朋⑴+拟⑷拟⑴”接近 ”的程度。特别是，通过以“HI (s) H4(z)+H2(s)H3(z) = 0”成立的方式设定模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103各自的传递函数，从而能够使同相信号13中含有的正交分量及正交信号Q3中含有的同相分量为最小。(实施方式2)图4表示本发明的实施方式2的接收电路的构成例。该接收电路2代替图1所示的复数信号处理电路10，而具备复数信号处理电路20。其他结构与图1相同。复数信号处理电路20除了图1所示的构成之外，还包括控制电路201。控制电路201基于数字复数信号(12+jQ》及数字复数信号(I5+j(^)来控制模拟复数滤波器101、数字复数滤波器103、 105的动作。(动作控制1)其次，对由图4所示的控制电路执行的模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103 的动作控制进行说明。首先，控制电路201基于数字复数信号(I2+jQ2)和模拟复数滤波器101中的镜频抑制比，计算模拟复数信号(IO+jQO)中含有的镜频分量的信号电平。另外，控制电路201 基于数字复数信号(I5+jQ5)，计算数字复数信号(I5+j(^)中含有的镜频分量的信号电平。 其次，控制电路201计算模拟复数信号(IO+jQO)和数字复数信号(I5+j(^)之间的镜频分量的信号电平的差(即、对模拟复数信号(IO+jQO)的镜频抑制比)。然后，控制电路201判定对模拟复数信号(IO+jQO)的镜频抑制比是否比模拟/数字变换器102i、102q的输入范围大。在对模拟复数信号(IO+jQO)的镜频抑制比比模拟/数字变换器102i、102q的输入范围大的情况下，控制电路201将模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103 —直维持在驱动状态。另一方面，在对模拟复数信号(IO+jQO)的镜频抑制比比模拟/数字变换器102i、 102q的输入范围小的情况下，控制电路201使模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103 处于停止状态。当模拟复数滤波器101处于停止状态时，直接将同相信号10及正交信号QO 作为同相信号Il及正交信号Ql输出。另外，当数字复数滤波器103处于停止状态时，直接将同相信号12及正交信号Q2作为同相信号13及正交信号Q3输出。以上，在无需使模拟复数信号(IO+jQO)中含有的镜频分量衰减的情况下，通过使模拟复数滤波器101及数字复数滤波器103处于停止状态，从而不仅能削减这些滤波器中不必要的消耗电力，还能防止因这些滤波器的不必要的动作引起的噪声的产生。(动作控制2)接着，对由图4所示的控制电路201执行的数字复数滤波器105的动作控制进行说明。首先，控制电路201基于数字复数信号(I2+jQ2)和数字复数滤波器103中的镜频抑制比，计算数字复数信号(I4+jQ4)中含有的镜频分量的信号电平。另外，控制电路201 基于数字复数信号(I5+jQ5)，计算数字复数信号(I5+j(^)中含有的镜频分量的信号电平。 其次，控制电路201计算数字复数信号(I4+jQ4)和数字复数信号(I5+j(^)之间的镜频分量的信号电平的差。在这些信号电平的差比规定值(例如，0)大的情况下，控制电路201将数字复数滤波器105 —直维持在驱动状态。另一方面，在信号电平的差比规定值小的情况下，控制电路201使数字复数滤波器105处于停止状态。当数字复数滤波器105处于停止状态时，直接将同相信号14及正交信号Q4作为同相信号15及正交信号Q5输出。以上，在无需抑制数字复数信号(I4+jQ4)中含有的镜频分量的情况下，通过使数字复数滤波器105处于停止状态，从而不仅能够削减数字复数滤波器105中不必要的消耗电力，还能防止因数字复数滤波器105的不必要的动作引起的噪声的产生。此外，控制电路201也可基于数字复数信号(I3+jQ;3)或数字复数信号(I4+jQ4)， 计算模拟复数信号(I0+jQ0)中含有的镜频分量的信号电平或数字复数信号(I4+jQ4)中含有的镜频分量的信号电平。(实施方式3)图5表示本发明的实施方式3的接收电路的构成例。该接收电路3代替图1所示的复数信号处理电路10，而具备复数信号处理电路30。复数信号处理电路30代替图1所示的数字复数滤波器105，而包括数字复数滤波器305。其他结构与图1相同。数字复数滤波器305包括镜频抑制滤波器311和偏差补偿滤波器312。镜频抑制滤波器311为了抑制数字复数信号(I4+jQ4)中含有的镜频分量，而对同相信号14及正交信号Q4实施复数运算，并将该运算结果作为同相信号15及正交信号Q5 输出。例如，镜频抑制滤波器311由数字复数滤波器构成。偏差补偿滤波器312具有消除数字复数信号(I5+j(^)的振幅偏差这样的振幅特性，且补偿期望频带内的数字复数信号(I5+j(^)的振幅偏差。例如，偏差补偿滤波器312 由数字复数滤波器构成。此外，偏差补偿滤波器312的传递函数也可如下设定。S卩、也可针对接收电路3的各块(详细地说，为从天线至镜频抑制滤波器311的各块)的每一个求出期望频带内的振幅特性，按照偏差补偿滤波器312的振幅特性成为合成各块的振幅特性而得到的振幅特性的逆特性的方式设定偏差补偿滤波器312的传递函数。接着，参照图6，对图5所示的偏差补偿滤波器312的振幅特性进行说明。此外，在图6中，为了简化说明，仅仅示出模拟复数滤波器101、数字复数滤波器103及偏差补偿滤波器312各自的振幅特性。模拟复数滤波器101在期望的频带F B具有增益为“0”的振幅特性FC101。镜频抑制滤波器311也具有同样的振幅特性。但是，数字复数滤波器103在期望的频带FB具有增益伴随着频率的增加而减少的振幅特性FC103。因此，数字复数信号(I5+jQ5)在期望的频带FB具有振幅偏差。另一方面，偏差补偿滤波器312在期望的频带FB具有增益伴随着频率的增加而增加的振幅特性FC312。即、偏差补偿滤波器312的频率特性FC312相当于合成模拟复数滤波器101、数字复数滤波器103及镜频抑制滤波器311各自的振幅特性而得到的振幅特性的逆特性。由此，能够补偿数字复数信号(I5+j(^)的振幅偏差。以上，通过补偿数字复数信号(15+jQO的振幅偏差，从而能够抑制频带内的复数信号的信号电平的差异。由此，能够防止复数信号的品质劣化。此外，也可由1个数字复数滤波器来构成镜频抑制滤波器311及偏差补偿滤波器 312。例如，这样的数字复数滤波器也可具有合成镜频抑制滤波器311及偏差补偿滤波器 312各自的传递函数而得到的传递函数。另外，复数信号处理电路30也可进一步具备图4 所示的控制电路201。(信号再生装置)如图7所示，接收电路1、2、3可应用于信号再生装置。图7所示的信号再生装置是接收射频信号RF并再生视频及音频中的至少一方的装置，例如是移动电话或数字电视等的视频音频再生装置、或无线电等的音频再生装置等。该信号再生装置除了接收装置1 之外，还具备再生电路4。再生电路4基于由接收电路1解调出的数据DATA，再生视频及音频中的至少一方。在该信号再生电路中，因为在接收电路1中正确地解调了数据，故再生电路4能够正确地再生视频和/或音频。此外，在以上的实施方式中，说明了接收电路按照低IF接收方式处理射频信号， 但接收电路也可按照其他IF接收方式(例如，零IF接收方式等)处理射频信号。(工业上的可利用性)本发明的复数信号处理电路因为能够改善IQ不平衡的补偿精度，故在移动电话或数字电视等的视频音频再生装置、或无线电等的音频再生装置等中是有用的。
权利要求
1.一种复数信号处理电路，是对由同相信号及正交信号构成的模拟复数信号进行处理的电路，其特征在于具备模拟复数滤波器，其为使所述模拟复数信号中含有的镜频分量衰减，而将所述同相信号与所述正交信号进行合成并作为第1模拟信号输出，且将所述正交信号与所述同相信号进行合成并作为第2模拟信号输出；模拟/数字变换器，其将所述第1及第2模拟信号变换成第1及第2数字信号；第1数字复数滤波器，其为了从所述第1数字信号中衰减所述正交信号所对应的分量并作为第3数字信号输出、且从所述第2数字信号中衰减所述同相信号所对应的分量并作为第4数字信号输出，而对所述第1及第2数字信号实施复数运算并作为所述第3及第4 数字信号输出；和IQ不平衡补偿电路，其补偿所述第3数字信号和所述第4数字信号之间的正交性误差及振幅误差。
2.根据权利要求1所述的复数信号处理电路，其特征在于，还具备第2数字复数滤波器，其用于抑制由所述IQ不平衡补偿电路补偿后的第3及第 4数字信号构成的数字复数信号中含有的镜频分量。
3.根据权利要求2所述的复数信号处理电路，其特征在于，所述第2数字复数滤波器抑制所述数字复数信号中含有的镜频分量，并且补偿期望的频带内的所述数字复数信号的振幅偏差。
4.根据权利要求3所述的复数信号处理电路，其特征在于，所述第2数字复数滤波器包括镜频抑制滤波器，其抑制所述数字复数信号中含有的镜频分量；和偏差补偿滤波器，其在所述期望的频带内补偿来自所述镜频抑制滤波器的数字复数信号的振幅偏差。
5.根据权利要求1所述的复数信号处理电路，其特征在于，还具备控制电路，其用于在对所述模拟复数信号的镜频抑制比比所述模拟/数字变换器的输入范围还小的情况下，使所述模拟复数滤波器和所述第1数字复数滤波器处于停止状态。
6.根据权利要求2所述的复数信号处理电路，其特征在于，还具备控制电路，其用于在提供给所述第2数字复数滤波器的数字复数信号和从所述第2复数滤波器输出的数字复数信号之间的镜频分量的信号电平的差比规定值还小的情况下，使所述第2数字复数滤波器处于停止状态。
7.根据权利要求1至6任一项所述的复数信号处理电路，其特征在于，在将所述模拟复数滤波器的模拟传递函数设为(HI (s) +jH2 (s))、将所述数字复数滤波器的数字传递函数设为(H3(z)+jH4(z))的情况下，|Hl(s)H4(z)+H2(s)H3(z) < |H2(s) 且 Hl(s)H4(z)+H2(s)H3(z) < Hl (s) H3 (ζ)-H2 (s) H4 (ζ) |，其中 j 为虚数单位。
8.根据权利要求7所述的复数信号处理电路，其特征在于，Hl(s)H4(z)+H2(s)H3(z) = 0。
9.根据权利要求8所述的复数信号处理电路，其特征在于，所述数字传递函数的实数部H3(z)对应于双线性变换所述模拟传递函数而得到的传递函数的实数部Hl (ζ)，所述数字传递函数的虚数部H4(z)对应于将双线性变换所述模拟传递函数而得到的传递函数的虚数部H2(z)的符号进行反转获得的值(_H2(z))。
10.根据权利要求1所述的复数信号处理电路，其特征在于，所述模拟复数信号相当于按照低IF接收方式由射频信号生成的中频信号。
11.一种接收电路，是从射频信号中解调数据的电路，其特征在于具备 正交检波器，其将所述射频信号变换成模拟复数信号；权利要求1所述的复数信号处理电路，其对来自所述正交变换电路的模拟复数信号进行处理并输出数字复数信号；和数字信号处理电路，其基于来自所述复数信号处理电路的数字复数信号来解调数据。
12.—种信号再生装置，是接收射频信号并再生视频及音频中的至少一方的装置，其特征在于具备权利要求11所述的接收电路，其从所述射频信号中解调数据；和再生电路，其基于由所述接收电路解调出的数据来再生视频及音频中的至少一方。
全文摘要
本发明提供一种复数信号处理电路、接收电路、信号再生装置。模拟复数滤波器(101)合成同相信号(I0)和正交信号(Q0)并输出模拟信号(I1、Q1)。模拟/数字变换器(102i、102q)将模拟信号(I1、Q1)变换成数字信号(I2、Q2)。数字复数滤波器(103)为了从数字信号(I2)中衰减正交信号(Q0)所对应的分量并作为数字信号(I3)输出，且从数字信号(Q2)中衰减同相信号(I0)所对应的分量并作为数字信号(Q3)输出，而对数字信号(I2、Q2)实施复数运算并输出数字信号(I3、Q3)。IQ不平衡补偿电路(104)补偿数字信号(I3、Q3)之间的正交性误差及振幅误差。
文档编号H04L27/22GK102165685SQ20098013772
公开日2011年8月24日 申请日期2009年2月3日 优先权日2008年9月26日
发明者中平博幸, 山元隆, 永野孝一 申请人:松下电器产业株式会社