专利名称：无线通信基站装置及分割数决定方法
技术领域：
本发明涉及无线通信基站装置及分割数决定方法。
背景技术：
在作为 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution, 第三代合作伙伴计划长期演进)的扩充版的高级LTE(LTE-AdvanCed)中，正在探讨在上行线路中除了使用单载波(Single Carrier :SC)发送之外，还使用多载波(Multi Carrier MC)发送的技术。
在SC发送中，将发送信号使用连续的频带发送。由此，在SC发送中，发送信号被映射的频带之间的信道相关高，而且能够使发送功率集中于连续的频带。因此，通过对基于导频信号估计的信道估计值进行滤波，能够获得大的噪声平均化效果，而且能够获得足够的信道估计精度。
另一方面，在MC发送中，将发送信号使用不连续的频带发送。由此，在MC发送中， 能够在比SC发送更宽的频带中分配发送信号，因此，能够获得比SC发送更大的频率分集效应。
另外，在高级LTE中，正在探讨带谱分控制(SDC(Spectrum DivisionControl)) 的离散傅立叶变换扩频正交频分多址(DFT-s-OFDM(Discrete FourierTransform spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing)) (DFT-s-OFDMwith SDC)作为根据移动台的通信环境适当地切换SC发送和MC发送的发送方法(例如，参照非专利文献1)。
图1是表示带SDC的DFT-s-OFDM方式的无线通信终端装置(下面称为“终端”) 的概略结构的方框图。如图1所示，终端对数据信号进行DFT处理，将DFT处理后的数据信号映射到频域(副载波)。终端对映射的数据信号进行IFFTanverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换)处理，附加CP (Cyclic Prefix，循环前缀)并进行发送。这里，图1所示的副载波映射单元通过控制对于数据信号的频域的映射方法，能够切换SC发送和MC发送。具体而言，若频域中的数据分割数(下面称为SD(Spectrum Division，谱分) 数)为1，则采用SC发送，若SD数彡2，则采用MC发送。无线通信基站装置(下面称为“基站”)根据终端的通信环境控制SD数，从而能够适当地切换SC发送和MC发送。
此夕卜，带SDC 的 DFT-s-OFDM 的优点在于与 OFDMA (OrthogonalFrequency Division Multiple Access，正交频分多址)相比，能够降低MC发送时的CM (Cubic Metric，立方度量)或PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，山条值对平均功率比)。由此， 能够扩大MC发送的适用范围，并能够改善覆盖性能。
现有技术文献 非专利文献 非专利文献 1:NEC, Rl-081752, "Proposals on PHY related aspects in LTEAdvanced”，3GPP TSG RAN1#53, Kansas City, M0, USA,5-9May,2008
发明内容
发明要解决的问题 从终端发送的发送信号中数据信号和导频信号被时间复用。在下面的说明中，将包含导频信号的块称为“导频块”。也就是说，发送信号包含一个或多个导频块。而且，终端将发送信号中包含的多个导频块分割，生成多个导频块的集合。这里，将多个导频块的集合例如称为“群(cluster)”。例如，终端通过将发送信号中包含的六个导频块一分为两个，生成两个由三个导频块的集合构成的群。
在信号传输特性上相互相关的带宽即相干带宽内，导频块数越多，由滤波产生的噪声平均化效果越大，因此，能够获得更高的信道估计精度。但是，在带有SDC的 DFT-s-OFDM中，SD数越多，则发送信号被分割得越细，构成各群的导频块的数越少，所以映射到相干带宽内的导频块的数越少。因此，仅能够获得小的噪声平均化效果，从而导致信道估计精度的降低。
另一方面，SD数越少，构成各群的导频块的数越多，因此，映射到相干带宽内的导频块的数越多。但是，SD数越少，则分割而生成的群的数越少，因此，无法将导频块映射到宽带，从而导致频率分集效应的降低。
以下，进行具体说明。在图2A和图2B中，终端发送由六个导频块(例如，六个副载波的导频块)构成的发送信号。在图2A中，因为SD数为2，所以终端将六个导频块分为两个，将三个导频块(三个副载波的导频块)作为一个群映射到频带。在图2B中，因为SD 数为3，所以终端将六个导频块分为三个，将两个导频块(两个副载波的导频块)作为一个群映射到频带。这里，如图2A和图2B所示，一个群中包含的导频块被映射到相干带宽内。 此外，若假设互不相同的群隔开宽于相干带宽的频率间隔△而分别被映射，则不同的群中包含的导频块之间的信号传播特性的相关低。
若比较图2A(SD数2)与图2B(SD数3)，映射到相干带宽内的导频块的数在图2A 中为三个导频块，而在图2B中为两个导频块。也就是说，在图2B(SD数3)中，使用少于图 2A(SD数2)的导频块进行信道估计，因此，与图2A(SD数2)相比，信道估计精度降低。
另一方面，在图2A中，将发送信号分为两个而生成的两个群分散地配置在频域中，而在图2B中，将发送信号分为三个而生成的三个群分散地配置在频域中。也就是说，在图2A(SD数2)中，SD数少于图2B(SD数3)中的SD数，因此，与图2B(SD数3)相比，频率分集效应降低。
这样，在带SDC的DFT-s-OFDM中，根据SD数，信道估计精度和频率分集效应中的其中一方降低。
本发明的目的在于，提供无论SD数如何，都能够维持信道估计精度并提高频率分集效应的无线通信基站装置及分割数决定方法。
解决问题的方案 本发明的无线通信基站装置采用的结构包括决定单元，决定来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数；以及调度单元，调度以所述分割数分割的所述发送信号的向频率资源的分配，所述发送信号中包含的导频块的数越多，所述决定单元使所述分割数越多。
本发明的分割数决定方法是决定来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数的分割数决定方法，在该分割数决定方法中，所述发送信号中包含的导频块的数越多，使所述分割数越多。
发明的效果 根据本发明，无论SD数如何，都能够维持信道估计精度并提高频率分集效应。
图1是表示带SDC的DFT-s-OFDM方式的终端的概略结构的方框图。
图2A是表示以往的发送信号的分割处理的图。
图2B是表示以往的发送信号的分割处理的图。
图3是表示本发明实施方式1的基站的结构的方框图。
图4是表示本发明实施方式1的导频块数与SD数之间的对应关联的图。
图5是表示本发明的实施方式1的终端的结构的方框图。
图6是表示本发明实施方式1的发送信号的分割处理的图。
图7是表示本发明实施方式2的导频块数与SD数和频率间隔之间的对应关联的图。
图8A是表示本发明实施方式2的发送信号的分割处理的图。
图8B是表示本发明实施方式2的发送信号的分割处理的图。
图9是表示小区内的导频信号之间的序列间干扰增加的情况的图。
图10是表示本发明实施方式3和实施方式4的基站的结构的方框图。
图11是表示本发明实施方式3和实施方式4的终端的结构的方框图。
图12A是表示根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群的最小带宽的情况的图。
图12B是表示根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群的最小带宽的情况的图。
图13是表示与层数和发送带宽对应的群的最小带宽的图。
图14A是表示根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群数的最大值的情况的图。
图14B是表示根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群数的最大值的情况的图。
图15是表示与层数和发送带宽对应的群数的最大值的图。
图16是表示本发明的其他控制信息的通知方法的图。
具体实施例方式以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。
(实施方式1) 在本实施方式中，发送信号中包含的导频块的数越多，使SD数越多。
使用图3说明本实施方式的基站100的结构。
在图3所示的基站100的编码单元101中输入发送数据(下行线路数据)，从差错检测单元116输入响应信号(ACK信号或NACK信号)，从调度单元118输入表示各终端的资源分配信息的“许可(Grant) ”，从生成单元119输入表示各终端的发送信号的分割模式的分割信息。此外，由响应信号、“许可(Grant)”及分割信息构成控制信息。而且，编码单元 101对发送数据及控制信息进行编码，将编码数据输出到调制单元102。
调制单元102对从编码单元101输入的编码数据进行调制，并将调制后的信号输出到RF发送单元103。
RF发送单元103对从调制单元102输入的信号施加D/A变换、上变频和放大等发送处理，并将施加了发送处理的信号从天线104向各终端无线发送。
RF接收单元105对经由天线104接收到的来自各终端的信号施加下变频、A/D变换等接收处理，并将施加了接收处理的信号输出到分离单元106。
分离单元106将从RF接收单元105输入的信号分离成导频信号和数据信号。然后，分离单元106将导频信号输出到DFT单元107，将数据信号输出到DFT单元110。
DFT单元107对从分离单元106输入的导频信号施加DFT处理，从时域的信号变换成频域的信号。然后，DFT单元107将变换成频域的导频信号输出到解映射单元108。
解映射单元108从由DFT单元107输入的频域的导频信号中提取与各终端的发送频带对应的部分的导频信号。然后，解映射单元108将提取的各导频信号输出到估计单元 109。
估计单元109基于从解映射单元108输入的导频信号，估计传播路径的频率变动 (信道的频率响应)的估计值和接收质量的估计值。然后，估计单元109将传播路径的频率变动的估计值输出到频域均衡单元112，将接收质量的估计值输出到调度单元118。
另一方面，DFT单元110对从分离单元106输入的数据信号施加DFT处理，从时域的信号变换成频域的信号。然后，DFT单元110将变换成频域的数据信号输出到解映射单元 111。
解映射单元111从由DFT单元110输入的信号中提取与各终端的发送频带对应的部分的数据信号。然后，解映射单元111将提取的各信号输出到频域均衡单元112。
频域均衡单元112使用从估计单元109输入的传播路径的频率变动的估计值，对从解映射单元111输入的数据信号施加均衡处理。然后，频域均衡单元112将施加了均衡处理的信号输出到IFFT单元113。
IFFT单元113对从频域均衡单元112输入的数据信号施加IFFT处理。然后，IFFT 单元113将施加了 IFFT处理的信号输出到解调单元114。
解调单元114对从IFFT单元113输入的信号施加解调处理，并将施加了解调处理的信号输出到解码单元115。
解码单元115对从解调单元114输入的信号施加解码处理，将施加了解码处理的信号(解码比特串)输出到差错检测单元116。
差错检测单元116对从解码单元115输入的解码比特串进行差错检测。例如，差错检测单元116使用CRC(Cyclic Redundancy Check，循环冗余校验)进行差错检测。在差错检测的结果为解码比特中存在差错时，差错检测单元116生成NACK信号作为响应信号， 在解码比特中不存在差错时，差错检测单元116生成ACK信号作为响应信号。然后，差错检测单元116将生成的响应信号输出到编码单元101。另外，在解码比特中不存在差错时，差错检测单元116输出数据信号作为接收数据。
表示终端的发送信号中包含的导频块的数的导频块数信息被输入到决定单元117 和调度单元118。
决定单元117预先存储有如图4所示的导频块的数与SD数之间的对应关联各不相同的多个分割模式(在图4中，分割模式A、分割模式B和分割模式C)。决定单元117基于输入的导频块数信息所示的导频块的数，使用多个分割模式中的其中一个分割模式，决定终端的发送信号的频域中的分割数即SD数。这里，决定单元117例如基于本站与各终端 (这里为终端200)之间的无线传播路径的接收质量，使用多个分割模式中的其中一个分割模式。另外，发送信号中包含的导频块的数越多，决定单元117使SD数越多。然后，决定单元117将表示决定了的SD数的SD数信息输出到调度单元118。
调度单元118根据导频块数信息、从估计单元109输入的接收质量的估计值以及从决定单元117输入的SD数信息，调度各终端发送的发送信号的向发送频带(频率资源) 的分配。例如，调度单元118基于接收质量的估计值，调度以SD数信息所示的SD数分割的发送信号(以导频块数信息所示的导频块数构成的发送信号)的向频率资源的分配。然后， 调度单元118将表示调度结果的“许可(Grant)，，(例如，被分配发送信号的频率资源的开始位置及带宽)输出到编码单元101，并将SD数信息和导频块数信息输出到生成单元119。
生成单元119与决定单元117同样地预先存储有图4所示的多个分割模式。生成单元119基于从调度单元118输入的SD数信息所示的SD数、以及导频块数信息所示的导频块数，确定由决定单元117使用的分割模式，生成表示确定了的分割模式的分割信息。然后，生成单元119将生成的分割信号输出到编码单元101。由此，分割模式被通知给各终端。 此外，在基站100中，也可将由决定单元117选择的分割模式输出到生成单元119，生成单元 119使用从决定单元117输入的分割模式，生成表示分割模式的分割信息。
接着，使用图5说明本实施方式的终端200的结构。
图5所示的终端200的RF接收单元202对经由天线201接收到的来自基站100的信号施加下变频、A/D变换等接收处理，并将施加了接收处理的信号输出到解调单元203。
解调单元203对从RF接收单元202输入的信号施加均衡处理和解调处理，并将施加了这些处理的信号输出到解码单元204。
解码单元204对从解调单元203输入的信号施加解码处理，提取接收数据和控制信息。这里，控制信息中包含响应信号(ACK信号或NACK信号)、“许可(Grant)”和分割信息。解码单元204将提取的控制信息中的“许可(Grant)”输出到分割数判定单元205和频带判定单元206，并将分割信息输出到分割数判定单元205。
分割数判定单元205预先存储有与基站100的生成单元119相同的多个分割模式 (图4)。分割数判定单元205基于从解码单元204输入的“许可(Grant)，，和分割信息，判定本终端的发送信号的SD数。例如，分割数判定单元205判定图4所示的多个分割模式中的分割信息所示的分割模式、以及与根据“许可(Grant)，，求得的本终端的发送信号的带宽 (即导频块数)对应的SD数。然后，分割数判定单元205将判定出的SD数输出到频带判定单元206。
频带判定单元206基于从解码单元204输入的“许可(Grant) ”和从分割数判定单元205输入的SD数，判定被分配本终端的发送信号的频率资源。然后，频带判定单元206 将表示判定出的频率资源的频带信息输出到分配单元210。
CRC单元207对发送数据进行CRC编码而生成CRC编码数据，并将生成的CRC编码数据输出到编码单元208。
编码单元208对从CRC单元207输入的CRC编码数据进行编码，并将编码数据输出到调制单元209。
调制单元209对从编码单元208输入的编码数据进行调制，并将调制后的数据信号输出到分配单元210。
分配单元210基于从频带判定单元206输入的频带信息，将从调制单元209输入的数据信号分配给频率资源(RB)。分配单元210将分配给了 RB的数据信号输出到复用单元 211。
复用单元211对导频信号和从分配单元210输入的数据信号进行时间复用，并将复用信号输出到RF发送单元212。由此，生成由包含数据信号和导频信号的导频块构成的发送信号。
RF发送单元212对从复用单元211输入的复用信号施加D/A变换、上变频和放大等发送处理，并将施加了发送处理的信号从天线201向基站100进行无线发送。
接着，说明本实施方式的基站100的决定单元117(图3)中的SD数的决定处理的细节。
如上所述，为了获得足够的信道估计精度，即使在将发送信号分割的情况下，也需要将一定数以上的导频块映射到相干带宽内。例如，假设在相干带宽内获得足够的信道估计精度所需的导频块数为三个以上。在该情况下，为了在分割了发送信号后也维持足够的信道估计精度，在将发送信号分割而生成的各群中包含的导频块为三个即可。也就是说，在相干带宽内获得足够的信道估计精度的导频块被最小限度映射即可。由此，在将发送信号分割时，决定单元117以最少由三个导频块(即，能够获得足够的信道估计精度的导频块数)构成群的方式来决定SD数即可。例如，发送信号中包含的导频块的总数为将发送信号分割而生成的每个群的导频块数(这里为三个)XSD数。由此，若在每个群的导频块数恒定时，则导频块的总数越多，SD数越多。
S卩，只要确保每个群的导频块数为一定数(这里为三个)，即使在发送信号中包含的导频块的数越多，使SD数越多的情况下，也可维持信道估计精度。另外，SD数越多，能够在宽带中越分散地配置多个群，因此，能够进一步提高频率分集效应。由此，在本实施方式中，输入的导频块数信息所示的导频块的数越多，决定单元117使SD数越多。
在下面的说明中，将导频块的数分类为[少、中、多]的三类。具体而言，如图4及图6所示，将导频块数为6个以下的情况设为导频块数少，将导频块数大于6个且为9个以下的情况设为导频块数中，将导频块数大于9个的情况设为导频块数多。另外，如图6 所示，将各群之间的频率间隔设为Δ1、Δ2和Δ3中的其中一个。其中，Δ1、Δ2和Δ3均取大于相干带宽的值，例如，ΔΙ、Δ2和Δ3也可全部为相同的值。此外，在图4的分割模式A中，不管导频块数为多少，SD数都为1。也就是说，成为不分割发送信号的SC发送。另一方面，在图4的分割模式B和分割模式C中进行MC发送。
现说明图4所示的分割模式B。输入的导频块数信息所示的导频块的数越多，决定单元117使SD数越多。例如，在导频块数为6时(即，在导频块数少时)，如图4所示，决定单元117将SD数决定为2。同样地，在导频块数为9时(即，在导频块数中时)，如图4所示，决定单元117将SD数决定为3。另外，在导频块数为12时(即，在导频块数多时)， 如图4所示，决定单元117将SD数决定为4。
而且，例如，在导频块数为6时(即，在导频块数少时)，由于SD数为2，如图6的上段所示，调度单元118将分割成两个的发送信号(两个群)分配给隔开了 Δ1的频带。 同样地，在导频块数为9时(即，在导频块数中时)，由于SD数为3，如图6的中段所示，调度单元118将三分割了的发送信号(三个群)分配给隔开了 Δ1的频带和隔开了 Δ2的频带。另外，在导频块数为12时(S卩，在导频块数多时)，由于SD数为4，如图6的下段所示，调度单元118将四分割了的发送信号(四个群)分别分配给隔开了 Δ1的频带、隔开了 Δ2的频带以及隔开了 Δ3的频带。
这样，导频块的数越多，决定单元117使SD数越多。但是，如图6所示，不管在发送信号中包含的导频块的数为[少、中、多]的哪一种，都每三个导频块地分割发送信号，因此，不管在发送信号中包含的导频块的数多少，都能够维持信道估计精度。也就是说，即使导频块数少(例如图6的上段)，也能够在相干带宽内获得足够的信道估计精度。另外，在导频块数多时(例如图6的下段)，能够使SD数更多，因此，能够维持相干带宽内的信道估计精度，并且能够将发送信号分配给更宽的频带。此外，在本发明中，并不限定于每三个导频块地分割发送信号，即，并不限定于将各群中包含的导频块数设为三个。另外，在本发明中，也可以使各群中包含的导频块数不同。
另外，图4所示的分割模式C与分割模式B同样地，导频块数越多，决定单元117 使SD数越多。但是，在对分割模式C与分割模式B进行比较时，分割模式C的同一导频块数下的SD数比分割模式B的同一导频块数下的SD数多。具体而言，与导频块数[少、中、 多]分别对应关联的SD数在分割模式B中为(2、3、4)，而在分割模式C中为(3、4、5)。此外，这里说明了基站100和终端200使用分割模式Α、分割模式B和分割模式C的三个分割模式的情况。但是，本发明中使用的分割模式并不限于三个。例如，基站100和终端200也可以仅使用分割模式A和分割模式B的两个分割模式，也可使用分割模式Α、分割模式B、分割模式C和分割模式D的四个分割模式。
基站100与终端200之间的接收质量，例如根据延迟扩展或多普勒频率引起的频域的传播路径变动而发生变化。例如，在频域的传播路径变动缓慢时，能够在大范围的连续的频域中获得良好的接收质量(即，相干带宽较宽)。另一方面，在频域的传播路径变动激烈时，无法在大范围的连续的频域中获得良好的接收质量(即，相干带宽较窄)。由此，决定单元117优选不仅根据发送信号中包含的导频块的数，还根据基站100与终端200之间的传播路径变动而决定不同的SD数。具体而言，频域的传播路径变动越激烈(相干带宽越窄)，可获得良好的接收质量的连续的频带越窄，所以决定单元117使SD数更多即可。
因此，决定单元117根据基站100与终端200之间的传播路径变动，使用图4所示的分割模式Α、分割模式B及分割模式C中的其中一个分割模式。
这里，作为一例基站100与终端200之间的传播路径变动，说明由延迟扩展引起的传播路径变动。首先，决定单元117例如预先设定阈值1和阈值2(其中，阈值1 <阈值 2)。而且，例如，决定单元117在延迟扩展小于阈值1的情况下(在传播路径变动缓慢的情况下)，使用图4所示的分割模式A决定SD数，在延迟扩展为阈值1以上且小于阈值2的情况下，使用图4所示的分割模式B决定SD数，而在延迟扩展为阈值2以上的情况下(在传播路径变动激烈的情况下)，使用图4所示的分割模式C决定SD数。
由此，例如在传播路径变动缓慢的情况下(在延迟扩展小于阈值1的情况下)，基站100通过将SD数决定为1，能够将导频块分配给接收质量良好的连续的大范围的频带 (相干带宽)。另外，在传播路径变动激烈的情况下(在延迟扩展为阈值2以上的情况下)， 仅在连续的狭窄范围的频域中能够获得良好的接收质量。因此，基站100通过使SD数更多， 能够更细地分割导频块，从而能够将导频块分配给每个可获得良好的接收质量的带宽(相干带宽)O 另外，生成单元119基于导频块数信息所示的导频块数、以及由决定单元117决定了的SD数，确定决定单元117在SD数的决定中使用的分割模式。例如，在导频块数为9 (导频块数中)且SD数为3时，生成单元119参照图4所示的对应关联，确定决定单元117在 SD数的决定中使用的分割模式为分割模式B。然后，生成单元119生成用于表示确定了的分割模式(这里为分割模式B)的分割信息，并将分割信息输出到编码单元101。由此，决定单元117在SD数的决定中使用的分割模式被通知给终端200。
另一方面，终端200的分割数判定单元205基于由基站100通知的分割信息和根据“许可(Grant)”求得的分配给本终端的带宽(即，导频块数)，参照图4所示的导频块数与SD数的对应关联，判定本终端的发送信号的SD数。例如，在分割信息所示的分割模式为分割模式A，且根据“许可(Grant)”所示的频带求得的导频块的模式为6时(即，在导频块数少时)，分割数判定单元205根据图4所示的对应关联，将SD数判定为1。同样地，例如，在分割信息所示的分割模式为分割模式B，且根据“许可(Grant)”所示的频带求得的导频块的模式为6时(即，在导频块少时)，分割数判定单元205根据图4所示的对应关联， 将SD数判定为2。其他分割模式以及其他导频块数的情况也相同。
这样，根据本实施方式，发送信号中包含的导频块数越多，基站使SD数越多。由此，在导频块数少时，能够维持分割了的发送信号的信道估计精度，在导频块数多的情况下，能够进一步提高频率分集效应。由此，根据本实施方式，无论SD数如何，都能够维持信道估计精度并提高频率分集效应。
而且，根据本实施方式，基站和终端保持导频块的数与SD数的对应关联为不同的多个分割模式。而且，即使在发送信号中包含的导频块数相同的情况下，基站也根据本站与终端之间的传播路径变动决定不同的SD数。由此，终端能够分割发送信号，以与根据传播路径变动的大小而不同的相干带宽对应的导频块数构成各群。另外，基站只要将在SD数的决定中使用的分割模式通知给终端即可，终端能够基于通知的分割模式判定本终端的发送信号的SD数。
再有，在本实施方式中，说明了基于导频块的个数来设定导频块数[少、中、多]的情况。但是，在本发明中，也可基于发送信号中包含的所有导频块所占用的频带的带宽相对于系统带宽的比例来设定导频块数[少、中、多]。例如，也可将导频块所占用的频带的带宽的比例小于系统带宽的1/3的情况设为导频块数少，将导频块所占用的频带的带宽的比例为系统带宽的1/3以上且小于2/3的情况设为导频块数中，而将导频块所占用的频带的带宽的比例为系统带宽的2/3以上的情况设为导频块数多。
另外，在本实施方式中，说明了将导频块的数分类为[少、中、多]的三类的情况。 但是，在本发明中，导频块的数的分类并不限于三类，例如也可以将导频块数分类为[少、多]的两类。例如，也可将导频块所占用的频带的带宽的比例小于系统带宽的1/2的情况设为导频块数少，而将导频块所占用的频带的带宽的比例为系统带宽的1/2以上的情况设为导频块数多。
另外，在本实施方式中，导频块数越多，使分割数越多，但也可替换为导频块数越多，使分割数的最大值越大。另外，也可将导频块数替换为数据信号的发送带宽。
(实施方式2) 在本实施方式中，与实施方式1同样地，基站除了根据导频块数决定SD数之外，还决定将发送信号分割而生成的群之间的频率间隔。
本实施方式中的基站100的决定单元117(图3)与实施方式1同样地，发送信号中包含的导频块的数越多，使SD数越多。而且，决定单元117例如在发送信号中包含的导频块的数小于阈值的情况下，将分割发送信号而生成的多个群之间的频率间隔决定为预先设定的多个候补中的其中一个。
在下面的说明中，与实施方式1同样地将导频块的数分类为[少、中、多]的三类。 另外，将导频块少的情况设为导频块的数小于阈值的情况。由此，在下面的说明中仅说明导频块少的情况。另外，图7所示的导频块数与SD数和频率间隔△之间的对应关联预先存储在基站100的决定单元117 (图3)和终端200的分割数判定单元205 (图5)中。
在图7中，信号#1中与实施方式1的分割模式A(图4)相同，SD数为1( S卩，发送信号无分割的SC发送)。因此，信号#1中未设定频率间隔Δ。另外，在图7所示的信号#2 和信号#3中，SD数为2。但是，将发送信号两分割生成的两个群之间的频率间隔Δ，在图7 所示的信号#2中为A[RB]，在图7所示的信号#3中为B[RB](其中B > A)。
决定单元117在导频块的数小于阈值的情况下(这里为导频块数少的情况下)， 基于本站与终端200之间的传播路径变动(例如由延迟扩展引起的传播路径变动)，将分割发送信号而生成的多个群之间的频率间隔定为多个候补频率间隔中的其中一个。
具体而言，例如，在传播路径变动缓慢的情况下，决定单元117使用信号#1，将SD 数决定为1。由此，调度单元118能够将导频块分配给接收质量良好的连续的大范围的频带 (相干带宽)。
另外，决定单元117在将SD数设为2的情况下，根据本站与终端200之间的传播路径变动，将两个群之间的频率间隔△决定为A(信号#2)或B(信号#3)的其中一个。具体而言，在频率间隔△ =A时两个群的接收质量均良好，而在频率间隔△ =B时只有其中一个群的接收质量良好的情况下，决定单元117使用信号#2，将频率间隔Δ决定为Α。同样地，在频率间隔Δ =A时只有其中一个群的接收质量良好，而在频率间隔Δ =B时两个群的接收质量均良好的情况下，决定单元117使用信号#3，将频率间隔△决定为B。然后， 决定单元117将决定了的SD数和频率间隔△输出到调度单元118。也就是说，决定单元 117能够根据传播路径变动，变更多个群之间的频率间隔。
另外，在SD数=2、频率间隔Δ =A的情况下，如图8Α所示，调度单元118将发送信号两分割生成的两个群分配给隔开了频率间隔△ =A的频带。另外，在SD数=2、频率间隔△ =B的情况下，如图8Β所示，调度单元118将发送信号两分割生成两个群分配给隔开了频率间隔Δ = Β( > Α)的频带。
另外，生成单元119基于导频块数、由决定单元117决定了的SD数和频率间隔Δ，确定图7所示的信号#1 信号#3中决定单元117在SD数和频率间隔Δ的决定中使用的信号。例如，在导频块数少，SD数为2且频率间隔Δ为B时，生成单元119参照图7所示的对应关联，确定决定单元117在SD数和频率间隔△的决定中使用的信号为信号#3。然后，生成单元119生成表示确定了的信号(这里为信号#3)的分割信息。由此，表示上述信号的分割信息被从基站100通知给终端200。
另一方面，终端200的分割数判定单元205 (图5)基于由基站100通知的分割信息所示的信号(例如，图7所示的信号#1 信号#3)、以及根据“许可(Grant)，，求得的分配给本终端的频带的带宽(即，导频块数)，参照图7所示的导频块数与SD数和频率间隔 Δ之间的对应关联，判定本终端的发送信号的SD数和频率间隔Δ。
这样，在导频块数少的情况下，决定单元117决定与传播路径变动对应的频率间隔Δ。由此，在导频块数少的情况下，通过根据传播路径变动变更多个群之间的频率间隔， 能够灵活地进行频率分配。另外，在导频块数少的情况下，因为SD数少，所以难以获得通过分散地配置多个群的频率分集效应，但通过根据传播路径变动变更频率间隔，能够改善频率分集效应。
这样，在本实施方式中，即使在发送信号中包含的导频块数少的情况下，基站也将分割发送信号而生成的多个群之间的频率间隔决定为多个候补中的其中一个。由此，即使在发送信号中包含的导频块数少的情况下，也能够灵活地将发送信号分配给接收质量良好的频带。由此，根据本实施方式，与实施方式1同样地，无论SD数如何，都能够维持信道估计精度，并且能够比实施方式1进一步提高频率分集效应。
此外，在本实施方式中，如图7所示，仅说明了导频块数少的情况。但是，在本发明中，对于导频块数少的情况以外的导频块数(例如，导频块数中或多的情况)，也可设定多个频率间隔作为将发送信号分割而生成的多个群之间的频率间隔。
(实施方式3) 在高级LTE(LTE-Advanced)中，正在研讨数据信号的 MIMO (MultipleInput Multiple Output，多输入多输出)发送。更具体而言，正在研讨支持ΜΙΜ0，该MIMO使一个终端在同一时刻以同一频率从多个天线端口(antenna port)发送数据信号，并使用空间上的虚拟的通信路径(下面称为“层”)，对数据信号进行空分复用。
这里，天线端口是指由一个或多个物理天线构成的逻辑天线(天线组)。也就是说，天线端口并不限于一个物理天线，有时也指由多个天线构成的阵列天线等。例如，有时天线端口由多个物理天线构成，并且规定为基站或终端能够发送不同的导频信号的最小单位。另外，有时还将天线端口规定为乘以预编码矢量(Precoding vector)的权重的最小单位。
在该MIMO发送中，若空分复用数即层数增加，则以同一频率发送的数据信号增加，由此，数据信号之间的干扰增加。另外，若群数增加，则分配给各终端的连续带宽减少， 导频信号之间的序列间干扰的减轻效果降低。例如，在实际环境中，因为在正交序列之间也会产生序列间干扰，所以小区内的导频信号之间的序列间干扰增加(参照图9)。该干扰在狭窄频带中尤其明显。也就是说，若层数多且群带宽窄，则数据信号的接收质量会降低。
因此，在本实施方式中，说明在MIMO发送中，层数多且群带宽窄的情况。
使用图10说明本实施方式的基站300的结构。但是，仅说明与实施方式1的图3所示的结构的不同之处。图10与图3的不同之处在于将决定单元117变更为决定单元 301，将调度单元118变更为调度单元302，将生成单元119变更为生成单元303，并将频域均衡单元112变更为信号分离单元304。
分配给各终端的层数被输入到决定单元301，决定单元301根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群的最小带宽。也就是说，决定单元301根据被输入的层数决定分配给各终端的群的最小带宽，并将群的最小带宽输出到调度单元302。例如，在层数少时，将群的最小带宽决定为1RB，在层数多时，将群的最小带宽决定为3RB，并将群的最小带宽输出到调度单元302。
调度单元302基于分配给各终端的层数、从决定单元301输出的取决于层数的群的最小带宽、以及从估计单元109输出的接收质量，将各层中的发送频带分配给终端，并将分配结果输出到编码单元101和生成单元303。这里，进行分配以使各发送频带的群的带宽为输入的群的最小带宽以上。例如，若假设系统带宽为12RB，则在层数少时，进行是否以各 RB为单位将RB分配给终端的调度，而在层数多时，进行是否以各3RB为单位分配给终端的调度。也就是说，若将分配频带的情况设为1，将不分配频带的情况设为0，则在层数少时表现为[111000000111]，但在层数多时，以每三个单位的块来表现为 。此时，在层数少的情况下，群的最小带宽为1RB，而在层数多的情况下，群的最小带宽为3RB。此外，也可以在各层中分配相同的发送频带。
生成单元303存储有层数与发送频带的分配单位之间的关系，根据输入的层数决定发送频带的分配单位，使用该分配单位生成对于从调度单元302输入的各终端的发送频带的各终端的发送频带信息，并将发送频带信息输出到编码单元101。例如，在层数少时，以 IRB为单位生成发送频带信息，在层数多时，以3RB为单位生成发送带宽信息，生成单元303 根据层数生成发送频带信息。若假设系统带宽为12RB，则在层数少时，按照12比特指示是否以各RB为单位分配给终端，而在层数多时，以4比特指示是否以各3RB为单位来分配给终端。也就是说，在层数少时，表现为[111000000111]，但在层数多时，以每三个单位的块来表现为 。
信号分离单元304使用从估计单元109输入的传播路径的频率变动的估计值，求与由各天线接收到的数据信号相乘的权重(weight)，将权重乘以从解映射单元111输入的数据信号，分离成每层的数据信号。分离出的各层的数据信号分别被输出到IFFT单元113。
接着，使用图11说明本实施方式的终端400的结构。但是，仅说明与实施方式1 的图5所示的结构的不同之处。图11与图5的不同之处在于删除分割数判定单元205， 将频带判定单元206变更为频带判定单元401，并追加了发送功率权重控制单元402。
频带判定单元401存储层数与发送频带的分配单位之间的关系，使用从解码单元 204输出的层数，判定发送频带的分配单位，根据发送频带的分配单位，求群的发送频带并将其输出到分配单元210。也就是说，频带判定单元401基于根据MIMO发送中的层数增减而分配给各终端的群的最小带宽的关系，使用层数判定发送频带的分配单位。例如，在层数少时，判断为以IRB为单位生成发送频带信息，而在层数多时，判断为以3RB为单位生成发送带宽信息。若假设系统带宽为12RB，则在层数少时，判断为以12比特指示是否以各RB为单位分配给终端，而在层数多时，判断为以4比特指示是否以各3RB为单位分配给终端。
发送功率权重控制单元402使用被输入的信道信息决定发送功率和权重，将发送功率权重乘以从复用单元211输出的信息，并将其输出到RF发送单元212。
这里，使用图12说明在基站300的决定单元301根据MIMO发送中的层数而增减分配给各终端的群的最小带宽的情形。图12A表示均等地划分群的带宽的情况，图12B表示不均等地划分群的带宽的情况。无论哪种情况，在层数少时，将群的最小带宽设为1RB，而在层数多时，将群的最小带宽设为3RB，分配发送频带。
这样，在层数少时使群的最小带宽变窄的原因在于若层数少，则数据信号之间的干扰少，因此，即使与层数多时相比降低信道估计精度，也能够将接收质量维持在同等以上或接近的接收质量。也就是说，在层数少时，能够使群的最小带宽变窄来提高频率分集效应或分配的灵活性，且与层数多时相比，将数据信号的接收质量保持在同等以上或接近的接收质量。
另一方面，在层数多时扩大群的最小带宽的原因在于为了在层数多时获得一定的接收质量，需要高的信道估计精度。
这样，根据本实施方式，基站根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群的最小带宽。由此，在层数少时，能够降低信道估计精度以提高频率分集效应。另一方面，在层数多时，能够降低频率分集效应以提高信道估计精度。而且，无论是层数多的情况还是层数少的情况，都能够将数据信号的接收质量保持在一定质量以上。
此外，在本实施方式中，说明了根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群的最小带宽的情况，但根据本发明，也可以随着MIMO发送中的发送带宽的增加或层数的增加，使分配给各终端的群的最小带宽增加。
例如，在图13中，在发送带宽为2RB 20RB且层数为1时，将群的最小带宽设为 1RB，若发送带宽为2RB 20RB且层数增加到4，则使群的最小带宽增加到4RB。另外，若层数为1且发送带宽增加到51RB 100RB，则使群的最小带宽增加到5RB。进而，若发送带宽为51RB 100RB且层数增加到4，则使群的最小带宽增加到8RB。由此，即使在发送带宽较宽的情况下，也能够将数据信号的接收质量维持在一定质量以上，并能够提高频率分集效应。
此外，在本实施方式中，说明了将数据信号和导频信号分配给非连续频带的情况， 但本发明并不限于此，也能够适用于将数据信号和导频信号分配给连续频带(群数为1，即单载波)的情况。也就是说，也可随着层数的增加，使群的最小带宽增加。例如，在层数为 1的情况下将最小带宽设为1RB，而在层数为2的情况下将最小带宽设为2RB。
(实施方式4) 由于本发明的实施方式4的基站与实施方式3的图10相同，引用图10仅说明与实施方式3的基站不同的功能。
分配给各终端的层数输入到决定单元301，决定单元301根据MIMO发送中的层数， 增减分配给各终端的群数的最大值。也就是说，决定单元301根据输入的层数决定分配给各终端的群数的最大值，并将群数的最大值输出到调度单元302。
调度单元302基于分配给各终端的层数、从决定单元301输出的取决于层数的群数的最大值、以及从估计单元109输出的接收质量，将各层中的发送频带分配给终端，并将分配结果输出到编码单元101和生成单元303。这里，分配发送频带以使各发送频带的群数为输入的群的最大值以下。例如，在层数少时，进行调度以使群数为6以下，而在层数多时，进行调度以使群数为3以下。此外，也可以在各层中分配相同的发送频带。
生成单元303预先存储层数与群数的最大值之间的关系，根据输入的层数决定群数的最大值。生成单元303使用决定的群数的最大值，生成对于从调度单元302输入的各终端的发送频带的各终端的发送频带信息，并将群的发送频带信息输出到编码单元101。例如，在层数少时，以群数的最大值6生成发送频带信息，在层数多时，以群数的最大值3生成发送带宽信息，生成单元303根据层数生成发送频带信息。若假设向终端的通知比特数为 30比特，则在层数少时，将30比特分割为六个，每一群以5比特通知频带，而在层数多时，将 30比特分割为三个，每一群以10比特通知频带。
由于本发明的实施方式4的终端与实施方式3的图11相同，引用图11仅说明与实施方式3的终端不同的功能。
频带判定单元401存储层数与群数的最大值之间的关系，使用从解码单元204输出的层数判定群数的最大值，根据群数的最大值求群的发送频带并输出到分配单元210。也就是说，频带判定单元401基于根据MIMO发送中的层数而增减分配给各终端的群数的最大值的关系，使用层数判定群数的最大值。例如，在层数少时，判断为以群数6生成发送频带信息，而在层数多时，判断为以群数3生成发送带宽信息。若假设向终端的通知比特数为30 比特，则在层数少时，判断为将30比特进行六分割，每一群以5比特指示频带，而在层数多时，判断为将30比特进行三分割，每一群以10比特指示频带。
这里，使用图14说明在基站300的决定单元301根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群数的最大值的情况。图14A表示均等地划分群的带宽的情况，图14B表示不均等地划分群的带宽的情况。在图14中，在层数少时，将群数的最大值设为6，而在层数多时，将群数的最大值设为2。在图14A中，随着群数变少，各群的发送带宽变宽，因此，信道估计精度提高。另外，在图14B中，随着群数变少，发送带宽较宽的群增加，因此，信道估计精度提高。
这样，在层数少时，增加群数的最大值的原因在于若层数少，则数据信号之间的干扰少，因此，即使与层数多时相比降低信道估计精度，也能够将接收质量维持在同等以上或接近的接收质量。也就是说，在层数少时，能够增加群数的最大值来提高频率分集效应或分配的灵活性，且与层数多时相比，将数据信号的接收质量保持在同等以上或接近的接收质量。
另一方面，在层数多时减少群数的最大值的原因在于为了在层数多时获得一定的接收质量，需要高的信道估计精度。
这样，根据本实施方式，基站根据MIMO发送中的层数，增减分配给各终端的群数的最大值。由此，在层数少时，能够降低信道估计精度以提高频率分集效应。另一方面，在层数多时，能够降低频率分集效应以提高信道估计精度。而且，无论是层数多的情况还是层数少的情况，均能够将数据信号的接收质量保持在一定质量以上。
此外，也可随着MIMO发送中的发送带宽的增加或层数的减少，使分配给各终端的群数的最大值增加。例如，如图15所示，在发送带宽为2RB 20RB且层数为1时，将群数的最大个数设为2个，若发送带宽为2RB 20RB且层数增加到4，则使群数的最大值减少到1。另外，若层数为1且发送带宽增加到51RB 100RB，则使群数的最大值增加到6。由此，即使在发送带宽较宽的情况下，也能够将数据信号的接收质量维持在一定质量以上，并能够提高频率分集效应。
(实施方式5) 在本发明的实施方式4中，说明了层数与群数的最大值的关系，但在本发明的实施方式5中，说明层数与发送方法之间的关系。具体而言，将群数的最大值小的情况设为群数的最大值为1，将发送方法设为连续频带分配。另外，将群数的最大值大的情况设为群数的最大值为多个，从非连续频带分配或连续频带分配中选择发送方法。
由于本发明的实施方式5的基站与实施方式4的图10相同，引用图10，仅说明与实施方式4的基站不同的功能。
分配给各终端的层数输入到决定单元301，决定单元301根据MIMO发送中的层数， 决定由各终端使用的发送方法。也就是说，在输入的层数多时，决定单元301决定将连续频带分配作为发送方法，在输入的层数少时，决定单元301决定将非连续频带分配或连续频带分配作为发送方法，并将决定了的发送方法输出到调度单元302。此外，作为非连续频带分配或连续频带分配的选择方法，有从估计单元109输入接收质量信息，在接收质量好时决定为非连续频带分配，而在接收质量差时决定为连续频带分配的方法。
调度单元302基于分配给各终端的层数、从决定单元301输出的取决于层数的发送方法、以及从估计单元109输出的接收质量，将各层中的发送频带分配给终端，并将分配结果输出到编码单元101和生成单元303。例如，在层数少时，输入连续频带分配或非连续频带分配作为发送方法，根据该指示进行调度，以成为连续频带分配或非连续频带分配。另一方面，在层数多时，输入连续频带分配作为发送方法，根据该指示进行调度。
生成单元303预先存储层数与发送方法之间的关系，根据输入的层数和来自调度单元的信息决定发送方法。生成单元303基于决定了的发送方法，生成对于从调度单元 302输入的各终端的发送频带的各终端的发送频带信息，并将发送频带信息输出到编码单元101。例如，在层数少且连续频带分配时，使用通知连续频带分配用的发送频带信息的格式，而在非连续频带分配时，使用通知非连续频带分配用的发送频带信息的格式，通知发送频带。另一方面，在层数多时，使用通知连续频带分配用的发送频带信息的格式，通知发送频带。
由于本发明的实施方式5的终端与实施方式4的图11相同，引用图11，仅说明与实施方式4的终端不同的功能。
频带判定单元401存储层数与发送方法之间的关系，使用从解码单元204输出的层数以及通知发送频带信息的格式的信息判定发送方法，根据发送方法求被分配的发送频带并输出到分配单元210。例如，在层数少时，判断为发送方法是连续频带分配或非连续频带分配，根据通知发送频带信息的格式的信息，决定是哪一个。另外，在层数多时，判断为发送方法是连续频带分配。此外，也可根据通知发送频带信息的格式的信息，决定为连续频带分配。然后，根据在此决定的发送方法求出被分配的发送频带。
这里，在层数少时能够从非连续频带或连续频带分配中选择发送方法的原因在于若层数少则数据信号之间的干扰少，因此，即使与层数多时相比降低信道估计精度，也能够将接收质量维持在同等以上或接近的接收质量。也就是说，在层数少时，能够将数据信号的接收质量保持在一定质量以上，并能够选择是使用连续频带分配进一步提高接收质量，还是使用非连续频带分配来注重频率分集效应或分配的灵活性。
另一方面，在层数多时将发送方法设为连续频带分配的原因在于为了在层数多时获得一定的接收质量，需要高的信道估计精度。
这样，根据本实施方式，基站根据MIMO发送中的层数，选择各终端使用的发送方法。由此，在层数少时，能够降低信道估计精度以提高频率分集效应。另一方面，在层数多时，能够降低频率分集效应以提高信道估计精度。而且，无论是层数多的情况还是层数少的情况，均能够将数据信号的接收质量保持在一定质量以上。
以上说明了本发明的各个实施方式。
此外，在上述实施方式中，说明了基站基于图4或图7所示的导频块数与SD数之间的对应关联来决定SD数的情况。但是，在本实施方式中，例如，也可以将图4所示的SD数设为最大值，由决定单元117选择该SD数的最大值以内的SD数。具体而言，在图4所示的分割模式B中，在导频块数中时，决定单元117也可以将SD数的最大值设为3，决定SD数 =1、2、3中的任一个作为实际使用的SD数。由此，基站100能够将以根据导频块数决定的最大SD数以内的多个候补中的其中一个SD数分割后的发送信号分配给频带。由此，基站 100与上述实施方式同样地，能够维持相干带宽内的信道估计精度，并能够基于各终端的接收质量等变更SD数，因此，能够灵活地进行调度。
另外，在本发明中，基站除了通知图4所示的分割模式或图7所示的信令之外，还能够通知与SD数对应的个数的、各群的发送频带(Y)的信息和各群的导频块数(X)的信息。例如，在SD数为3时，如图16所示，基站也可以将发送频带Yl Y3、以及各群的导频块数Xl X3通知给终端，该发送频带Yl Y3分别分配有将发送信号进行三分割生成的三个群。另外，在图16中，在Xl X3相同且Yl Y3相同时，基站除了通知图4所示的分割模式或图7所示的信令之外，还通知Xl和Yl即可。终端将发送频带Yl和导频块数Xl 重复通知的SD数地分配给由本终端发送的发送信号即可。
另外，在上述实施方式中，说明了基站基于导频块数与SD数之间的对应关联(例如图4或图7所示的对应关联)来决定SD数的情况。但是，在本发明中，基站也可以将(导频块的数)除以了系数X所得的除法运算结果(商)作为SD数。这里，系数X是能够维持相干带宽内的足够的信道估计精度的连续的RB数(或副载波数)。也就是说，系数X是群中包含的导频块的最小单位。例如，在上述实施方式中，说明了若连续三个以上的导频块， 则能够获得足够的信道估计精度的情况。由此，X = 3。另外，在LTE中，发送信号的最小带宽为IRB (12副载波)，因此，例如优选将X设为12副载波以上。
另外，也可以将(导频块的数)除以了系数X的结果产生的、相当于余数(艮口， K导频块的数)mod X})的RB(或副载波)，从分割而生成的多个群中的开头的群起依次每IRB地分配。例如，在导频块数为14RB且X为3RB时，SD数为4(= 14/3)，余数为2(= 14mod3)。由此，14个导频块首先被分割成3( = X)RB的四个群，然后，剩余的2RB的导频块从开头的群起依次每IRB地被分配。由此，各群中包含的导频块数为4RB、4RB、3RB、3RB。
另外，在上述实施方式中，说明了基站基于包含导频信号的导频块数来决定SD数的情况。但是，在LTE中，以与数据信号相同的频带发送导频信号。因此，在本发明中，基站也可以基于包含数据信号的块数来决定SD数。或者，在本发明中，基站也可以基于不仅包含导频信号而且包含数据信号的块数来决定SD数。
另外，在上述实施方式中，说明了使用DFT-s-OFDM with SDC作为适用本发明的发送方法的情况。但是，适用本发明的发送方法并不限于带SDC的DFT-s-OFDM，只要是能够使用不连续的多个频带进行发送的发送方法即可。
另外，在上述实施方式中，举出了在从终端通向基站的上行线路中发送数据和导频信号的例子，但也能够同样适用于在从基站通向终端的下行线路中进行发生的情况。
另外，在上述实施方式中，也可将层替换为码字(Codeword)或流。
另外，在上述实施方式中，层数少的终端具有分配灵活性，因此，也能够抑制整体的分配灵活性的降低。
另外，在上述实施方式中，也可以将连续的多个副载波的集合作为群。
另外，在上述实施方式中，也可以根据发送频带的RB数来切换实施方式3和实施方式4。例如，也可以在发送频带窄时，使用实施方式3维持信道估计精度，而在发送频带宽时，使用实施方式4提高分配的灵活性。
另外，在上述各个实施例中，以硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但也可以用软件来实现本发明。
另外，在上述各个实施方式的说明中所使用的各功能块典型地通过集成电路的 LSI (大规模集成电路)来实现。这些块既可以被单独地集成为一个芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为一个芯片。另外，在此虽然称做LSI，但是根据集成程度的不同，有时也称为IC(集成电路)、系统LSI、超级LSI (SuperLSI)、或极大LSI (Ultra LSI)等。
另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可以使用专用电路或通用处理器来实现。也可以利用可在LSI制造后编程的FPGA(FieldProgrammable Gate Array 现场可编程门阵列)，或者可重构LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器 (Reconfigurable Processor)。
再有，如果随着半导体技术的进步或者随其派生的其他技术的出现，出现了能够代替LSI的集成电路化的技术，当然也可以利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
2008年10月20日提交的日本专利申请特愿第2008-269982号以及2009年1月 29日提交的日本专利申请特愿第2009-018285号所包含的说明书、说明书附图以及说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。
工业实用性 本发明能够适用于移动通信系统等。
权利要求
1.无线通信基站装置，包括决定单元，决定来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数；以及调度单元，调度以所述分割数分割的所述发送信号的向频率资源的分配， 所述发送信号中包含的导频块的数越多，所述决定单元使所述分割数越多。
2.如权利要求1所述的无线通信基站装置，在所述分割数小于阈值的情况下，所述决定单元还将以所述分割数分割的发送信号之间的频率间隔决定为预先设定的多个候补频率间隔中的任一个。
3.如权利要求1所述的无线通信基站装置，还包括通知单元，保持有所述导频块的数与所述分割数之间的对应关联各不相同的多个分割模式，将所述多个分割模式中的由所述决定单元使用的分割模式通知给所述无线通信终端装置，所述决定单元使用所述多个分割模式中的任一个，决定所述分割数。
4.如权利要求3所述的无线通信基站装置，所述决定单元根据本装置与所述无线通信终端装置之间的传播路径变动，使用所述多个分割模式中的任一个。
5.分割数决定方法，用于决定来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数， 在该分割数决定方法中，所述发送信号中包含的导频块的数越多，使所述分割数越多。
全文摘要
提供无论来自无线通信终端照准的发送信号的频域中的分割数如何，都维持信道估计精度并提高频率分集效应的无线通信基站装置及分割数决定方法。决定单元(117)决定来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数。这里，发送信号中包含的导频块的数越多，决定单元(117)使来自无线通信终端装置的发送信号的频域中的分割数越多。另外，调度单元(118)根据由决定单元(117)决定的分割数，调度分割了的发送信号的向频率资源的分配。
文档编号H04B7/12GK102187607SQ200980141300
公开日2011年9月14日 申请日期2009年10月15日 优先权日2008年10月20日
发明者小川佳彦, 中尾正悟, 今村大地, 西尾昭彦, 星野正幸, 平松胜彦, 三好宪一, 汤田泰明, 二木贞树, 岩井敬 申请人:松下电器产业株式会社