用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法

专利名称：用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法
技术领域：
本发明涉及用于发送和接收信号的方法以及用于发送和接收信号的装置，更具体地说，涉及能够提高数据传输效率的发送和接收信号的方法以及发送和接收信号的装置。
背景技术：
随着数字广播技术的发展，用户已经接收到高清晰(HD)的运动图像。随着压缩算法的持续发展和硬件性能的提高，未来将向用户提供更好的环境。数字电视(DTV)系统可以接收数字广播信号并向用户提供多种补充业务以及视频信号和音频信号。数字视频广播(DVB :Digital Video Broadcasting) _C2是加入第二代传输系统的 DVB家族中的第三个规范。该规范开发于1994年，DVB-C现在已经被部署在全世界范围内的超过5千万个有线电视调谐器中。与其他的DVB第二代系统一致，DVB-C2使用了低密度的奇偶校验(LDPC)和BCH码的组合。与DVB-C相比，这种强大的前向纠错(FEC)在载波噪声比方面提供了大约5dB的改进。恰当的比特交织方案优化了 FEC系统的整体鲁棒性。在通过报头扩展后，这些帧被称为物理层管道(PLP =Physical Layer Pipe)。这些PLP中的一个或更多个被复用到数据切片中。向各个切片应用(时域和频域)二维交织，使接收机能够消除突发减损(burst impairment)和如单一频率窜入(single frequency ingress) 的频率选择干扰的影响。随着这些数字广播技术的发展，对诸如视频信号和音频信号的业务的需要增加， 并且用户需要的数据的大小和广播信道的数量逐渐上升。

发明内容
技术问题因此，本发明致力于一种发送和接收信号的方法以及一种发送和接收信号的装置，该方法和装置能够大体上消除了由于相关技术的限制和缺点而引起的一个或更多个问题。技术方案本发明的一个目的是提供一种发送和接收信号的方法以及一种发送和接收信号的装置，该方法和装置能够提高数据发送效率。本发明的另一个目的是提供一种发送和接收信号的方法和一种发送和接收信号的装置，该方法和装置能够提高构成业务的比特的纠错能力。本发明的其它优点、目的和特征将在下面的描述中部分描述且部分内容将对于本领域普通技术人员在研究下文后变得明显。通过书面的说明书及其权利要求以及附图中具体指出的结构可以实现和获得本发明的目的和其它优点。为了实现这些目的，本发明提供了一种向接收机发送广播数据的发射机，该发射机包括前向纠错(FEC)编码器，其被配置为对第一层信令数据进行前向纠错编码；比特交织器，其被配置为对经前向纠错编码的第一层信令数据进行比特交织；QAM映射器，其被配置为将经过比特交织的第一层信令数据解复用为单元字，并且将所述单元字映射成与第一层信令数据相对应的星座值；时间交织器，其被配置为对经映射的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间交织；插入器，其被配置为将第一层报头插入经时间交织的、与第一层信令数据相对应的星座值中；重复单元，其被配置为对所述与第一层信令数据相对应的星座值和所述第一层报头进行重复；以及频率交织器，其被配置为对经重复的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率交织。本发明的另一个实施方式提供了一种用于处理广播数据的接收机，该接收机包括；频率去交织器，其被配置为对与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率去交织；提取器，其被配置为从经频率去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头中提取所述与第一层信令数据相对应的星座值；时间去交织器，其被配置为对所提取的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间去交织；QAM去映射器，其被配置为将所述与第一层信令数据相对应的星座值去映射成第一层信令数据；比特去交织器，其被配置为对经去映射的第一层信令数据进行比特去交织；以及前向纠错(FEC)解码器，其被配置为对所述第一层信令数据进行前向纠错解码。本发明的另一个实施方式提供了一种接收广播数据的方法，该方法包括以下步骤；对与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率去交织；从经频率去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头中提取所述与第一层信令数据相对应的星座值；对所提取的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间去交织；将经时间去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值去映射成第一层信令数据；对经去映射的第一层信令数据进行比特去交织；并且对所述第一层信令数据进行前向纠错解码。本发明的另一个实施方式提供了一种向接收机发送广播数据的方法，该方法包括以下步骤；对第一层信令数据进行前向纠错编码；对经前向纠错编码的第一层信令数据进行比特交织；将经比特交织的第一层信令数据解复用为单元字；将所述单元字映射成与第一层信令数据相对应的星座值；对经映射的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间交织；将第一层报头插入经时间交织的、与第一层信令数据相对应的星座值中；对所述与第一层信令数据相对应的星座值和所述第一层报头进行重复；并且对经重复的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率交织。有益效果根据本发明，能够提供一种处理广播数据的接收机，该接收机包括频率去交织器，其被配置为对与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率去交织；提取器，其被配置为从经频率去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头中提取所述与第一层信令数据相对应的星座值；时间去交织器，其被配置为对所提取的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间去交织；QAM去映射器，其被配置为将所述与第一层信令数据相对应的星座值去映射成第一层信令数据；比特去交织器，其被配置为对经去映射的第一层信令数据进行比特去交织；以及前向纠错(FEC)解码器，其被配置为对所述第一层信令数据进行前向纠错解码。


附图被包括在本申请中以提供对本发明的进一步理解，并结合到本申请中且构成本申请的一部分，附图示出了本发明的(多个)实施方式，且与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中图1是数字发送系统的示例。图2是输入处理器的示例。图3是可以包括在基带(BB)中的信息。
图4是BICM模块的示例。图5是缩短/打孔编码器的示例。图6是应用各种星座的示例。图7是考虑了常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。图8是包括用于Ll信令的前导码和用于PLP数据的数据符号的帧结构。图9是帧构造器的示例。图10是图4所示的导频插入模块404的示例。图11是SP的结构。图12是新的SP结构或导频模式(PP5)。图13是所提出的PP5’的结构。图14是数据符号与前导码之间的关系。图15是数据符号与前导码之间的另一种关系。图16是有线信道延迟概况的示例。图17是使用z = 56和ζ = 112的分散导频结构。图18是基于OFDM的调制器的示例。图19是前导码结构的示例。图20是前导码解码的示例。图21是设计更优化的前导码的过程。图22是前导码结构的另一个示例。图23是前导码解码的另一个示例。图M是前导码结构的示例。图25是Ll解码的示例。图沈是模拟处理器的示例。图27是数字接收机系统的示例。图观是在接收机处使用的模拟处理器的示例。图四是解调器的示例。图30是帧解析器的示例。图31是BICM解调器。图32是利用缩短/打孔的LDPC解码的示例。图33是输出处理器的示例。图34是8MHz的Ll块重复率的示例。图35是8MHz的Ll块重复率的示例。图36是新的7. 61MHz的Ll块重复率的示例。
图37是在帧报头中发送的Ll信令的示例。图38是前导码和Ll结构仿真结果。图39是符号交织器的示例。图40是Ll块发送的示例。图41是在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。图42是频率或时间交织/去交织的示例。图43是分析在图3中示出的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307 处在FECFRAME报头中发送的Ll信令的开销的表。图44示出了用于将开销最小化的FECFRAME报头的结构。图45示出了上述的Ll保护的误比特率(BER)性能。图46示出了传输帧和FEC帧结构的示例。图47示出了 Ll信令的示例。图48示出了 Ll预信令的示例。图49示出了 Ll信令块的结构。图50示出了 Ll时间交织。图51示出了提取调制和编码信息的示例。图52示出了 Ll预信令的另一个示例。图53示出了调度在前导码中发送的Ll信令块的示例。图M示出了考虑了功率增强的Ll预信令的示例。图55示出了 Ll信令的示例。图56示出了提取调制和编码信息的另一个示例。图57示出了提取调制和编码信息的另一个示例。图58示出了 Ll预同步的示例。图59示出了 Ll预信令的示例。图60示出了 Ll信令的示例。图61示出了 Ll信令通道的示例。图62是在帧报头内发送的Ll信令的另一个示例。图63是在帧报头内发送的Ll信令的另一个示例。图64是在帧报头内发送的Ll信令的另一个示例。
图65示出了 Ll信令的示例。图66示出了符号交织器的示例。图67示出了图66的时间交织器的交织性能。图68是符号交织器的示例。图69示出了图68的时间交织器的交织性能。图70是符号去交织器的示例。图71是时间交织的另一个示例。图72是利用图71所示的方法进行交织的结果。图73是图72的寻址方法的示例。图74是Ll时间交织的另一个示例。
图75是符号去交织器的示例。图76是去交织器的另一个示例。图77是符号去交织器的一个示例。图78是用于时间去交织的行和列地址的示例。图79是示出了在未使用导频的数据符号域中进行一般块交织的示例。图80是使用数据切片的OFDM发射机的示例。图81是使用数据切片的OFDM接收机的示例。图82是时间交织器的示例和时间去交织器的示例。图83是形成OFDM符号的示例。图84是时间交织器(Tl)的示例。图85是时间交织器(Tl)的示例。图86是发射机处的前导码结构的示例和接收机处的处理的示例。图87是在接收机处从前导码中获得L1_XFEC_FRAME的处理的示例。图88是在发射机处的前导码结构的示例和接收机处的处理的示例。图89是时间交织器(Tl)的示例。图90是使用数据切片的OFDM发射机的示例。图91是使用数据切片的OFDM接收机的示例。图92是时间交织器(Tl)的示例。图93是时间去交织器(TDI)的示例。图94是时间交织器(Tl)的示例。图95是前导码时间交织和去交织流程的示例。图96是Ll报头信令中的时间交织深度参数。图97是Ll报头信令、Ll结构、和填充方法的示例。图98是Ll信令的示例。图 ΘΘ 是 dslice_ti_cbpth 的示例。图 100 是 dslice_type 的示例。图101 是 plp_type 的示例。图 102 是 Plp_payload_type 的示例。图 103 是 Plp_modcod 的示例。图104是GI的示例。图105是PAPR的示例。图106是Ll信令的示例。图107 是 plp_type 的示例。图108是Ll信令的示例。图109是Ll报头信令、Ll结构、和填充方法的示例。图110是Ll信令的示例。图111是Ll信令的字段的示例。图112是Ll信令的示例。图113 是 plp_type 的示例。
图114是用于标准和捆绑PLP类型的Ll信令和L2信令的示例。图115是具有8MHz的单个调谐器的常规DVB-C2接收机的Ll和L2解码动作流程的示例。图116是具有多个调谐器或具有宽带单调谐器的高级DVB-C2接收机的Ll和L2 解码动作流程的示例。图117是用于C2的L2信令的示例。图118是活动OFDM符号的持续时间的示例。图119是保护间隔值的示例。图120是Ll信令的示例。图121是Ll块时间交织的示例。图122是使用数据切片的OFDM发射机的一个示例。图123是使用数据切片的OFDM接收机的一个示例。图IM是发射机的Ll数据处理流程的一个示例。图125是接收机的Ll数据处理流程的一个示例。图126是发射机的Ll时间交织过程的一个示例。图127是接收机的Ll时间去交织过程的一个示例。
具体实施例方式图122是使用数据切片的OFDM发射机的一个示例。图123是使用数据切片的OFDM接收机的一个示例。图IM是发射机的Ll数据处理流程的一个示例。图125是接收机的Ll数据处理流程的一个示例。图126是发射机的Ll时间交织过程的一个示例。图127是接收机的Ll时间去交织过程的一个示例。本发明的实施方式下面将详细描述本发明的优选实施方式，在附图中例示出了本发明的优选实施方式的示例。尽可能在整个附图中用相同的标号代表相同或类似部件。在下面的说明中，术语“业务”将表示能够通过信号发送/接收装置发送/接收的任意广播内容。图1示出了根据本发明的一种实施方式的数字发送系统的示例。输入可以包括多个MPEG-TS流或GSE (通用流封装)流。输入处理器101可以向输入流添加传输参数，并且针对BICM模块102执行调度。BICM模块102可以针对传输信道纠错来增加冗余并对数据进行交织。帧构造器103可以通过增加物理层信令信息和导频来构造帧。调制器104可以按照有效方法对输入的符号执行调制。模拟处理器105可以执行各种处理以将输入的数字信号转换成输出的模拟信号。图2示出了输入处理器的一个示例。输入预处理器可以将输入的MPEG-TS或GSE 流变换成将被独立处理的总共η个流。这些流中的每一个都可以是包括多个业务成分的完整的TS帧或是包括业务成分(即，视频或音频)的最小TS帧。此外，这些流中的每一个都可以是发送多个业务或发送单个业务的GSE流。
输入接口 202-1可以分配与基带(BB)帧的最大数据字段容量相等的多个输入的比特。可以插入填充(padding)来完成LDPC/BCH码块容量。输入流同步器203-1可以提供在接收机中再生传输流(或打包的通用流)的时钟的机制，以便于保证端到端的恒定的比特速率和延迟。为了使得在接收机中无需额外的存储器就可以重组传输流，考虑到对一组中的数据PLP和相应的公共PLP的参数进行交织，由延迟补偿器204-1 η来延迟所输入的传输流。空包删除模块205-1 η可以通过去除针对VBR(可变比特速率)业务的情况而插入的空包来提高传输效率。循环冗余校验(CRC)编码器模块206-1 η可以添加CRC奇偶校验以提高BB帧的传输可靠性。BB报头插入模块207-1 η可以在BB帧的开始部分添加 BB帧报头。在图3中示出了可以被包括在BB报头中的信息。合并器/分割器模块208可以根据各个PLP执行BB帧切片、合并来自多个PLP的 BB帧、并且在传输帧内调度各个BB帧。因此，合并器/分割器模块208可以输出与PLP在帧中的分配情况相关的Ll信令信息。最后，BB加扰模块209可以使输入的比特流随机化， 以将比特流内的比特之间的相关性减到最小。图2中的阴影中的模块是当发送系统使用单个PLP时使用的模块，图2中的其他模块是当发送装置使用多个PLP时使用的模块。图4示出了根据本发明的BICM模块的一个实施方式。图如示出了用于数据通道的BICM，而图4b示出了用于Ll信令通道的BICM。参照图4a，外部编码器301和内部编码器303可以向输入的比特流增加冗余以进行纠错。外部交织器302与内部交织器304可以对比特进行交织以防止突发错误。如果BICM 专门用于DVB-C2，则可以略去外部交织器302。比特解复用305可以控制从内部交织器304 输出的各个比特的可靠性。符号映射器306可以将输入的比特流映射到符号流中。这时， 可以使用常规QAM、利用了上述的BRGC以提高性能的MQAM、利用了不均勻调制的NU-QAM、或利用应用了不均勻调制的BRGC以提高性能的NU-MQAM中的任一种。为了构造对噪声更加鲁棒的系统，可以考虑根据纠错码的码率和星座图容量来对使用MQAM和/或NU-MQAM的调制进行组合。此时，符号映射器306可以根据码率和星座图容量来使用适当的星座图。图 6示出了这样的组合的一个示例。情况1示出了只在低码率将NU-MQAM用于简化了的系统实现的示例。情况2示出了在各个码率使用优化的星座图的示例。发射机可以向接收机发送与纠错码的码率和星座图容量相关的信息，使得接收机可以使用恰当的星座图。图7示出了考虑到常规系统之间的兼容性的情况的另一个示例。除了这些示例以外，用于优化系统的其他组合也是可能的。图4中示出的ModCod报头插入模块307可以得到自适应编码调制(ACM Adaptive Coding and Modulation) / 可变编码调制(VCM Variable Coding and Modulation)反馈信息，并且将在编码和调制中使用的参数信息作为报头添加到FEC块。调制类型/码率 (ModCod)报头可以包括下列信息*FEC类型(1比特)-长或短LDPC*码率(3比特)*调制(3比特)-最高64K QAM*PLP标识符(8比特)符号交织器308可以在符号域中执行交织，以获得额外的交织效果。可以针对Ll信令通道执行与针对数据通道执行处理相似的处理，但可能使用不同的参数301-1到 308-1。此处，可以将被缩短/打孔的编码器303-1用于内部编码。图5示出了利用缩短/打孔来进行LDPC编码的示例。由于可以由零填充模块 301c来填充LDPC编码所需要的那样多的零比特，因此可以针对所具有的比特以比LDPC编码所需的比特数量少的输入块来执行缩短处理。通过LDPC编码器302c，填充了零的输入比特流可以具有奇偶校验比特。此时，针对与初始比特流相对应的比特流，可以将零去除掉 (303c)，而针对奇偶校验比特流，则根据码率由奇偶校验打孔模块3(Mc来执行打孔。可以将这些经过处理的信息比特流和奇偶校验比特流复用到初始序列并由复用器305c输出。图8示出了包括用于Ll信令的前导码和用于PLP数据的数据符号的帧结构。可以看到，以一帧为单位，循环地生成前导码和数据符号。数据符号包括利用固定的调制/编码发送的PLP类型0和利用可变的调制/编码发送的PLP类型1。针对PLP类型0，在前导码中发送了诸如调制、FEC类型、和FEC码率的信息(见图9，帧报头插入模块401)。针对 PLP类型1，可以在数据符号的FEC块报头中发送相应的信息(见图3，ModCod报头插入模块 307)。通过PLP类型的分离，针对以固定比特速率发送的PLP类型0，可以从总的发送速率中将ModCod开销降低3 4%。在接收机处，针对PLP类型O的固定的调制/编码PLP，图 30中示出的帧报头去除器r401可以提取出关于调制和FEC码率的信息，并且将提取出的信息提供给BICM解码模块。针对PLP类型1的可变调制/编码PLP，图31中示出的ModCod 提取器r307和r307-l可以提取并提供BICM解码所需的参数。图9示出了帧构造器的一个示例。帧报头插入模块401可以根据输入的符号流形成帧，并且可以在每个发送出的帧的前面增加帧报头。帧报头可以包括下列信息
0171]*绑定的信道的数量G比特)0172]*保护间隔O比特)0173]^PAPR (2 比特)0174]*导频模式O比特)0175]*数字系统标识(16比特)0176]*帧标识(16比特)0177]*帧长度(16比特)每个帧的正交频分复用(OFDM)符号的数量0178]*超帧长度(16比特)每个超帧的帧的数量0179]*PLP的数量(8比特)0180]*for 各个 PLP0181]PLP标识(8比特)0182]信道绑定icK4比特)0183]PLP起始(9比特)0184]PLP类型O比特)公共PLP或其它0185]PLP有效载荷类型(5比特)0186]MC类型(1比特)_固定/可变调制&编码0187]if MC类型==固定调制&编码0188]FEC类型(1比特)_长或短LDPC0189]码率(3比特)
调制(3比特)最高64K QAMend if ；陷波信道的数量O比特)for各个陷波陷波起始(9比特)陷波宽度(9比特)end for ；PLP宽度(9比特)-PLP的最大数量个FEC块PLP时间交织类型O比特)end for ；*CRC_32 (32 比特)针对在帧报头中发送的Ll信息来假定信道绑定环境，并且将与各个数据切片相对应的数据定义为PLP。因此，需要关于绑定使用的各个信道的诸如PLP标识符、信道绑定标识符、和PLP起始地址的信息。本发明的一个实施方式提出，如果PLP类型支持可变调制 /编码，则在FEC帧报头中发送ModCod字段，而如果PLP类型支持固定调制/编码，则在帧报头中发送ModCod字段，以减少信令开销。此外，如果存在各个PLP的陷波带，则通过发送陷波的起始地址以及陷波的宽度，可省去在接收机处对相应的载波进行解码。图10示出了在信道绑定环境中应用的导频模式(PP5)的一个示例。如图所示，如果SP位置与前导码导频位置相同，则可以出现不规则的导频结构。图IOa示出了如图9所示的导频插入模块404的一个示例。如图IOa所示，如果使用了单个频段(例如，8MHz)，则可用的带宽是7. 61MHz，而如果绑定了多个频段，则可以去除掉保护频带，因而可以极大地提高频率效率。图IOb是图18所示的前导码插入模块504的一个示例，在帧的前部甚至利用信道绑定来发送图IOb所示的示例，前导码具有 7. 61MHz (Li块的带宽)的重复率。这是一种考虑了执行初始信道扫描的调谐器的带宽的结构。存在前导码和数据符号这二者的导频模式。针对数据符号，可以使用分散的导频 (SP scattered pilot)模式。T2的导频模式(PP^和导频模式(PP7)是仅频率插值的不错候选。针对 GI = 1/64，PP5 具有 χ = 12、y = 4、ζ = 48。而针对 GI = 1/128，PP7 具有 x = M、y = 4、z = 96。为了更佳的信道估计，还可以进行额外的时间插值。前导码的导频模式可以涵盖用于初始信道获取的全部可能的导频位置。此外，前导码导频位置应当与SP 位置相同，并且需要用于前导码和SP 二者的单一导频模式。也可以将前导码导频用于时间插值，并且每个前导码都可以具有相同的导频模式。这些要求对于扫描中的C2检测来说是很重要的，并且对于具有加扰序列相关性的频率偏置估计来说是必需的。在信道绑定环境中，由于不规则的导频结构可以降低插值性能，因此应当针对信道绑定而保持导频位置的一致。具体地说，如果OFDM符号中的分散导频(SP)之间的距离ζ是48，并且如果沿时间轴与特定SP载波相对应的SP之间的距离y是4，则在时间插值后的有效距离X变成12。 当保护间隔(GI)部分是1/64时如此。如果GI部分是1/128，则可以使用x = 24、y = 4、 和ζ = 96。如果使用了信道绑定，则通过以分散导频结构产生不连续的点，可以使SP位置与前导码导频位置一致。此时，前导码导频位置可以与数据符号的每个SP位置相一致。当使用信道绑定时，可以不考虑8MHz的带宽间隔(bandwidth granularity)地来确定发送了业务的数据切片。但是，为了减小数据切片寻址的开销，可以选择从SP位置开始并在SP位置结束的发送。当接收机接收到这样的SP时，如果需要，图四中示出的信道估计(r501)可以执行时间插值以得到图10中以虚线示出的导频，并且执行频率插值。此时，针对其间隔在图 IOa中被指定为32的不连续点，可以执行如下操作单独地对左侧和右侧执行插值；或者， 仅对一侧执行插值，接着通过利用间隔为12的已经被进行了插值的导频位置作为参考点来对另一侧执行插值。此时，数据切片宽度可以在7. 61MHz内变化，因而接收机可以通过执行信道估计并只对需要的子载波进行解码来将功耗减到最小。图11示出了在信道绑定环境中应用的PP5的另一个示例或SP的用于将有效距离 χ维持在12以避免在使用信道绑定时出现图10所示的不规律的SP结构的结构。如图所示， 如果在信道绑定的情况下保持SP距离一致，则在频率插值中将不存在问题，但数据符号与前导码之间的导频位置可能不一致。换言之，该结构不需要针对不规律的SP结构进行额外信道估计，但是，在信道绑定中使用的SP位置与前导码导频位置因各个信道而不同。图12示出了新的SP结构或PP5以提供对信道绑定环境中的上述两个问题的解决方案。具体地说，导频距离X= 16可以解决这些问题。为了保持导频密度或为了维持相同的开销，PP5，可以针对GI = 1/64而具有χ = 16、y = 3、ζ = 48，并且PP7，可以针对GI =1/128而具有x = 16、y = 6、ζ = 96。仅频率插值能力仍然可以被保持。在图12中示出了与PP5结构进行比较的导频位置。图13示出了信道绑定环境中新的SP模式或PP5结构的示例。如图13所示，不管是使用单一信道还是使用信道绑定，都可以提供有效的导频距离X = 16。此外，由于可以使 SP位置与前导码导频位置相一致，因此可以避免由于SP不规律或不一致的SP位置而引起的信道估计劣化。换言之，频率插值器不存在不规律的SP位置，并且提供了前导码与SP位置之间的一致。因此，所提出的新的SP模式的优点在于单一 SP模式既可以用于单一信道又可以用于绑定的信道；不会产生不规律的导频结构，因而可以实现良好的信道估计；可以使前导码导频位置与SP导频位置这二者保持一致；可以使导频密度分别与PP5和PP7保持相同；并且还可以保持仅频率插值能力。此外，前导码结构可以满足以下要求针对初始信道获取，前导码导频位置应当涵盖所有可能的SP位置；针对初始扫描，载波的最大数量应当是3409 (7. 61MHz)；应当将完全相同的导频模式和加扰序列用于C2检测；并且不要求如T2中的Pl那样的专用检测前导码。在与帧结构的关系方面，可以将数据切片位置间隔修改为16个载波而不是12个载波。因而，发生的位置寻址开销更少，并且可以预期没有与数据切片状况、空(null)时隙状况等相关的其它问题。因此，在图62所示的信道估计模块r501处，当执行对数据符号的SP的时间插值时，可以使用每个前导码中的导频。因此，可以改善帧的边界处的信道获取和信道估计。现在，关于涉及前导码和导频结构的要求，存在着这样的共识不管是否信道绑定，前导码导频的位置和SP的位置应当一致；Ll块中的总的载波的数量应当可以被导频距离整除，以避免频段边缘处的不规律结构；应当在频域中重复Ll块；并且在任意的调谐器窗口位置中，Ll块应当总是可以被解码。其它的要求是导频位置和导频模式应当按照 8MHz的周期进行重复；在不知道信道绑定的情况下，应当估计出正确的载波频率偏置；并且在对频率偏置做出补偿前，无法进行Ll解码(重新排列)。图14示出了当使用图19和图20示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。Ll块可以按照6MHz的周期进行重复。对于Ll解码来说，应当找出频率偏置和前导码移位模式这两者。在没有信道绑定信息的情况下，无法在任意调谐器位置进行Ll解码， 并且接收机不能区分前导码移位值和频率偏置。因而，为了执行Ll信号解码，接收机(具体地说，图30中示出的帧报头去除器 (r401))需要获得信道绑定结构。由于已知图30中两个垂直的阴影区域处的预期的前导码移位量，因此图四中的时间/频率同步器r505可以估计载波频率偏置。基于该估计，图 31中的Ll信令通道r308-1到r301_l可以对Ll进行解码。图15示出了当使用图22中示出的前导码结构时数据符号与前导码之间的关系。 Ll块可以按照8MHz的周期进行重复。为了对Ll进行解码，只需要获知频率偏置，并且可以不需要信道绑定信息。通过利用已知的伪随机二进制序列(PRBS)序列，可以容易地估计出频率偏置。如图48所示，前导码与数据符号被对齐。因此，可以不需要额外的同步搜索。 因此，对于接收机(具体地说，图63中示出的帧报头去除器r401)来说，要执行Ll信号解码，只需获得具有导频加扰序列的相关峰即可。图四中的时间/频率同步器r505可以根据峰的位置来估计出载波频率偏置。图16示出了有线信道延迟概况的一个示例。从导频设计的角度来看，当前的GI已经对有线信道的延迟扩展进行了过分地保护。在最糟糕的情况下，可以选择重新设计信道模型。为了准确地每8MHz重复模式一次，导频距离应当是3584个载波的除数(z = 32或56)。导频密度ζ = 32会增加导频开销。因而，可以选择ζ = 56。在有线信道中，稍小的延迟覆盖可能并不重要。例如，与9. 3μ s(PP5) 和4.7ys(PP7)相比，PP5，可以是8ys且PP7，可以是4ys。即使在最糟糕的情况下，两种导频模式也能够涵盖有意义的延迟。对于前导码导频位置来说，不再需要数据符号中的所有SP位置。如果可以忽略_40dB的延迟通道，则实际的延迟扩展可以变成2. 5us、l/64GI = 7 μ s、或1/128GI = 3. 5μ s。这表示导频距离参数(z = 56)是非常合适的值。此外，ζ = 56可以是构造实现图48中示出的前导码结构的导频模式的方便值。图17示出了在图9中的导频插入模块404处构造的、使用z = 56和ζ = 112的分散导频结构。提出了 ΡΡ5，(χ = 14、y = 4、z = 56)和 ΡΡ7，(χ = 28、y = 4、z = 112)。 可以插入边缘载波以封闭边缘。如图17所示，在距频段的各个边缘8MHz处将导频对齐，每个导频位置和导频结构可以每8MHz重复一次。因而，该结构可以支持图48中示出的前导码结构。此外，可以使用前导码和数据符号之间的公共导频结构。因此，图四中的信道估计模块r501可以利用对前导码和数据符号的插值来执行信道估计，这是由于不管由数据切片位置决定的窗口位置如何，都不可能出现不规律的导频模式。此时，只利用频率插值就足以补偿源于延迟扩展的信道失真。如果还执行了时间插值，则可以进行更加准确的信道估计。因此，在新提出的导频模式中，导频位置和导频模式可以基于8MHz的周期进行重复。单个导频模式可以用于前导码和数据符号二者。没有信道绑定信息，也始终能够进行 Ll解码。此外，所提出的导频模式可以不影响与T2的共同性，其原因在于可以使用分散导频模式的相同的导频策略；T2已经使用了 8种不同的导频模式；并且修改的导频模式不会明显地增加接收机的复杂度。对于导频加扰序列来说，PRBS的周期可以是2047(m序列)； PRBS生成可以每8MHz重置一次，其周期是3584 ；导频重复率56也可以与2047互质；并且可以预期没有PAPR问题。图18示出了基于OFDM的调制器的一个示例。可以由IFFT模块501将输入的符号流转换为时域。如果需要，可以在PAPR降低模块502处降低峰均功率比(PAPR)。对于 PAPR方法来说，可以使用动态星座扩展(ACE :active constellation extension)或音调保留(tone reservation) 0 GI插入模块503可以复制有效的OFDM符号的最后一部分，从而以循环后缀的形式填充在保护间隔中。前导码插入模块504可以在每个被发送的帧的开头处插入前导码，使得接收机可以检测到数字信号、帧，并且获得时间/频率偏置获取。此时，前导码信号可以执行诸如FFT 大小(3比特)和保护间隔大小(3比特)的物理层信令。如果调制器专门用于DVB-C2，则可以略去前导码插入模块504。图19示出了在图18中的前导码插入模块504中生成的、用于信道绑定的前导码结构的一个示例。一个完整的Ll块在任意的7. 61MHz调谐窗口位置都应当“总是可以解码的”，而且不管调谐器窗口位置如何Ll信令都不应当出现任何损失。如图所示，Ll块在频域中可以按照6MHz的周期进行重复。可以每个8MHz对数据符号进行一次信道绑定。对于 Ll解码来说，如果接收机使用如图观中所示的、使用7. 61MHz带宽的调谐器r603，则图30 中的帧报头去除器r401需要将接收到的循环移位后的Ll块(图20)重新排列为该Ll块的初始形式。由于针对每个6MHz块对Ll块进行重复，因此可以进行这样的重新排列。图21示出了设计更加优化的前导码的过程。图19的前导码结构仅将总的调谐器带宽7. 61MHz中的6MHz用于Ll解码。在频谱效率方面，7. 6IMHz的调谐器带宽未被全部使用。因此，可以对频谱效率做出进一步的优化。图22示出了在图9中的帧报头插入模块401处生成的、用于完全频谱效率的前导码结构或前导码符号的另一个示例。如同数据符号那样，Ll块可以在频域中按照8MHz的周期进行重复。在任意的7. 61MHz调谐窗口位置中，一个完整的Ll块仍然“总是可以解码的”。在调谐后，可以将7. 61MHz数据视为虚拟打孔码。前导码和数据符号具有完全相同的带宽并且前导码和数据符号具有完全相同的导频结构可以使频谱效率最大化。诸如循环移位特性和在没有数据切片的情况下不发送Ll块的其他特征可以保持不变。换言之，前导码符号的带宽可以与数据符号的带宽相同，或者如图57所示，前导码符号的带宽可以是调谐器的带宽(这里，是7. 61MHz)。可以将调谐器带宽限定为与使用单个信道时的总的活动载波的数量相对应的带宽。也就是说，前导码符号的带宽可以与总的活动载波的数量相对应 (这里，是 7. 61MHz)。图23示出了虚拟打孔码。可以将8MHz的Ll块中的7. 6IMHz数据视为进行了打孔编码。当图观中示出的调谐器r603将7. 61MHz带宽用于Ll解码时，图30中的帧报头去除器r401需要将接收到的循环移位的Ll块重新排列为初始形式，如图23所示。此时， Ll解码是利用调谐器的整个带宽来执行的。一旦对Ll块进行了重新排列，由于Ll块的初始大小是8MHz带宽，因此重新排列的Ll块的频谱如图56的右上侧所示在频谱内可以具有
空白区。一旦用零填充了该空白区，则在由图30中的频率去交织器r403或由图31中的符号去交织器r308-l在符号域中进行了去交织后，或者在由图31中的符号去映射器r306-l、 比特复用器r305-l和内部去交织器r304-l在位域中进行了去交织后，该Ll块可以具有如图23的右下侧中示出的看上去被打孔了的形式。这个Ll块可以在图31中的打孔/缩短解码模块r303_l中被解码。通过利用这些前导码结构，可以利用整个调谐器带宽，因而可以提高频谱效率和编码增益。此外，可以将相同的带宽和导频结构用于前导码和数据符号。此外，如果如图25所示将前导码带宽或前导码符号带宽设置为调谐器带宽(在本示例中是7. 61MHz)，则即使不进行打孔也可以在重新排列后得到完整的Ll块。换言之，对于具有前导码符号的帧(其中，该前导码符号具有至少一个层I(Ll)块)来说，可以这样说，Ll块具有3408个活动子载波，并且该3408个活动子载波与8MHz的射频(RF)频段中的7. 61MHz相对应。因而，可以将频谱效率和Ll解码性能最大化。换言之，在接收机处，在仅在符号域中执行了去交织后，就可以在图31中的打孔/缩短解码模块框r303-l处执行解码。因此，所提出的新的前导码结构可以具有如下优点除了带宽不同以外，与之前使用的前导码完全兼容；Ll块按照8MHz的周期进行重复；不管调谐器窗口位置如何，Ll块可以总是能够解码；全部调谐器带宽可以用于Ll解码；最大的频谱效率可以保证更多的编码增益；可以将不完整的Ll块视为经过了打孔编码；简单且相同的导频结构可以用于前导码和数据二者；并且相同的带宽可以用于前导码和数据二者。图沈示出了模拟处理器的一个示例。DAC(601)可以将数字信号输入转换成模拟信号。当在上变频器602处对传输频率带宽进行上变频后，可以发送通过模拟滤波器603 进行了模拟滤波的信号。图27示出了根据本发明的一种实施方式的数字接收机系统的一个示例。接收到的信号在模拟处理器r 105处被转换成数字信号。解调器r 104可以将该信号转换成频域中的数据。帧解析器rl03可以去除导频和报头，并且使得可以选择需要被解码的业务信息。 BICM解调器rl02纠正传输信道中的错误。输出处理器rlOl可以恢复初始发送的业务流和定时信息。图观示出了在接收机处使用的模拟处理器的一个示例。调谐器/AGC(自动增益控制器)模块r603可以从接收到的信号中选择需要的频率带宽。下变频器r602可以恢复基带。ADC r601可以将模拟信号转换成数字信号。图四示出了解调器的一个示例。帧检测器r506可以检查前导码，检查是否存在对应的数字信号，并且检测帧的开始。时间/频率同步器r505可以在时域和频域中执行同步。此时，针对时域同步，可以使用保护间隔相关性。针对频域同步，可以使用相关性，或者可以根据在频域中发送的子载波的相位信息来估计偏置。前导码去除器r504可以从检测到的帧的开头去除前导码。GI去除器r503可以去除保护间隔。FFT模块r501可以将时域信号变换成频域信号。信道估计/均衡模块r501可以通过利用导频符号估计发送信道中的失真来对错误进行补偿。如果解调器专门用于DVB-C2，则可以略去前导码去除器r504。图30示出了帧解析器的一个示例。导频去除(r404)可以去除导频符号。频率去交织器r403可以在频域中执行去交织。OFDM符号合并器r402可以根据在OFDM符号中发送的符号流来恢复数据帧。帧报头去除器r401可以从每个发送的帧的报头中提取出物理层信令并去除报头。可以将提取出的信息用作接收机的随后处理中的参数。图31示出了 BICM解调器的一个示例。图31a示出了数据通道，图31b示出了 Ll 信令通道。符号去交织器r308可以在符号域中执行去交织。ModCod提取器r307可以从每个BB帧的开头处提取出ModCod参数，并且使得这些参数可以被用于以下的自适应/可变解调和解码处理。符号去映射器r306可以将输入的符号流去映射为比特对数似然比(LLR) 流。通过将发射机的符号映射器306中使用的星座图用作参考点，可以计算出输出的比特 LLR流。此处，当使用了上述的MQAM或NU-MQAM时，通过在计算与MSB最近的比特时计算I 轴和Q轴二者，并且在计算其余的比特时计算I轴或Q轴，可以实现高效的符号去映射器。 该方法例如可以应用于近似LLR、准确LLR或硬判决。当使用了根据发射机的符号映射器306处的纠错码的星座图容量和码率的经优化的星座图时，接收机的符号去映射器r306可以利用从发射机发送来的码率和星座图容量信息来得到星座图。接收机的比特复用器r305可以执行发射机的比特解复用器305的逆功能。接收机的内部去交织器r304和外部去交织器r302可以分别执行发射机的内部交织器304和外部交织器302的逆功能，以得到具有其初始序列形式的比特流。如果BICM解调器专门用于DVB-C2，则可以略去外部去交织器r302。接收机的内部解码器r303和外部解码器r301可以分别执行与发射机的内部编码器303和外部编码器301相对应的解码处理，以纠正发送信道中的错误。可以对Ll信令通道执行与对数据通道执行的处理相似的处理，但是所使用的参数不同r308-l到r301-l。 此处，如在前导码部分中阐述的那样，可以将缩短/打孔码编码模块r303-l用于Ll信令解码。图32示出了利用缩短/打孔模块r303_l进行的LDPC解码的一个示例。解复用器 r301a可以分开地输出来自输入的比特流中的系统码的信息部分和奇偶校验部分。针对信息部分，可以根据LDPC解码器的输入的比特流的数量由零填充模块r30h来执行零填充， 并且针对奇偶校验部分，通过在奇偶校验解除打孔模块r303a处将经过打孔的部分解除打孔，可以产生LDPC解码器的输入的比特流。可以针对产生的比特流由模块r3(Ma来执行 LDPC解码，并且可以由零去除器r305去除信息部分中的零并输出。图33示出了输出处理器的一个示例。BB解扰器r209可以恢复在发射机处加扰的比特流。分割器r208可以根据PLP通道来恢复与从发射机复用并发送来的多个PLP相对应的BB帧。针对各个PLP通道，BB报头去除器r207-l η可以去除掉在BB帧的开头处发送的报头。CRC解码器r206-l η可以执行CRC解码并使可靠的BB帧可供选择。空包插入模块r205-l η可以在空包的初始位置处恢复为了更高的发送效率而被去除掉的空包。延迟恢复模块r204-l η可以恢复在各个PLP通道之间存在的延迟。输出时钟恢复模块r203_l η可以根据从输入流同步器203_1 η发送的定时信息来恢复业务流的初始定时。输出接口模块r202-l η可以根据BB帧中被切片的输入的比特流来恢复TS/GS分组中的数据。如果需要，输出后处理器r201-l η可以将多个TS/ GS流恢复成完整的TS/GS流。图33中带阴影的块表示在一次处理单个PLP时可以使用的模块，而余下的块表示在同时处理多个PLP时可以使用的模块。前导码导频模式被仔细地设计以避免PAI^R增加。因而，需要考虑Ll重复率是否会增加PAPR。Ll信息比特的数量根据信道绑定、PLP的数量等动态地变化。具体地说，需要考虑以下方面固定的Ll块大小可能引入不必要的开销；Ll信令应当得到比数据符号更强的保护；并且Ll块的时间交织可以比信道减损(如冲击噪声需要)更加提高鲁棒性。如图34所示，针对8MHz的Ll块重复率，通过虚拟打孔表现出完全的频谱效率(BW 增加26. 8% )，但是由于Ll带宽与数据符号的带宽相同，因此可能增加PAPR。针对8MHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织，并且在交织后该同一个模式可以按照8MHz的周期来重复其自身。如图35所示，针对6MHz的Ll块重复率，在没有虚拟打孔的情况下表现出降低的频谱效率，其中。由于Ll带宽和数据符号带宽共享LCM = 24MHz,因此出现了与8MHz的情况相似的PAPR问题。针对6MHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织， 并且在交织后该同一个模式可以按照24MHz的周期来重复其自身。图36示出了新的Ll块重复率7. 6IMHz或完全的调谐器带宽。在没有虚拟打孔的情况下，可以得到全频谱效率(BW增加26. 8%)0由于Ll带宽和数据符号带宽共享LCM = 1704MHz，因此可以不存在PAPR问题。针对7. 6IMHz的重复率，为了通用性可以使用4K-FFT DVB-T2频率交织，并且在交织后该同一个模式可以按照大约1704MHz的周期来重复其自身。图37是在帧报头中发送的Ll信令的一个示例。Ll信令中的各信息可以被发送到接收机，并且可以被用作解码参数。特别地，可以在图31中示出的Ll信号通道中使用该信息，并且可以在各个数据切片中发送PLP。可以获得针对各个PLP而增加的鲁棒性。图39是如图4中的Ll信令通道中示出的符号交织器308_1的一个示例，并且也可以是如图31中的Ll信令通道中示出的其相应的符号去交织器r308-l的一个示例。带有斜线的块表示Ll块，而实心块表示数据载波。Ll块不仅可以在单个前导码中发送，而且还可以在多个OFDM块中发送。根据Ll块的大小，交织块的大小可以变化。换言之，num_Ll_ sym与Ll_span可以彼此不同。为了将不必要的开销减到最少，可以在发送Ll块的OFDM符号的余下的载波中发送数据。此处，由于Ll块的重复周期仍然是完全的调谐器带宽，因此可以保证完全的频谱效率。在图39中，带有斜线的块的数量表示单个LDPC块内的比特顺序。因此，当如图72所示根据符号索引在行的方向上在交织存储器中写入比特并根据载波索引在列的方向上读出比特时，可得到块交织效果。换言之，可以在时域和频域中对一个LDPC块进行交织并接着对该个LDPC块进行发送。Num_Ll_Sym可以是预定值，例如，2 到4之间的数字可以被设为OFDM符号的数量。此处，为了增大Ll块大小的间隔，可以将具有最小的码字长度的经过打孔/缩短的LDPC码用于Ll保护。图40是Ll块发送的一个示例。图40在帧域中例示了图39。如图40的左侧所示，Ll块可以跨越在完整的调谐器带宽中，或者如图40的右侧所示，Ll块可以部分地跨越 Ll块，并且可以将余下的载波用于数据载波。在上述任一种情况下，可以看出，Ll块的重复率可以与完整的调谐器带宽相同。此外，针对使用包括前导码的Ll信令的OFDM符号，可以只进行符号交织，同时不允许这些OFDM符号中的数据发送。因此，针对用于Ll信令的OFDM 符号，接收机可以通过执行去交织而不执行数据解码来对Ll进行解码。此处，Ll块可以发送当前帧的Ll信令或后续帧的Ll信令。在接收机端，通过图31中示出的Ll信令解码通道解码得到的Ll参数可以用于对来自后续帧的帧解析器的数据通道的解码处理。总而言之，在发射机处，可以通过在行的方向上将块写到存储器并在列的方向上从存储器中读出写入的块来执行对Ll区域的块的交织。在接收机处，可以通过在列的方向上将块写到存储器并在行的方向上从存储器中读出写入的块来对Ll区域的块的去交织。 发射机与接收机的读取和写入方向可以互换。当按照如下假定执行仿真时为了 Ll保护和T2的通用性，令CR= 1/2 ；16-QAM符号映射；前导码中导频密度为6 ；短LDPC的数量表示进行了所需数量的打孔/缩短，可以获得如下结果或结论，诸如仅用于Ll发送的前导码可能并不充分；OFDM符号的数量取决于Ll 块大小的量；为了灵活性和更精细的间隔，可以使用被缩短的/打孔的码中最短的LDPC码字(例如，192个比特的信息)；并且如果需要，可以按照可忽略的开销来添加填充。在图38 中概述了结果。因此，针对Ll块重复率，在没有进行虚拟打孔的情况下的完整调谐器带宽可以是不错的解决方案，并且在全频谱效率的情况下也仍然可以不发生PAPR问题。针对Ll信令， 有效信令结构可以允许具有8个信道绑定、32个陷波、256个数据切片和256个PLP的环境中的最大构造。针对Ll块结构，可以根据Ll块大小来实现灵活的Ll信令。为了使对T2 通用性更加鲁棒，可以执行时间交织。使得前导码中的数据发送需要更少的开销。可以执行Ll块的块交织以达到更好的鲁棒性。可以利用Ll符号的固定的预定数量(nUm_Ll_sym)和Ll所跨越的载波数量作为参数(Ll_span)来执行该交织。在DVB-T2 中使用相同的技术来进行P2前导码交织。可以使用大小可变的Ll块。大小可以适用于Ll信令比特的量，从而使得开销降低。可以获得全频谱效率而没有PAPR问题。低于7. 61MHz的重复意味着发送更多的冗余但不使用。由于Ll块的7. 61MHz的重复率，可以不发生PAPR问题。图41是在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。图41与图37的不同之处在于将具有12个比特的Ll_span字段划分成了两个字段。换言之，Ll_span字段被分割成具有 9个比特的Ll_column和具有3个比特的Ll_row。Ll_column表示Ll跨越的载波索引。由于数据切片在每12个载波处开始和结束(导频密度)，因此可以将12比特的开销降低3个比特以达到9个比特。Ll_row表示当应用了时间交织时Ll跨越的OFDM符号的数量。因此，在Ll_column 乘以Ll_row的区域内，可以执行时间交织。或者，可以发送Ll块的总的大小，使得在不执行时间交织时可以使用图37中示出的Ll_span。针对这样的情况，在示例中Ll块的大小是 11，776X2个比特，因而15个比特就足够了。因此，Ll_span字段可以由15个比特组成。图42是频率或时间交织/去交织的示例。图42示出了整个传输帧的一部分。图 42还示出了多个8MHz带宽的结合。帧可以由发送Ll块的前导码和发送数据的数据符号组成。不同类型的数据符号表示用于不同业务的数据切片。如图42所示，前导码发送各个 7. 61MHz 的 Ll 块。
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针对前导码，在Ll块内执行频率或时间交织而不在Ll块之间执行频率或时间交织。也就是说，对于前导码而言，可以说按照Ll块的级别执行交织。这使得即使在调谐器窗口已经移动到信道绑定系统内的随机位置时也可以通过在调谐器窗口带宽内发送Ll块来对Ll块进行解码。为了在随机的调谐器窗口带宽中对数据符号进行解码，不应当在数据切片之间发生交织。也就是说，对于数据切片而言，可以说按照数据切片的级别进行交织。因此，应当在数据切片内执行频率交织和时间交织。因此，图4中示出的发射机的BICM模块的数据通道中的符号交织器308可以针对各个数据切片执行符号交织。Ll信号通道中的符号交织器 308-1可以针对各个Ll块执行符号交织。图9中示出的频率交织器403需要单独地对前导码和数据符号执行交织。具体地说，针对前导码，可以针对各个Ll块执行频率交织，而针对数据符号，可以执行各个数据切片执行频率交织。此处，考虑到低延迟模式，可以不执行数据通道或Ll信号通道中的时间交织。图43是分析在图37中示出的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入(307) 处在FECFRAME报头中发送的Ll信令的开销的表。如图76所示，针对短LDPC块(尺寸= 16200)，可以出现不能忽视的最大开销3.3%。在此分析中，假定45个符号用于FECFRAME保护，并且前导码是C2帧专用的Ll信令，而FECFRAME报头是FECFRAME专用的Ll信令(即， Mod、Cod、和 PLP 标识符)。为了降低Ll开销，可以考虑根据两个数据切片的方法。针对ACM/VCM类型和多个 PLP的情况，可以针对FECFRAME报头将帧保持不变。针对ACM/VCM类型和单个PLP的情况， 可以从FECFRAME报头中去除PLP标识符，从而降低最多1. 8%的开销。针对CCM类型和多个PLP的情况，可以从FECFRAME报头中去除Mod/Cod字段，从而降低最多1. 5%的开销。针对CCM类型和单个PLP的情况，不需要FECFRAME报头，因此，可以得到最多3. 3%的开销降低。在被缩短的Ll信令中，可以发送Mod/Cod(7比特)或PLP标识符(8比特)，但是由于太短而不能得到任何的编码增益。但是，由于PLP可以与C2传输帧对准，因此可以不需要进行同步；可以从前导码知道各个PLP的每一个ModCod ；并且简单的计算可以使能与特定的FECFRAME同步。图44示出了用于将开销最小化的FECFRAME报头的结构。在图44中，带斜线的块和FECFRAME构造器代表了在图4中示出的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307的详细框图。实心块表示图4中示出的BICM模块的数据通道上的内部编码模块 303、内部交织器304、比特解复用器305、和符号去映射器306的一种示例。此处，由于CCM 不需要Mod/Cod字段且单个PLP不需要PLP标识符，因此可以执行缩短的Ll信令。在这个被减少了比特数量的Ll信号上，Ll信号可以在前导码中重复三次，并且可以执行BPSK调制，因此，非常鲁棒的信令是可能的。最后，ModCod报头插入模块307可以将产生的报头插入各个FEC帧中。图51示出了图31中示出的BICM解调模块的数据通道上的ModCod提取器r307的一种示例。如图51所示，可以在解析器r301b处解析FECFRAME报头，接着可以将在重复的符号中的、发送相同的信息的符号进行延迟、对齐、并接着在Rake组合模块r302b处将它们组合起来。最后，当在模块r30!3b处执行BPSK解调时，可以恢复接收到的Ll信号字段，并且可以将这个恢复的Ll信号字段发送到系统控制器以将其使用为解码参数。可以将经过解析的FECFRAME发送到符号去映射器。图45示出了上述的Ll保护的误比特率(BER)性能。可以看出，通过三次重复，获得了大约4. 8dB的SNR增益。在BER = 1E-11时，需要的SNR是8. 7dB。图46示出了传输帧和FEC帧结构的示例。在图46的右上侧示出的FEC帧结构表示由图4中的ModCod报头插入模块307插入的FECFRAME报头。可以看出，根据各种条件的组合(即，CCM或ACM/VCM类型和单个或多个PLP)，可以插入不同尺寸的报头。或者，可以不插入任何报头。根据数据切片类型形成并在图46的左下侧示出的传输帧可以由图9 所示的帧构造器的帧报头插入模块401和图2中示出的输入处理器的合并器/切片器208 形成。此处，可以根据数据切片的不同类型来发送FECFRAME。利用该方法，可以降低最多 3. 3%的开销。在图46的右上侧，示出了四种不同类型的结构，但是本领域中的技术人员将理解这些结构仅仅是示例而已，这些类型中的任一种或他们的组合都可以用于数据切片。在接收机侧，图30中示出的帧解析模块的帧报头去除器r401和图31中示出的 BICM解调模块的ModCod提取器r307可以提取解码所需的ModCod字段参数。此处，根据传输帧的数据切片类型，可以提取出参数。例如，针对CCM类型，可以从在前导码中发送的Ll 信令中提取出参数。针对ACM/VCM类型，可以从FECFRAME报头中提取出参数。如图46的右上侧所示，可以将fecframe结构分成两组，其中第一分组是具有报头的靠上的三种帧结构，第二分组是没有报头的最后一种帧结构。图47示出了 Ll信令的示例，其可以由图42中示出的帧构造器模块的帧报头插入模块401在前导码中发送。该Ll信令与之前的Ll信令的区别在于可以以比特为单位来发送Ll块尺寸(Ll_size，14比特)；开启/关闭对数据切片的时间交织是可能的(dSlice_ time_intrlv, 1比特)；并且通过限定数据切片的类型(dslice_type，1比特)，降低了 Ll信令开销。此处，当数据切片类型是CCM时，可以在前导码中而不是在FECFRAME报头(plp_ mod (3 比特)、plp_fec_type(l 比特)、plp_cod (3 比特))内发送 Mod/Cod 字段。在接收机侧，图31中示出的BICM解调的缩短/打孔的内部解码模块r303-l可以通过解码而获得在前导码中发送的、具有固定的Ll块尺寸的第一个LDPC块。也可以获得其它LDPC块的数量和尺寸。当Ll发送需要多个OFDM符号或当存在经过时间交织的数据切片时，可以使用时间交织。利用交织标记，可以灵活地开启/关闭时间交织。针对前导码时间交织，可能需要时间交织标记(1比特)和交织的多个OFDM符号(3比特)，因此，通过与缩短的FECFRAME 报头相似的方式，可以保护总共4个比特。图48示出了可以在图4示出的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块 307-1处执行的Ll预信令的一种示例。具有斜线的块和前导码构造器是在图4中示出的 BICM模块的Ll信令通道上的ModCod报头插入模块307-1的一种示例。实心块是图42中示出的帧构造器的帧报头插入模块401的一种示例。另外，实心块可以是图4中示出的BICM模块的Ll信令通道上的缩短/打孔内编码模块303-1、内部交织器304-1、比特解复用器305-1、和符号映射器306-1的示例。如图48所示，在前导码中发送的Ll信号可以利用缩短/打孔LDPC编码来加以保护。可以将相关的参数以Ll预信令的形式插入报头中。此处，在前导码的报头中只可以发送时间交织参数。为了确保更大的鲁棒性，可以执行四次重复。在接收机侧，为了能够对在前导码中发送的Ll信号进行解码，图31中示出的BICM解调的Ll信令通道上的ModCod提取器r307-l需要使用图18所示的解码模块。此处，与之前对FECFRAME报头进行的解码不同，由于存在四次重复，因此需要对重复了四次的符号进行同步的Rake接收处理并增加符号。图49示出了从图42中示出的帧构造器模块的帧报头插入模块401发送的Ll信令块的结构。其示出了在前导码中没有使用时间交织的情况。如图49所示，不同类型的 LDPC块可以按照载波的顺序发送。一旦形成并接着发送了 OFDM符号，则形成并发送了随后的OFDM符号。针对将要被发送的最后一个OFDM符号，如果剩余了任意载波，则可以将载波用于数据发送，或者可以使用虚假填充。图49中的示例示出了包括三个OFDM符号的前导码。在接收机侧，针对这种不交织的情况，可以跳过图31中示出的BICM解调的Ll信令通道上的符号去交织器r308-l。图50示出了执行了 Ll时间交织的情况。如图50所示，可以按照针对相同的载波索引形成OFDM符号并接着针对下一个载波索引形成OFDM符号的方式来执行块交织。在不执行交织的情况下，如果余下任一个载波，则可以将该载波用于数据发送或者可以将该载波虚假填充。在接收机侧，针对不交织的情况，图31中示出的BICM解调的Ll信令通道上的符号去交织器r308-l可以通过按照逐渐增加LDPC块的序号的方式读取LDPC块来执行块去交织。此外，可以存在至少两种类型的数据切片。数据切片类型1在Ll信令字段中具有 dslice_type = O。该类型的数据切片不具有XFECFrame报头，并且在Ll信令字段中具有其mod/cod值。数据切片类型2在Ll信令字段中具有dslicejype = 1。该类型的数据切片具有XFECFrame报头，并且在XFECrame报头中具有其mod/cod值。XFECFrame表示XFEC (复杂前向纠错)帧，而mod/cod表示调制类型/码率。在接收机侧，帧解析器可以根据经过解调的信号来形成帧。该帧具有数据符号，并且数据符号可以具有包含XFECFrame和XFECFrame报头的第一类型的数据切片和包含不具有XFECFrame报头的XFECFrame的第二类型的数据切片。另外，接收机可以从前导码符号的Ll中提取出用于指示是否对前导码符号执行时间去交织的字段。在发射机侧，帧构造器可以构造帧。帧的数据符号包括具有XFECFrame和 XFECFrame报头的第一类型的数据切片和具有不带有XFECFrame报头的XFECFrame的第二类型的数据切片。此外，可以将用于指示是否对前导码符号执行时间交织的字段插入前导码符号的Ll中。最后，针对用于图9中示出的帧构造器的帧报头插入模块401的缩短/打孔码，可以确定能够得到编码增益且能够在第一 LDPC块中发送的码字的最小尺寸。按照这样的方式，可以根据已经发送的Ll块尺寸来得到余下的LDPC块尺寸。图52示出了可以从图4中示出的BICM模块的Ll信令通道上的ModCod报头插入模块307-1发送的Ll预信令的另一个示例。图52与图48的不同之处在于对报头部保护机制进行了修改。如图52所示，没有在Ll块中而是在报头中发送了 Ll块尺寸信息Ll_ siZe(14比特)。在报头中，还可以发送4比特的时间交织信息。针对总共18个比特的输入，使用了输出45个比特的BOK45U8)码并将其复制到两个通道并最终进行QPSK映射。 针对Q通道，可以针对分集增益来执行1比特的循环移位，并且可以执行根据同步字的PRBS 调制。可以根据这些I/Q通道输入来输出总共45个QPSK符号。此处，如果将时间交织的深度设置为被要求发送Ll块的前导码的数量，则可以无需发送指示时间交织深度的Ll_ span(3比特)。换言之，只可以发送时间交织开启/关闭标记(1比特)。在接收机侧，通过只检查已发送的前导码的数量而不使用Ll_span，就可以得到时间交织深度。图53示出了调度在前导码中发送的Ll信令块的一种示例。如果能够在前导码中发送的Ll信息的尺寸是Nmax，则当Ll尺寸比Nmax小时，一个前导码可以发送该信息。但是，当Ll尺寸比Nmax大时，可以均等地分割Ll信息，使得所分割出的Ll子块比Nmax小， 于是可以在前导码中发送分割出的Ll子块。此处，对于由于Ll信息比Nmax小而未被使用的载波来说，不发送数据。相反，如图55所示，可以提高发送了 Ll块的载波的功率，以保持与数据符号功率相等的总前导码信号功率。功率升压系数可以根据发送的Ll尺寸而变化，并且发射机和接收机可以具有该功率升压系数的设定值。例如，如果仅使用了总载波中的一半，则功率增强系数可以是二。图M示出了考虑了功率增强的Ll预信令的一种示例。当与图52进行比较时，可以看出，可以提升QPSK符号的功率并将其发送到前导码构造器。图56示出了图31中示出的BICM解调模块的Ll信令通道上的ModCod提取器 r307-l的另一个示例。根据输入的前导码符号，可以将Ll信令FECFRAME输出到符号去映射器中，并且仅对报头部分进行解码。针对输入的报头符号，可执行QPSK去交织，并且可以得到对数似然比(LLR)值。针对Q通道，可以执行根据同步字的PRBS解调，并且可以执行1比特循环移位的逆处理以进行恢复。可以组合这些对准的两个I/Q通道的值，并且可以获得SNR增益。可以将硬判决的输出输入到BCH解码器中。BCH解码器可以根据输入的45个比特来恢复Ll预信令的18 个比特。图57示出了对等的、接收机的ModCod提取器。当与图56进行比较时，可以对QPSK 去交织器输入的符号进行功率控制以将发射机升压的功率水平恢复到其初始值。此处，通过考虑被用于前导码中的Ll信令的多个载波并对得到的发射机的功率升压系数求逆，可以执行功率控制。功率升压系数将前导码功率和数据符号功率设定为彼此相等。图58示出了可以在图31中示出的BICM解调模块的Ll信令通道上的ModCod提取器r307-l处执行的Ll预同步的一种示例。这是获得前导码中的报头的开始位置的同步处理。可以将输入的符号进行QPSK去映射，接着针对输出的Q通道，可以执行1比特循环移位的逆处理，并且可以执行对齐。可以将两个I/Q通道的值相乘，并且可以对经过Ll预信令调制的值进行解调。因而，乘法器的输出可以只表示作为同步字的PRBS。当使输出与已知序列PRBS相关联时，可以获得报头处的相关峰。因而，可以获得前导码中的报头的开始位置。如果需要，如图57所示，可以对QPSK去映射器的输入执行功率控制，以恢复初始的功率水平。图59示出了被发送到图4中示出的BICM模块的Ll信令通道上的报头插入模块307-1的Ll块报头字段的另一个示例。图59与图52的不同之处在于，表示时间交织深度的Ll_span被减少到2个比特，而预留的比特则增加了一个比特。接收机可以从发送的Ll_ span中得到Ll块的时间交织参数。图60示出了将Ll块等分成与前导码的数量同样多的部分并接着将报头插入到分割出的Ll块中的每一个，并接着将插入了报头的Ll块分配到前导码中。这可以在以多个前导码(前导码的数量比发送Ll块所需要的Ll信令的最小数量大)的数量来执行时间交织时来执行。这可以在图37中示出的BICM模块的Ll信令通道上的Ll块处执行。在发送 Ll块后，余下的载波可以具有循环重复模式而不是被以零填充。图61示出了图31中示出的BICM解调模块的符号去映射器r306_l的一种示例。 针对如图60中所示那样重复Ll FEC块的情况，可以将Ll FEC块的各个开始点对齐，在模块r301f处将Ll FEC块组合起来，并且接着在QAM去映射器r302f处将其QAM去映射，以获得分集增益和SNR增益。此处，组合器可以包括对齐并添加每个Ll FEC块和分割所添加的Ll FEC块的处理。针对如图60所示那样仅重复了最后一个FEC块的部分的情况，只可以将重复的部分分割成与FEC块的数量同样多，并且可以将其它部分除以比FEC块报头的数量小一的值。换言之，除数对应于被添加到各个载波的载波数量。图65示出了 Ll块调度的另一个示例。图65与图60的不同之处在于，在Ll块未填满一个OFDM符号时，通过在发射机侧对缩短/打孔码执行更少的打孔，可以使用奇偶校验冗余来填满OFDM符号，而不是执行填充零或重复。换言之，当在图5执行奇偶校验打孔模块3(Mc时，根据打孔比率来确定有效码率，因而，通过在需要被填充零的比特更少时打孔， 可以降低有效码率并可以得到更好的编码增益。图32所示的接收机的奇偶校验解除打孔模块r303a可以在考虑更少的被打孔的奇偶校验冗余的情况下进行解除打孔。此处，由于接收机和发射机具有总的Ll块尺寸的信息，因此可以计算出打孔的比例。图62示出了 Ll信令字段的另一个示例。图62与图41的不同之处在于，针对数据切片类型是CCM的情况，可以发送PLP的开始地址Ql比特)。这可以使各个PLP的 FECFRAME形成传输帧，无需将FECFRAME与传输帧的开始位置对齐。因而，可以消除在数据切片带宽较窄时出现的填充开销。当数据切片类型是CCM时，接收机可以根据图31中示出的BICM解调模块的Ll信令通道处的前导码来获得ModCod信息，而不是从FECFRAME报头获得该信息。此外，即使当在传输帧的随机位置处出现切换(zapping)时，由于能够已经从前导码获得了 PLP的开始位置，因此也可以没有延迟地执行FECFRAME同步。图63示出了可以降低PLP寻址开销的Ll信令字段的另一个示例。图64示出了根据调制类型而与FECFRAME相对应的QAM符号的数量。此处，QAM符号的最大公约数是135，因而，可以降低log2(135) 7个比特的开销。因而，图63与图62 的区别在于，PLP_start字段比特的数量可以从21个比特减少到14个比特。这是将135个符号视为单个组并对该组进行寻址的结果。在获得PLP_start字段值并将其乘以135后， 接收机可以获得传输帧中PLP开始的位置的OFDM载波索引。图66和图68示出了符号交织器308的示例，该符号交织器308可以对从图4中示出的BICM模块的数据通道上的ModCod报头插入模块307发送来的数据符号进行时间交结。图66是可以基于数据切片工作的、用于时间交织的块交织器的一种示例。行值表示一个数据切片中的四个OFDM符号中的有效载荷单元的数量。由于单元的数量在相邻的 OFDM单元之间变换，因此可能不能基于OFDM符号进行交织。列值K表示可以是1、2、4、8、 或16…的时间交织深度。在Ll信令内，可以执行各个数据切片的K信令。在图4中示出的时间交织器308之前，可以执行图9所示的频率交织器403。图67示出了图66中示出的时间交织器的交织性能。假定列值是2，行值是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且在数据切片中没有连续导频。图67中上部的图是当不执行时间交织时的OFDM符号结构，而下部的图是当执行时间交织时OFDM符号的结构。黑色单元代表分散的导频，而非黑色的单元代表数据单元。同一类型的数据单元代表OFDM符号。在图100中，与单个OFDM符号相对应的数据单元被交织到两个符号中。使用了与八个 OFDM符号相对应的交织存储器，但是交织深度仅对应于两个OFDM符号，因而，没有获得完全的交织深度。为了实现完全的交织深度，提出了图68。在图68中，黑色单元代表分散导频，而非黑色单元代表数据单元。图68中示出的时间交织器可以以块交织器的形式实现，并且可以对数据切片进行交织。在图68中，列的数量K代表了数据切片的宽度，行的数量N代表了时间交织深度，并且值K可以是随机值(例如，K= 1、2、3…)。交织处理包括以列扭曲的方式写数据单元并在行的方向上读取，其中不包括导频位置。即，可以说，交织是以行-列扭曲的方式执行的。此外，在发射机处，以交织存储器的列扭曲方式读取的单元对应于单个OFDM符号，并且在对单元进行交织的同时可以保持OFDM符号的导频位置不变。另外，在接收机处，以交织存储器的列扭曲方式读取的单元对应于单个OFDM符号，并且在对单元进行时间去交织的同时可以保持OFDM符号的导频位置不变。图69示出了图68的时间交织性能。为了与图66进行比较，假定行数是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且在数据切片中不具有连续导频。在图69中，对应于单个OFDM 符号的数据单元被交织到八个OFDM符号中。如图102所示，使用了与八个OFDM符号相对应的交织存储器，并且所得到的交织深度对应于八个OFDM符号，因而，获得了完全的交织深度。图68中示出的时间交织器的优点在于利用相同的存储器可以获得完全的交织深度；与图66相反，交织深度可以是灵活的；因此，传输帧的长度也可以是灵活的(即，行数不需要是四的倍数)。另外，用于数据切片的时间交织器可以与用于前导码的交织方法相同，并且还可以与使用一般的OFDM的数字发送系统具有共同的特征。具体地说，可以在使用图9中示出的频率交织器403之前使用图4中示出的时间交织器308。至于接收机的复杂度，除了可能需要非常小的复杂度的附加的地址控制逻辑以外，可以不需要任何附加的存储器。图70示出了接收机中的对应的符号去交织器(r308)。该符号去交织器可以在接收到来自帧报头去除器r401的输出后执行去交织。与图66相比，在去交织的过程中，反转了块交织的写处理和读处理。通过利用导频位置信息，时间去交织器可以通过不向或不从交织器存储器中的导频位置写入或读取并通过向或从交织器存储器中的数据单元位置写入或读取来执行虚拟去交织。可以将去交织的信息输出到ModCod提取器r307中。图71示出了时间交织的另一个示例。可以沿对角方向进行写入并逐行进行读取。
26在图68中，交织是考虑到导频位置而执行的。通过只考虑数据单元位置，没有针对导频位置执行读取和写入，而是访问了交织存储器。图72示出了利用图71所示的方法进行交织的结果。当与图69进行比较时，具有相同模式的单元不仅在时域中被分散，而且还在频域中被分散。换言之，可以既在时域又在频域中得到完全的交织深度。图75示出了对应的接收机的符号去交织器r308。可以对帧报头去除器r401的输出执行去交织。当与图66进行比较时，去交织已经转换了读和写的顺序。时间去交织器可以使用导频位置信息来执行虚拟去交织，使得没有对导频位置执行读或写，而是可以仅对数据单元位置执行读或写。可以将经过去交织的数据输出到ModCod提取器r307中。图73是图72的寻址方法的一种示例。NT表示时间交织深度，ND表示数据切片宽度。假定行值N是8，数据切片宽度是12个数据单元，并且在数据切片中没有连续导频。图 73代表了在发射机执行时间交织时生成用于在时间交织存储器上写入数据的地址的方法。 寻址从具有行地址(RA) = O和列地址(CA) = O的第一个地址开始。在发生寻址时，RA和 CA递增。针对RA，可以对在时间交织器中使用的OFDM符号执行求模运算。针对CA，可以对与数据切片宽度相对应的载波数量执行求模运算。当在存储器上写入与数据切片宽度相对应的载波时，RA可以递增1。只有在当前地址位置不是导频位置时才可以对存储器执行写入。如果当前的地址位置是导频的位置，则只能增加地址值。在图73中，列的数量K代表数据切片的宽度，行的数量N代表时间交织深度，并且值K可以是随机值(即，K= 1、2、3、…)。交织过程可以包括除了导频位置以外以列扭曲方式写入数据单元并在列的方向上读取。换言之，虚拟交织存储器可以包括导频位置，但是在实际交织中可以排除导频位置。图76示出了作为图71中示出的时间交织的逆过程的去交织。逐行的写入和在对角方向上的读取可以恢复初始序列中的单元。可以在接收机中使用在发射机中使用的寻址方法。接收机可以以逐行的方式将接收到的数据写在时间去交织器存储器上，并且可以利用生成的地址值和可以与发射机相似的方式产生的导频位置信息来读取被写入的数据。作为一种另选方式，所生成的被用于写入的地址值和导频信息可以被用于进行逐行读取。可以将这些方法应用于发送Ll的前导码。由于包括前导码的每个OFDM符号都可以在相同的位置具有导频，因此可以执行将导频位置考虑在内而参考地址值进行的交织或未将导频位置考虑在内而参照地址值进行的交织。针对未将导频位置考虑在内而参照地址值的情况，发射机每次都在时间交织存储器中存储数据。针对这样的情况，在接收机或发射机处对前导码进行交织/去交织所需的存储器的尺寸变得与在时间交织中使用的OFDM符号中存在的有效载荷单元的数量相同。 图74是Ll时间交织的另一个示例。在该示例中，时间交织可以将载波安排到所有的OFDM符号，但是如果未执行时间交织，则将把载波全部置于单个OFDM符号中。例如，针对位于第一个OFDM符号中的数据，将把第一个OFDM符号的第一个载波设置在其初始位置处。将把第一个OFDM符号的第二个载波设置在第二个OFDM符号的第二载波索引中。换言之，将把位于第η个OFDM符号中的第i个数据载波设置在第(i+n)mod N个OFDM符号的第 i个载波索引中，其中i = 0、1、2(载波号数-l)，n = 0、1、2、N-1，并且N是在Ll时间交织中使用的OFDM符号的数量。在该Ll时间交织方法中，可以说，如图107所示那样以扭曲方式对所有OFDM符号进行了交织。如上所述，即使在图107中没有示出导频位置，也可以向包括导频符号的所有OFDM符号执行交织。即，可以说，可以无需考虑导频位置或不管OFDM 符号是否是导频符号而对所有OFDM符号执行交织。如果在Ll中使用的LDPC块的尺寸小于单个OFDM符号的尺寸，则余下的载波可以具有LDPC块的部分的副本，或者可以向余下的载波填充零。此处，可以执行与上面所述相同的时间交织。同样，在图74中，通过在存储器中存储在Ll时间交织中使用的所有的块并通过按照这些块被交织的顺序(即，图74中示出的在块中写入的号数的顺序)读取块，接收机可以执行去交织。当使用了图73中示出的块交织器时，使用了两个缓存器。具体地说，在一个缓存器中存储输入的符号时，可以从另一个缓存器中读取之前输入的符号。一旦针对一个符号交织块执行了这些处理，则可以通过转换读取和写入的顺序来执行去交织，以避免存储器存取冲突。这种“乒乓球”式的去交织可以具有简单的地址生成逻辑。但是，当使用两个符号交织缓存器时，可以增加硬件的复杂度。图77示出了图31中示出的符号去交织器r308或r308_l的一种示例。本发明提出的这个实施方式可以只使用单个缓存器来执行去交织。一旦由地址生成逻辑生成了地址值，则可以从缓冲存储器中输出该地址值，并且通过存储被输入到同一地址中的符号，可以执行填入(in-placement)运算。通过这些处理，在读取和写入的同时，可以避免存储器存取冲突。此外，仅利用单个缓存器就可以执行符号去交织。可以对参数进行限定以解释这个地址生成规则。如图73所示，可以将去交织存储器的行数限定为时间交织深度D，并且将去交织存储器的列数限定为数据切片的宽度W。于是，地址生成器可以生成以下地址。第j个块上的第i个采样，包括导频i = 0、1、2、—,N-I ；N = D*W ；Ci, j = i mod W ；Tw = ((Ci, j mod D)*j)mod D ；Ri, j = ((i div W) +Tw)mod D ；Li, j (1) = Ri, j*W+Ci，j ；或者Li, j (2) = Ci, j*D+Ri，j ；这些地址包括了导频位置，因此，假定输入的符号包括导频位置。如果需要处理仅包括数据符号的输入符号，则可以要求跳过相应地址的另外的控制逻辑。此处，i代表了输入符号索引，j代表输入的交织块索引，并且N = D*W代表了交织块长度。Mod运算代表了在除法后输出余数的求模运算。Div运算代表在除法后输出商的除法运算。Ri，j和Ci，j 分别代表了第j个交织块的第i个符号输入的行地址和列地址。Tw代表了针对符号所在地址的列扭曲值。换言之，可以将每一列都视为根据Tw值执行了独立的扭曲的缓存。Li， j代表了当在一维而不是二维的顺序存储器中实现了单个缓存时的地址。Li，j可以具有从 0到(N-I)的值。两种不同的方法是可能的。当逐行地将存储器矩阵连接起来时使用Li， j(l)，而当逐列地将存储器矩阵连接起来时使用Li，j (2) 0
图78示出了当D是8且W是12时用于时间去交织的行地址和列地址的示例。J 从j = 0开始，针对每一个j值，第一行可以代表行地址，而第二行可以代表列地址。图78 只示出了前M个符号的地址。每个列索引都与输入的符号索引i相同。图80示出了使用数据切片的OFDM发射机的一种示例。如图80所示，发射机可以包括数据PLP通道、Ll信令通道、帧构造器、以及OFDM调制部。数据PLP通道由具有横线和竖线的块表示。Ll信令通道由具有斜线的块表示。输入处理模块701-0、701-N、701-K、 以及701-M可以包括针对图2所示的各个PLP而执行的输入接口模块202-1、输入流同步器 203-1、延迟补偿器204-1、空包删除模块205-1、CRC编码器206-1、BB报头插入模块207-1、 以及BB加扰器209的块和顺序。FEC模块702-0、702_N、702_K、以及702-M可以包括如图4 所示的外部编码模块301和内部编码模块303的块和顺序。在Ll通道上使用的FEC模块 702-L1可以包括如图4所示的外部编码模块301-1和缩短/打孔内部编码模块303-1的块和顺序。Ll信号模块700-L1可以生成需要包含帧的Ll信息。比特交织模块703-0、703-N、703-K、以及703-M可以包括如图37所示的内部交织器304和比特解复用器305的块的顺序。在Ll通道上使用的比特交织模块703-L1可以包括如图4所示的内部交织模块304-1和比特解复用器305-1的块和顺序。符号映射器704-0、 704-N、704-K、以及704-M可以执行与图4所示的符号映射器306的功能相同的功能。在Ll 通道上使用的符号映射器701-L1可以执行与图4所示的符号映射器306-1的功能相同的功能。FEC报头模块705-0、705-N、705-K、以及705-M可以执行与图4所示的ModCod报头插入模块307相同的功能。Ll通道的FEC报头模块705-L1可以执行与图4所示的ModCod 报头插入模块307-1的功能相同的功能。数据切片映射器模块706-0和706-K可以将FEC块调度到相应的数据切片，并且可以发送所调度的FEC块，其中FEC块对应于被分配给各个数据切片的PLP。前导码映射器707-L1可以将Ll信令FEC块调度到前导码。可以在前导码中发送Ll信令FEC块。时间交织器模块708-0和708-K可以执行与图4所示的符号交织器308的功能相同的功能。 在Ll通道上使用的时间交织器708-L1可以执行与图4所示的符号交织器308-1的功能相同的功能。或者，在Ll通道上使用的时间交织器708-L1可以执行与图3所示的符号交织器 308-1的功能相同的功能(仅针对前导码符号)。频率交织器模块709-0和709-K可以对数据切片执行频率交织。在Ll通道上使用的频率交织器709-L1可以根据前导码带宽来执行频率交织。导频生成模块710可以生成使用连续导频(CP)、分散导频(SP)、数据切片边缘、以及前导码的导频。可以通过在模块711处调度数据切片、前导码、和导频来构造帧。IFFT模块712和GI插入模块713分别可以执行与图18所示的IFFT模块501和GI插入模块503 的功能相同的功能。最后，DAC 714可以将数字信号转换成模拟信号，并且可以发送经过转换的信号。图81示出了使用数据切片的OFDM接收机的一种示例。在图81中，调谐器r700 可以执行图61所示的调谐器/AGC r603的功能和下变频器r602的功能。ADC r701可以将接收到的模拟信号转换成数字信号。时间/频率同步器r702可以执行与图62所示的时间/频率同步器r505的功能相同的功能。帧检测器r703可以执行与图62所示的帧检测器r506的功能相同的功能。此处，在执行了时间/频率同步后，通过利用跟踪处理期间从帧检测器r703发送来的各个帧中的前导码，可以对同步做出改进。GI去除器r704和FFT模块r705分别可以执行图62所示的GI去除器r503和FFT 模块r502的功能相同的功能。信道估计器r706和信道EQ r707可以执行图62所示的信道估计器/均衡器r501 的信道估计部和信道均衡部。帧解析器r708可以输出发送了用户选择的业务的数据切片和前导码。斜线表示的块对前导码进行处理。横线表示的、可以包括公共PLP的块对数据切片进行处理。在Ll通道上使用的频率去交织器r709-Ll可以在前导码带宽内执行频率去交织。在数据切片通道上使用的频率去交织器r709可以在数据切片内执行频率去交织。 在Ll通道上使用的FEC报头解码模块r712-Ll、时间去交织器r710-Ll和符号去交织器 r713-Ll可以执行与图31所示的ModCod提取器r307_l、符号去交织器r308_l和符号去映射器r306-l的功能相同的功能。比特去交织器r714_Ll可以包括图31所示的比特解复用器r305_l和内部去交织器r304-l的模块和顺序。FEC解码模块r715-Ll可以包括图31所示的缩短/打孔内部编码模块r303-l和外部解码模块r301-l的模块和顺序。此处，Ll通道的输出可以是Ll信令信息，并且可以发送到系统控制器以恢复在数据切片中发送的PLP数据。在数据切片通道上使用的时间去交织器r710可以执行与图31所示的符号去交织器r308的功能相同的功能。数据切片解析器r711可以从数据切片中输出用户选择的PLP， 并且如果需要，可以输出与用户所选的PLP相关联的公共PLP。FEC报头解码模块r712-C 和r712-K可以执行与图31所示的ModCod提取器r307的功能相同的功能。符号去映射器 r713-C和r713-K可以执行与图31所示的符号去映射器r306的功能相同的功能。比特去交织器r714-C和r714-K可以包括图31所示的比特解复用器r305和内部去交织器r304的块和顺序。FEC解码模块r715_C和r715_K可以包括如图31所示的内部解码模块r303和外部解码模块r301的块和顺序。最后，输出处理器r716_C和r716_K可以包括针对图2中的各个PLP部署的BB去加扰器r209、BB报头去除器r207_l、CRC解码器 r206-l、空包插入模块r205-l、延迟恢复器r204_l、输出时钟恢复模块r203_l、以及输出接口模块r202-l的块和顺序。如果使用了公共PLP，则可以将公共PLP和与公共PLP相关联的数据PLP发送到TS重组器，并且可以将其变换成用户选择的PLP。从图81中应当注意到，在接收机中，Ll通道上的块并没有与其中对称地设置了块的数据通道相反地以对称的方式相对于发射机进行排列或者与发射机的顺序相反。换言之，针对数据通道，设置了频率去交织器r709、时间去交织器r710、数据切片解析器r711以及FEC报头解码模块r712-C和r712_K。但是，针对Ll通道，设置了频率去交织器r701_Ll、 FEC报头解码模块r712-Ll和时间去交织器r710_Ll。图79示出了没有使用导频的数据符号域中的一般的块交织的一种示例。从左侧的图可以看到，可以不使用黑色的导频来填充交织存储器。为了形成矩形的存储器，如果需要可以使用填充单元。在左侧的图中，填充单元由带有斜线的单元表示。在该示例中，由于一个连续导频可以与一种类型的分散导频模式交叠，因此在四个OFDM符号期间总共需要三个填充单元。最后，在中间的图中，示出了交织后的存储器内容。
如图79的左侧图所示，可以执行逐行写入并执行列扭曲；或者可以从开始以扭曲的方式进行写入。交织器的输出可以包括从存储器中逐行的读取。当考虑到OFDM发送时， 可以如右侧的图所示那样来布置已经读取的输出数据。此时，为了简单，可以忽略频率交织。如图所示，频率分集不如图73的频率分集那样高，但是维持在相似的水平上。特别是， 其优点在于，可以优化执行交织和去交织所需要的存储器。在此示例中，存储器尺寸可以从 W*D减少到(W-1)*D。随着数据切片的宽度变得更大，可以进一步减少存储器尺寸。针对时间去交织器的输入，接收机应当在考虑填充单元的同时以中间图的形式来恢复存储器缓存内容。基本上，可以逐个符号地读取OFDM符号，并且可以逐行地保存OFDM 符号。之后，可以执行与列扭曲相对应的去扭曲(de-twisting)。可以从左侧图中的存储器以逐行读取的形式输出去交织器的输出。按照这样的方式，当与图73中示出的方法进行比较时，可以将导频开销减到最小，并且因此可以将交织/去交织存储器减到最小。图82示出了图80的Ll通道的时间交织器708-L1的一种示例。如图82所示，用于发送Ll的前导码的时间交织可以包括对Ll数据单元的交织，其中不包括通常在前导码中发送的导频。该交织方法可以包括利用与参照图73所示的方法相同的方法在对角方向 (实线)上写入输入的数据并逐行地(虚线)进行读取。图82示出了如图81所示的Ll通道上的时间去交织器r712_Ll的一种示例。如图82所示，针对发送了 Ll的前导码，可以对Ll数据单元执行去交织，其中不包括在前导码中规则地发送的导频。该去交织方法可以是与图76所示的其中逐行写入(实线)并在对角方向(虚线)上读取输入的数据的方法相同的方法。输入的数据不包括任何导频，因此， 输出的数据具有也不包括导频的Ll数据单元。当接收机针对前导码在时间交织器中使用单个缓存时，可以使用具有与图77所示的去交织器存储器的地址生成器结构。可以利用如下的地址运算来执行去交织r712_Ll。第j个块上的第i个采样，包括导频i = 0、1、2、—,N-I ；N = D*W ；Ci, j = i mod W ；Tw = ((Ci, j mod D)*j)mod D ；Ri, j = ((i div W) +Tw)mod D ；Li, j (1) = Ri, j*W+Ci，j ；或者Li, j (2) = Ci, j*D+Ri，j ；在以上运算中，行的长度W是如图82所示的交织存储器的行的长度。列的长度D 是前导码时间交织深度，其是发送前导码所需的OFDM符号的数量。图83示出了通过对来自图80中示出的帧构造器711的导频和输入的前导码进行调度来形成OFDM符号的一种示例。如图80所示，空白单元形成了作为Ll通道上的FEC报头705-L1的输出信号的Ll报头。灰色单元代表了由图80中示出的导频生成模块710生成的前导码的连续导频。带有图案的单元代表了作为图80中示出的前导码映射器707-L1 的输出信号的Ll信令单元。左侧的图代表了在关闭了交织时的OFDM符号，而右侧图代表了当开启时间交织时的OFDM符号。由于Ll报头发送Ll信令字段长度和时间交织开/关
31标记信息，因此可以从时间交织中排除Ll报头。其原因在于在时间交织之前添加了该Ll 报头。如上所述，不包括导频单元地执行时间交织。可以如图82所示地对余下的Ll数据单元进行交织，接着可以将其分派给OFDM子载波。图84示出了时间交织器708-0到708-K的一种示例，其可以对从图80中示出的使用数据切片的OFDM发射机的数据通道上的数据切片映射器706-0到706-K发送来的数据符号进行交织。可以针对各个数据切片执行时间交织。经过时间交织的符号可以输出到频率交织器709-0到709-K中。图84还示出了利用单个缓存器的简单的时间交织器的示例。图8 示出了时间交织前的OFDM符号的结构。带有相同图案的块代表了相同类型的OFDM符号。图84b和图 84c示出了在时间交织后的OFDM符号的结构。可以将时间交织方法分为类型1和类型2。 可以针对偶数符号和奇数符号交替地执行每一种类型。接收机可以相应地执行去交织。交替地利用类型1和类型2的一个原因是通过在时间去交织过程中利用单个缓存器在接收机处减少需要的存储器。图84b示出了利用交织类型1的时间交织。输入的符号可以在向下的对角方向上写入并且可以在行方向上读取。图8 示出了利用交织类型2的时间交织。输入的符号可以在向上的对角方向上写入并且可以在行方向上读取。类型1与类型2之间的差异在于写入输入的符号的方向是向上的还是向下的。这两种方法在写入符号的方式上不同，但是，这两种方法在展示完全的时间交织深度和完全的频率分集方面相同。但是，由于使用了两种交织方案，因此在接收机处进行同步期间，利用这些方法可以造成问题。存在两种可能的解决方案。第一种方案可以是通过前导码的Ll信令以信号方式发送在每个前导码后第一个到达的、第一个交织器块的1个比特的交织类型。该方法通过信令来执行正确的交织。第二种解决方案可以是形成具有偶数个交织块的长度的帧。利用该方法，每个帧的第一个交织块可以具有相同的类型，因而，可以解决交织块同步的问题。 例如，通过向第一个交织块应用类型1交织并依次应用于每个帧内接下来的交织块，接着使用类型2交织来结束每个帧的最后一个交织块，可以解决同步的问题。该方法需要由两种交织块组成的帧，但是其优点在于不像第一种方法那样需要额外的信令。图89示出了图81中示出的接收机的时间去交织器r710的一种结构。可以针对频率去交织器r709的输出来执行时间去交织。图89的时间去交织器代表了作为图84中示出的时间交织的逆过程的去交织方案。与图84相比，去交织在读取和写入方面将具有相反的方式。换言之，类型1的去交织器可以在行的方向上写入输入的符号，并且可以在向下的对角方向上读取写入的符号。类型2的去交织器可以在向下的对角方向上写入输入的符号并且可以在行的方向上读取写入的符号。这些方法可以使能通过使类型2的交织器的写入符号的方向与类型1的交织器的读取符号的方向相同来写入接收到的符号(之前读取的符号)。因而，接收机可以利用单个缓存器来执行去交织。此外，由于通过在对角方向上或在行的方向上写入和读取符号而执行类型1和类型2的去交织方法，因此可以实现简单的实现方式。但是，由于利用了两种交织方案，因此使用这些方法可以在接收机处的同步中产生问题。例如，以类型2的方式对类型1交织的符号进行去交织可以造成性能的劣化。存在两种可能的解决方案。第一种解决方案可以是利用发送的Ll信令部分的1个比特的交织类型来确定在前导码后到达的交织块的交织类型。第二种解决方案可以在帧中的交织块的数量是偶数的情况下利用根据帧中的第一个交织块的类型来执行去交织。经过去交织的符号可以输出到数据切片解析器r711中。图85示出了当块交织器如图73中那样使用两个存储器缓存时与单个缓存的地址生成逻辑相同的地址生成逻辑。该地址生成逻辑可以执行与图73中示出的功能相同的功能。通过将时间交织深度D限定为去交织存储器的行数并且将数据切片宽度W限定为列数， 可以由地址生成器生成图85中示出的地址。该地址可以包括导频位置。为了对只包括数据符号的输入符号进行时间交织，可能需要能够跳过地址的控制逻辑。在对前导码进行交织过程中使用的地址可能不需要导频位置并且可以利用Ll块来执行交织。i代表输入符号的索引，N = D*W代表交织块长度。Ri和Ci分别代表第i个输入符号的行地址和列地址。 Tw代表从符号所在的地址开始的列扭曲值或扭曲参数。Li代表了当实现了具有单个缓存的一维存储器时的地址。Ll的值可以从0到(N-I)。在该一维存储器中，至少两种方法是可能的。Li(I)是逐行地耦接存储器矩阵，并且LiQ)是逐列地耦接存储器矩阵。接收机可以在去交织期间读取符号时使用该地址生成逻辑。图86示出了前导码的另一个示例。针对当在7. 61MHz带宽中使用具有4K-FFT的尺寸的OFDM符号并且将OFDM符号中的六个载波和两端的载波用作导频的情况，可以假定能够在Ll信令中使用的载波的数量是观40。当绑定了多个信道时，可以存在多个前导码带宽。载波的数量可以根据将要使用的导频的类型、FFT尺寸、绑定的信道的数量、以及其他因素来变化。如果包括了将要分派给单个OFDM符号的LlJieader (H)和Ll FEC块(L1_FEC1) 的L1_XFEC_FRAME的尺寸比单个OFDM符号(5w_a_l)小，则可以重复包括了 Ll_header的 L1_XFEC_FRAME以填充单个OFDM符号(5w-a_2)的余下部分。这与图60的前导码结构相似。为了接收机接收到位于绑定的信道中的特定带宽中的数据切片的接收机，可以将接收机的调谐器窗口设置在特定带宽中。如果接收机的调谐器窗口被定位为图86的5w-a-3，则在合并重复的L1_XFEC_ FRAME过程中可以出现不正确的结果。图86的第一种情况可以是这样一个示例。接收机发现LlJfeader (H)位于调谐器窗口的LlJfeader (H)的开始位置处，但是所发现的LlJfeader 可以是不完整的Ll_XFEC_FRAME(5w-a-4)的报头。如果基于该LlJfeader获得了 L1_XFEC_ FRAME的长度并且将余下的部分(5w-a-5)添加到该LlJfeader的开始位置，则可能无法正确地获得了 Ll信令信息。为了防止这样的情况，接收机可能需要额外操作以发现完整的 L1_XFEC_FRAME的报头。图87示出了这样的操作。在该示例中，为了发现完整的L1_XFEC_ FRAME的报头，如果在前导码中存在不完整的L1_XFEC_FRAME，则接收机可以使用至少两个 LlJfeader来发现LlJfeader的开始位置以合并L1_XFEC_FRAME。首先，接收机可以从前导码OFDM符号中发现Ll_Header (5w_b_l)。接着，利用所发现的LlJfeader中的L1_XFEC_ FRAME的长度，接收机可以检查当前的OFDM符号中的每一个L1_XFEC_FRAME是否是完整的块(5w-b-2)。如果不是完整的块，则接收机可以从当前的前导码符号中发现另一个Ll_ Header (5w-b-3)。根据计算出的、刚刚发现的LlJfeader和前一个LlJfeader之间的距离， 可以确定某个L1_XFEC_FRAME是否是完整的块(5w_b_4)。接着，可以将完整的L1_XFEC_ FRAME的LlJfeader用作合并的开始点。利用该开始点，可以合并L1_XFEC_FRAME (5w-b-5)。 利用这些处理，在接收机处可以预期图86中示出的情况2或正确的合并。可以在图81的Ll信号通道上的FEC报头解码器r712-Ll处执行这些处理。图88是可以消除上述的接收机处的额外操作的前导码结构的一种示例。与前一种前导码结构相反，当OFDM符号的余下部分被填充时，仅可以重复地填充L1_XFEC_FRAME 的L1_FEC1而不包括Ll_Header (H) (5w-c-2)。这样，当接收机发现了 LlJfeader(H)的开始位置以合并L1_XFEC_FRAME时，仅可以发现完整的L1_XFEC_FRAME的Ll_Header (5w_c_4)。 因而，可以利用发现的LlJfeader来合并L1_XFEC_FRAME而无需额外的操作。因此，在接收机处可以消除图87中示出的诸如(5w-b-2)、(5w-b-;3)和(5w_b_4)的处理。这些处理和这些处理的对等处理可以在图81的接收机的Ll信号通道上的FEC报头解码器712-L1处和图80的发射机的Ll信号通道上的FEC报头705-L1处执行。图81的接收机的Ll通道上的时间去交织器r712_Ll可以对Ll块单元或带有图案的单元进行去交织，但不包括诸如前导码报头和导频单元的其他单元。Ll块单元可以由具有图83所示的图案的单元表示。图90示出了使用数据切片的OFDM发射机的另一个示例。 与图80的发射机相比，除了增加的和修改的块以外，该发射机可以具有相同的结构并可以执行相同的功能。前导码映射器1007-L1可以将Ll块和从FEC报头705-L1输出的Ll块报头映射到在传输帧中使用的前导码符号中。具体地说，可以针对每个前导码重复Ll块报头，并且可以将Ll块分割得与使用的前导码的数量一样多。时间交织器1008-L1可以对被分割成前导码的Ll块进行交织。此处，在交织中可以包括或可以不包括Ll块报头。是否包括Ll块报头可能不改变Ll块报头的信号结构，而是可以改变对Ll块进行交织和发送的顺序。L1_XFEC重复器1015-L1可以在前导码带宽内重复经过时间交织的L1_XFEC块。此处，在前导码内可以重复Ll块报头，或者可以在前导码内不重复Ll块报头。图91示出了使用数据切片的OFDM接收机的另一个示例。与图81的接收机相比， 除了增加和修改的块以外，该接收机具有相同的结构并可以执行相同的功能。FEC报头解码模块rl012-Ll可以对前导码内的Ll报头进行同步。如果重复了 Ll报头，则可以组合Ll 报头以得到SNR增益。接着，图81的FEC报头解码模块r712-Ll可以执行FEC解码。该同步处理可以通过使报头的同步字与前导码关联起来而给出报头的位置。针对整数的倍数的频率偏置，关联范围可以根据循环寻址来确定。当在前导码内接收到被分割的Ll块时，L1_XFEC组合模块rl017_Ll可以对Ll_ XFEC块进行组合以获得SRN增益。时间去交织器rl010-Ll可以对前导码内的Ll块进行时间去交织。根据是否在发射机处对Ll块报头进行时间交织，可以相应地在接收机处对Ll 块进行去交织。根据是否在发射机处对Ll块报头进行了时间交织，可以改变Ll块的去交织顺序。例如，当时间交织如图83那样开启时，作为第一前导码内的第一个Ll块的第33 个单元的位置可以变化。换言之，当没有在交织中包括Ll块报头时，将接收到具有如图83 中所示的单元的位置的经过交织的信号。如果在交织中包括了 Ll块报头，则利用第一个前导码中的第一个Ll块报头的第一个单元作为基准，需要改变第33个单元的位置以对沿对角方向交织的单元进行去交织。L1_FEC合并器rl018-Ll可以将被分割成很多个前导码的 Ll块合并成为单个Ll块以进行FEC解码。凭借额外的1个比特，在前导码中发送的Ll信令字段的PLP_type字段可以具有以下的值。 PLP_type = 00 (公共 PLP)
PLP_type = 01(标准数据 PLP)PLP_type = 10 (解复用的数据 PLP)PLP_type = 11(保留)标准的数据PLP代表了当在单个数据切片中发送了单个业务时的数据PLP。解复用的数据PLP代表了当把单个业务解复用为多个数据切片时的数据PLP。当用户更换业务时，如果Ll信令和L2信令存储在接收机处，则可以消除对下一帧中的Ll信令信息的等待。 因此，接收机可以有效地更换业务，并且用户在服务更换过程中可以具有较少延迟的益处。 图95示出了针对时间交织流程和时间去交织流程的、在前导码中发送的Ll块数据的信号结构。如图95所示，可以不针对整个前导码带宽执行交织和去交织，而是针对分割出的Ll 块来执行交织和去交织。图96是经过图90中示出的Ll通道上的FEC报头705-L1处理的、Ll的信令字段的Ll时间交织字段的一种示例。如图96所示，可以将一个比特或两个比特用于时间交织参数。如果使用了一个比特，则在比特值为0时不执行交织，并且在比特值为1时可以执行具有在前导码符号中使用的OFDM符号的深度的交织。如果使用了两个比特，则当比特值为 00时执行交织深度为0的交织或者不执行交织，而当比特值为01时，可以执行具有在前导码符号中使用的OFDM符号的深度的交织。当比特值为10时，可以执行具有四个OFDM符号的深度的交织。当比特值为11时，可以执行具有八个OFDM符号的深度的交织。接收机(具体地说，图91中示出的Ll通道上的FEC报头解码器rl012_Ll)可以提取图96中示出的时间交织(Tl)参数。利用这些参数，时间去交织器rl010-Ll可以根据交织深度来执行去交织。在Ll报头中发送的参数是Ll信息尺寸(15个比特)、时间交织参数 (最多32个比特)和CRC(最多2个比特)。如果将里德穆勒码RM(16，32)用于对Ll报头信令字段进行编码，则由于能够发送的比特是16个比特，因此不存在足够数量的比特。图 97示出了可以被用于这样的情况的Ll信令字段的一种示例。图97示出了在图90的Ll通道上的FEC报头705-L1处执行的处理。在图97a中， 信令字段列中的LlO代表了 Ll尺寸，并且TIO代表了时间交织参数的尺寸。针对第一种情况或当发送了 Ll尺寸(15个比特)和TI(1比特)时，可能不需要额外的填充，并且可以获得Ll报头的充分的解码性能。但是，由于发送了是否执行时间交织的信息，对于短的Ll 块来说，不能获得交织效果。针对第二种情况或当把Ll尺寸减少到原来尺寸的1/8时，使用多个比特(例如， 1^1(12个比特)、110个比特)和CRCQ个比特))来发送信息变得可能。因而，针对第二种情况，可以预期最佳的Ll解码性能和时间交织效果。但是，如果Ll尺寸不是八的倍数， 则第二种情况需要额外的填充处理以使得Ll尺寸成为八的倍数。图97b示出了可以在图 90的Ll信号700-L1处执行的填充方法。其示出了填充被设置在Ll块之后，并且以CRC编码来保护。结果，在接收机处，图91的Ll通道上的FEC解码BCH/LDPC r715_Ll可以执行 FEC解码，如果在检查CRC字段时没有出现错误，则可以执行根据Ll信令字段的比特解析， 接着需要将余下的比特限定为填充或CRC32且从参数中排除余下的比特的处理。针对第三种情况或者当Ll尺寸被表示为QAM映射单元的数量而不是比特的数量时，可以减少比特的数量。针对第四种情况，没有将Ll尺寸表示为整个Ll块的尺寸，而是将其表示为每个OFDM符号的Ll尺寸。因而，为了接收机获得整个Ll块的尺寸，需要将单个OFDM符号中的Ll块的尺寸乘以在前导码中使用的OFDM符号的数量。在此情况下，真实的Ll尺寸需要将填充排除在外。 针对第五种情况，通过不将Ll块表现为比特数量而是表现为QAM映射的单元的数量，进一步减少比特是可能的。针对第三到第五种情况，示出了 Tl、CRC参数和必需的填充比特的数量。针对将Ll块尺寸表现为单元数量的情况，为了接收机得到以比特为单位的Ll 尺寸，接收机需要将其中只发送了单元的比特的数量乘以接收到的Ll尺寸。此外，需要将填充比特的数量排除在外。最后一种情况示出了利用报头中的两个RM码块将比特的总数增加到32个比特。 由于每个RM码块都需要两个比特的CRC字段，因此总的CRC字段变为四个比特。图91的 Ll通道上的接收机或FEC报头解码器rl012-Ll需要通过对总共两个FEC块执行FEC解码来得到必要的参数。接收机(具体地说，图91的Ll通道上的时间去交织器rlOlO-Ll)可以利用得到的参数来确定是否执行去交织，并且如果确定执行去交织，则可以获得去交织深度。此外，FEC解码BCH/LDPC r715-Ll可以获得执行FEC解码所需的LDPC块长度和缩短/打孔参数。可以去除向系统控制器发送Ll信号所需的不必要的填充字段。图92示出了数据切片时间交织(Tl)的一种示例。TI处理假定已知所有的导频位置。TI可以只输出数据单元而不包括导频。知道了导频位置使得能够校正各个OFDM符号的输出单元的数量。另外，TI可以由接收机处的单个缓存来实现。图93示出了接收机处的时间去交织器的有效实现的一种示例。图93a示出了根据本发明的实施方式的四种不同的去交织方案。图9 示出了执行去交织的单个缓存。图 93c示出了在2D矩阵或ID序列中对Ll块进行寻址的示例性方案。如图93a_c所示，利用单个缓存算法可以更加有效地实现时间去交织器。该算法的特征在于首先从存储器中读取输出的单元，接着在读取输出单元的地方写入输入单元。 可以将对角方向寻址视为在各个列中的循环寻址。更具体地说，参照图93a，这四种写入和读出方法依次地应用于在接收机处接收到的C2帧。在接收机处第一个接收到的帧被按照图93a中的第0个块的方式写入图93b中的去交织存储器，并且被按照第1个块的方式读出。第二个接收到的帧被按照第1个块的方式写入图9 的去交织存储器中，并且按照第2个块的方式读出。第三个接收到的帧被按照第2个块的方式写入图93b中的去交织存储器中，并且按照第3个块的方式读出。第四个接收到的帧被按照第3个块的方式写入图9 中的去交织存储器中，并且按照第0个方式读出，如此这般。也就是说，可以将图93a中的写入和读出方法依次地和循环应用于依次接收到的C2帧。时间交织(Tl)处理可以针对图94中示出的前导码来执行。导频位置是周期性的且容易被去除，并且Ll块报头不需要交织。这是由于，前导码报头携带了 TI参数，并且交织和不交织由于重复而具有相同的结果。因此，仅交织了 Ll信令单元。可以应用数据切片 TI中使用的单个缓存。图95示出了前导码时间交织/去交织流程。可以在一个Ll块中而不是在整个前导码中执行交织。在发射机处，如图128a所示，可以对Ll块进行编码①，接着在Ll块中执行交织②，并且在前导码中可以重复交织的Ll块。在接收机处，如图128b所示，根据接收到的前导码①，可以将Ll块组合或同步，并且可以获得Ll块的单个周期②，并且可以将组合的Ll块去交织③。图96示出了 Ll报头信令中的时间交织深度参数。针对Ll报头结构，RM(16，32) 具有16个比特的容量。最多2个比特的CRC可以提高RM BER性能。需要的Ll报头的信令字段是可以要求最多5个OFDM符号的Ll_info_size (15个比特)和TI_cbpth (2个比特或1个比特)。但是，总共18或19个比特超出了 Ll报头的容量。图97示出了 Ll报头信令和结构的示例和填充方法。图98示出了在帧报头中发送的Ll信令的示例。Ll信令信息可以在接收机处被用作解码参数。特别地，图91的Ll信号通道上的模块可以执行Ll信令解码，并且图91的 PLP通道上的模块可以使用参数，因而，可以对业务进行解码。接收机可以从根据各个字段的顺序和字段长度而解码的Ll通道的信号中获得Ll信令的参数。下面阐释了各个字段的含义及其用途。可以修改各个字段的名称、各个字段的比特数量、或者各个字段的示例。Num_chbon 这个字段表示在信道绑定中使用的信道的数量。利用这个字段，接收机可以获得使用的信道的总带宽。信道可以具有6ΜΗζ、7ΜΗζ、8ΜΗζ或其它带宽值。Num_dslice 这个字段表示在绑定的信道中存在着的数据切片的数量。在Ll信令解码后，接收机访问包含了数据切片的信息的循环以获得数据切片信息。利用这个字段，接收机可以获得该循环的尺寸以用于解码。Num_notch 这个字段表示在绑定的信道中存在着的陷波段的数量。在Ll信令解码后，接收机进入含有陷波段信息的循环以获得陷波段信息。利用这个字段，接收机可以获得该循环的尺寸以用于解码。针对每个数据切片，可以在帧报头的前导码中发送dslicejd、dslice_start, dslice_width> dslice_ti_depth、dslice_type> dslice_pwr_allocation、以及 PLP 信息。 可以将数据切片视为包含一个或更多个PLP的特定带宽。业务可以在PLP中发送。接收机需要访问含有特定PLP的数据切片以对业务进行解码。Dslicejd:这个字段可以用于数据切片标识。绑定的信道中的各个数据切片可以具有唯一值。当接收机访问PLP中的一个以对业务进行解码时，这个字段可以用于接收机对该PLP所在的数据切片与其他的数据切片进行区分。DsliCe_start 这个字段表示绑定的信道内数据切片的开始位置。利用这个字段， 接收机可以获得数据切片开始的频率。此外，可以利用这个字段来执行调谐以访问数据切片。Dslice_width 这个字段表示数据切片的带宽。利用这个字段，接收机可以获得数据切片的尺寸。特别地，可以在时间去交织中使用这个字段以使能解码。在与dSlice_ start字段一起使用时，接收机可以确定从接收到的RF信号中解码出哪个频率。此处理可以在图91的调谐器r700处执行。诸如dslice_start和dslicejidth的信息可以用作调谐器(r700)控制信号。Dslice_ti_cbpth:这个字段表示在对数据切片进行时间交织中使用的时间交织器深度。在与dslice_width—起使用时，接收机可以获得时间交织器的宽度和深度，并且可以执行时间去交织。图99示出了 dslice_ti_cbpth的示例。在该示例中，在时间交织中使用了 1个、4个、8个或16个OFDM符号。这在图91的时间去交织器r710处执行。Dslice_ width和dslice_ti_cbpth可以用作控制信号。
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Dslice_type 这个字段表示数据切片的类型。类型1的数据切片在其中具有单个PLP，并且该PLP被应用了 CCM(恒定编码和调制)。类型2的数据切片代表了所有其他类型的数据切片。利用这个字段，接收机可以根据PLP来执行解码。类型1的PLP不具有 FECFRAME报头，因而接收机不寻找FECFRAME报头。针对类型2，接收机寻找PLP的FECFRAME 报头以获得MODCOD信息。图100示出了 dslicejype的示例。利用这个字段，图91的数据切片解析器r711可以控制FEC报头解码器r712_c、r712_k。Dslice_pwr_allocation 这个字段表示数据切片的功率。每个数据切片可以具有与其他数据切片不同的功率。这个字段用于对有线系统的链路调整。接收机可以使用这个字段来控制接收到的数据切片的功率。图91的调谐器r700可以利用这个字段来调整信号
增 οNum_plp 这个字段表示数据切片中的PLP的数量。在Ll信令解码后，接收机访问包括了 PLP信息的循环。利用这个字段，接收机可以获得该循环的尺寸并将PLP解码。针对各个PLP，在帧报头(前导码)中可以发送plp_id、plp_type、PSI/SI再处理、 plp_payload_type、plp_modcod、以及 plp_start_addr。各个 PLP 可以发送诸如 TS 和 GSE 的一个或更多个流或包。接收机可以通过将发送了业务的PLP解码来获得业务。Plp_id 这个字段是PLP标识符，并且在绑定的信道中针对各个PLP具有唯一的值。利用这个字段，接收机可以访问存在将要被解码的业务的PLP。这个字段可以用于与在 FECFRAME报头中发送的plp_id相同的目的。图91中的FEC报头解码器r712-c、r712_k可以利用该字段来访问必要的PLP。Plp_type 字段表示PLP类型是公共PLP还是数据PLP。利用这个字段，接收机可以发送公共PLP并可以从公共PLP中获得解码TS包所需的信息。此外，接收机可以将数据 PLP中的TS包解码。图101示出了 plp_type的示例。PSI/SI再处理这个字段表示了是否对接收到的信号的PSI/SI进行再处理。利用这个字段，接收机可以确定是否参考发送业务中的特定业务的PSI/SI。如果接收机不能参考发送业务中的特定业务的PSI/SI，则例如可以通过公共PLP来发送特定业务可以参考的PSI/SI。利用这个信息，接收机可以对业务进行解码。Plp_payload_type 这个字段表示了 PLP所发送的有效载荷数据的类型。接收机可以在解码PLP内的数据前使用这个字段。如果接收机不能解码特定类型的数据，则可以防止解码含有特定类型数据的PLP。图102示出了 Plp_payl0ad_type的一种示例。如果数据切片具有单个PLP并且向该数据切片应用了 CCM ( S卩，类型1的数据切片)，则可以额外地发送诸如 plp_modcod 禾口 plp_start_addr 的字段。Plp_modcod 这个字段表示了对PLP使用的调制类型和FEC码率。利用这个字段， 接收机可以执行QAM解调和FEC解码。图103示出了 plpjiiodcod的一种示例。在图中示出的那些值可以被用于在FECFRAME的报头中发送的modcod。图91的符号去映射器r713_c、 r713-k和FEC解码BCH/LDPC r715_c、r715_k可以将这个字段用于解码。Plp_start_addr 这个字段表示PLP的第一个FECFRAME出现在传输帧中位置。利用这个字段，接收机可以获得FECFRAME的位置并执行FEC解码。利用这个字段，图91的数据切片解析器r711可以将类型1的PLP的FECFRAME同步。针对每个陷波段，可以在帧报头(前导码)中发送诸如notch_start和notch_width的信息。
NotCh_Start 这个字段表示了陷波段的开始位置。Notch_Width 这个字段表示了陷波段的宽度。利用notCh_Start和notCh_Width，接收机可以获得绑定的信道中的陷波段的位置和尺寸。此外，可以获得用于正确的业务解码的调谐位置，并且可以检查特定带宽内的业务的存在。图91的调谐器r700可以利用这个信息来执行调谐。GI 这个字段表示了在系统中使用的保护间隔信息。接收机可以利用这个字段来获得保护间隔信息。图91的时间/频率同步器r702和GI去除器r704可以使用这个字段。 图104示出了一种示例。Num_data_symbols 这个字段表示了在帧中使用的、除了前导码以外的数据OFDM 符号的数量。传输帧的长度可以由这个字段来限定。利用这个字段，接收机可以预测下一个前导码的位置，因而，可以使用这个字段来解码Ll信令。图91的帧解析器r708可以使用这个字段并且预测作为前导码的OFDM符号并将信号发送到前导码解码通道。Num_C2_frame 这个字段表示了存在于超帧中的帧的数量。接收机可以利用这个字段来获得超帧的边界并可以预测各个超帧所重复的信息。Framejdx:这个字段是帧索引，并且针对各个超帧而重置。利用这个字段，接收机可以获得当前帧号码并发现当前帧在超帧内的位置。利用这个字段，图91的帧解析器r708 可以发现在超帧中有多少帧在当前帧的前面。在与num_C2_frames —起使用时，可以预测在Ll信令中发生的变化，并且可以控制Ll解码。PAPR 这个字段表示了是否使用了音调预留以降低PAPR。利用这个字段，接收机可以进行相应的处理。图105示出了一种示例。例如，如果使用了音调预留，则接收机可以从解码中排除在音调预留中使用的载波。具体地说，图91的数据切片解析器r711可以使用这个字段以从解码中排除载波。预留(Reserved)这个字段是为将来用途而保留的额外比特。图106示出了在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。在图106中，与图98相比额外增加的信息可以使得接收机更加有效地进行业务解码。下面的字段只对这些额外信息进行了解释。其它字段与图98相同。Network_id 这个字段表示了被发送的信号所属的网络。接收机可以利用这个字段来发现当前的网络。当接收机调谐到另一个网络以在该网络中发现业务时，由于仅使用 Ll解码就足以做出所调谐的网络是否是期望的网络的确定，因此接收机可以更加快速地进行处理。C2_system_id 这个字段标识了发送的信号所属的系统。接收机可以利用这个字段来发现当前系统。当接收机调谐到另一个系统以发现该系统中的业务时，由于仅使用Ll 解码就足以做出所调谐的系统是否是期望的系统的确定，因此接收机可以更加快速地进行处理。C2_signal_start_frequency 这个字段表示了绑定的信道的起始频率。C2_ Signal_St0p_frequenCy 这个字段表示了绑定的信道的结束频率。利用c2_signal_ start_frequency和c2_signal_stop_frequency，通过对绑定的信道内具有特定带宽的Ll 进行解码，可以发现所有的数据切片的RF带宽。此外，可以使用这个字段来获得在将Ll_ XFEC_FRAME同步所需要的频率偏置量。图91的Ll XFEC合并器rl017_Ll可以使用这个字段。此外，当接收机接收到位于绑定的信道的两端的数据切片时，这个字段可以用于调谐到适当的频率。图91的调谐器r700可以使用这个信息。Plp_type 这个字段表示PLP是公共PLP、标准数据PLP、还是组合的数据PLP。接收机可以利用这个字段来识别公共PLP，并且可以从公共PLP中获得解码TS包所需的信息， 接着可以解码组合数据PLP内的TS包。这里，公共PLP可以是含有多个PLP共用的数据的 PLP。图107示出了这个字段的示例。标准数据PLP是不具有公共PLP的数据PLP。在此情况下，接收机不需要发现公共PLP。公共PLP或组合PLP可以发送如plp_gr0Up_id的信息。针对其他类型的PLP，由于不需要发送额外信息，因此更加有效率的发送也是可能的。Plp_group_id:这个字段表示了当前PLP所属的组。组合数据PLP可以利用公共 PLP来发送公共TS参数。如果当前解码的PLP是组合PLP，则接收机可以利用这个字段来发现必要的公共PLP，获得组合PLP的TS包需要的参数，并且形成完整的TS包。Reserved_l/reserved_2/reserved_3 这些字段分别是针对数据切片循环、PLP 循环和传输帧的未来用途而保留的额外的比特。图108示出了在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。与图106相比，可以发送更加优化的信息，因而，可以发生更少的信令开销。因此，接收机可以有效率地解码业务。特别地，图91的Ll信号通道上的模块可以执行Ll信令解码，并且图91的PLP通道上的模块可以使用这些参数，因而，可以对业务进行解码。接收机可以从Ll通道的、根据各个字段的顺序和字段长度而解码的信号中获得Ll信令的参数。可以修改各个字段的名称、各个字段的比特数量、或各个字段的例子。除了 dslice_width以外，对字段的描述与上述字段的描述相同。Dslicejidth的根据示例的功能如下。Dslice_width 这个字段表示了数据切片的宽度。接收机可以利用这个字段来获得数据切片的尺寸。特别地，这个字段可以在时间去交织中使用以使能解码。在与dSlice_ start字段一起使用时，接收机可以确定从接收到的RF信号中解码出哪个频率。该处理可以在图91的调谐器r700处执行。可以将诸如dslice_start和dslicejidth的信息用作调谐器r700控制信号。此处，通过将12个比特用于这个dslicejidth字段，数据切片的宽度最多可以扩展到64MHz。利用这个字段，接收机可以确定当前可用的调谐器是否能够对当前的数据切片进行解码。如果数据切片的宽度比接收机的传统调谐器的带宽大，则为了对这样的数据切片进行解码，接收机可以使用至少两个传统调谐器或具有足够大的带宽的调谐器。在该示例中，在 dslice_start、dslice_width、notch_start、及 notch_width 中使用的值的粒度可以是12个OFDM载波(单元)。换言之，接收机可以通过将发送的值乘以12来发现实际的OFDM单元的位置。在该示例中，针对Plp_start_addr的粒度，可以使用一个OFDM载波(单元)。换言之，接收机可以发现在OFDM符号中在PLP的开始位置前存在多少个OFDM符号和OFDM单元。Dslice_start和dslice_width可以用于这个目的。图 91的数据切片解析器r711可以执行这样的处理。图109示出了图90的Ll通道上的FEC报头705-L1处的处理的一种示例。在Ll 通道的FEC报头中，可以发送总共16个比特。可以将十四个比特分配给Llinf0_size。如果Ll_inf0_size具有实际发送的Ll块长度的二分之一的值，则接收机可以将接收到的Ll_ info_size乘以二并且得到Ll块的实际长度并开始解码Li。得到的这个Ll块的长度是包括了填充在内的长度。针对通过CRC检查而被确定为不具有错误的Ll块，接收机可以在Ll解码后将余下的比特视为填充。与之前的方法相似，可以将最后的两个比特用于表示前导码的时间交织深度。图90的前导码映射器1007-L1可以确定发送Ll块所需要的OFDM符号。此后， 图90的时间交织器1008-L1可以执行时间交织。利用时间交织信息和Ll_inf0_size，接收机可以发现在多少个OFDM符号中发送了什么尺寸的Ll块。在图91的Ll XFEC组合器 12417-L1、L1_FEC合并器12418-L1和时间去交织器12410-L1分别执行了 Ll块的组合、合并和时间去交织。在图91的接收机处，通过将总的Ll块长度除以在前导码中使用的OFDM符号的数量，可以得到OFDM符号内的Ll XFEC块的长度。OFDM符号的数量可以从ti_cbpth中限定的值获得。接收机的Ll XFEC组合器12417-L1可以获得Ll XFEC块。接着，可以利用ti_ cbpth来执行时间去交织12410-L1。最后，可以合并Ll XFEC块以获得L1_FEC块。在Ll_ FEC合并器1M18-L1、比特去交织r714-Ll和LDPC/BCH解码r715_Ll之后，可以获得Ll块。 可以将Ll_info_size乘以二，可以对Ll块进行CRC检查，并且可以对Ll进行解码。可以忽略不必要的填充。图110示出了在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。与图108相比，修改了某些字段的比特数量，并且增加了某些字段以提高接收机业务解码的效率。特别地，图91的 Ll信号通道上的模块可以执行Ll信令解码，并且图91的PLP通道上的模块可以使用参数， 因而，可以对业务进行解码。接收机可以从Ll通道的、根据各个字段的顺序和字段长度而解码的信号来获得Ll信令的参数。可以修改各个字段的名称、各个字段的比特数量或各个字段的例子。与前一幅图相比，除了经过修改的字段以外，对字段的描述与上述字段的描述相同。RESERVED_1、RESERVED_2、RESERVED_3和RESERVED_4是为了未来用途而保留的字段。 在该示例中，PLP_START可以表示与上述的plp_start_addr相同的信息。L1_PART2_CHANGE_C0UNTER表示了从第一帧开始到与之前的帧相比在任意Ll信令信息中具有变化(除了 PLP_START中的变化)的帧为止的帧的数量。也就是说，这个字段表示了在结构将发生变化的位置之前的帧的数量。利用这个字段，接收机可以跳过对每一个帧的Ll进行解码以获得Ll信息。换言之，通过利用L1_PART2_CHANGE_C0UNTER的值， 接收机可以确定相对于之前的帧而言哪一个帧的Ll信息发生改变，因而，针对发生了 Ll改变的帧之前的帧，不执行Ll解码，接着可以针对Ll发生变化的帧执行Ll解码。因而，可以跳过不必要的操作。利用这个字段，接收机可以避免冗余的Ll解码操作。还可以由接收机利用已经解码的Ll信息来计算该值。如果L1_PART2_CHANGE_C0UNTER是0，则意味着在至少256个0~8，8是被用于Ll_ PART2_CHANGE_C0UNTER的比特数量)帧中没有Ll的变化。在这个最佳情况之一中，接收机仅需要每51秒解码Ll 一次。可以在图91的帧解析器r708处执行这个处理。帧解析器可以确定当前前导码是否具有Ll变化，并且可以控制Ll信号通道上的后续处理。接收机无需执行Ll解码来获得PLP_START就可以根据已经得到的PLP_START和PLP_M0DC0D来计算特定帧的PLP_START。图111示出了在图110中示出的字段的示例。接收机的块可以根据该示例中的字段表示的值来执行处理。图112示出了在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。与图110相比，修改了某些字段，并且增加了某些字段以提高接收机进行业务解码的效率。特别地，图91的Ll信号通道上的模块可以执行Ll信令解码，并且图91的PLP通道上的模块可以使用参数，因而， 可以对业务进行解码。接收机可以从Ll通道的、根据各个字段的顺序和字段长度而解码的信号中获得Ll信令的参数。可以修改各个字段的名称、各个字段的比特数量或各个字段的例子。与前一幅图相比，除了经过修改的字段以外，对字段的描述与上述字段的描述相同。对DSLICE_START、DSLICE_WIDTH、N0TCH_START、及 N0TCH_WDITH 的描述与之前的描述相同。但是，通过按照GI模式以最少数量的比特来处理这些字段，可以将信令开销减到最小。因此，可以说，对 DSLICE_START、DSLICE_ffIDTH, N0TCH_START、及 N0TCH_WDITH 的处理是基于GI模式的。从图91的接收机的Ll信号通道可以获得Ll信息。系统控制器可以根据所得到的GI值来确定用于各个字段的比特数量，并且可以相应地读取这些字段。需要在其它值之前发送GI值。可以发送表示获得数据切片的最优位置的12个比特的调谐位置和表示数据切片的宽度的、相对于该调谐位置的11个比特的偏置值，而不发送DSLICE_START和DSLICE_ WIDTH。特别地，通过利用11个比特的偏置值，可以信号处理占用最多8个绑定的信道的数据切片，并且可以接收这样的数据切片的接收机可以适当地工作。图91的接收机的调谐器 r700可以利用调谐位置来确定RF带宽，并且可以利用偏置值来获得数据切片的宽度，从而用于与上述的DSLICE_WIDTH相同的目的。DSLICE_CONST_FLAG是用于标识是否将特定的数据切片的结构保持不变的字段。 利用这个从特定带宽的Ll中得到的字段，接收机可以确定特定的数据切片是否具有恒定的结构，接着接收机无需额外的Ll解码就可以接收特定的数据切片的PLP。这类处理对于接收位于其中Ll解码不可用的带宽中的数据切片来说是有用的。DSLICE_NOTCH_FLAG是用于表示位于特定的数据切片的两个边缘处的陷波段的字段或标记。最高有效位(MSB)可以被用作在低带宽处相邻的陷波段指示符，而最低有效位 (LSB)可以被用作在高带宽处相邻的陷波段的指示符。利用这个字段，当接收机对特定的数据切片进行解码时，接收机可以通过发现在陷波段的两端处相邻的连续导频造成的活动载波中的变化来将陷波段考虑在内。该信息还可以从在N0TCH_START和N0TCH_WIDTH中发送的陷波信息中得到。图91的接收机的时间去交织器r710可以使用该信息来发现活动载波的位置并仅将与活动载波相对应的数据发送到数据切片解析器。针对PLP_TYPE，向图110增加了一个额外的比特。图113示出了图112的PLP_ TYPE的一种示例。可以发送表示捆绑数据PLP的值。可以将具有高数据速率的大TS流复用为多个PLP。可以将捆绑数据PLP用于表示其中发送了被复用的流的PLP。针对部门对特定PLP解码的传统接收机，这个字段可以防止接收机访问该PLP，因而，可以防止可能的故障。作为另选方法，如果与dslice_start字段和陷波信息一起使用了上述的dSlice_ width，则接收机可以确定从接收到的RF信号中解码出哪一个频率。可以在图91的调谐器(r700)处执行这个处理。可以使用诸如dslice_start、dslice_width、notch_start、及 notch_width的信息作为调谐器r700的控制信号。因而，通过避免陷波，获得数据切片并同时调谐到不存在Ll解码问题的RF段可以变为可能。关于图112的Ll信令，图114示出了当PLP是捆绑类型时Ll信令与L2信令之间的关系。另外，图114还示出了接收机针对这样的情况可以采取的行动。可以通过L2的c2dsd将TSl映射到PL37中。这个TSl对应于Ll的标准PLP，因而，可以通过标准接收机 (单个8MHz调谐器)和高级接收机(多个调谐器或宽带(> 8MHz)调谐器)来对PLP进行解码。通过c2dsd分别将TS2和TS3映射到PLP39和PLP44中。这些对应于Ll的捆绑 PLP，因而，这些PLP可以由高级接收机(多个调谐器或宽带(>8MHz)调谐器)解码，但不能由标准接收机(单个8MHz调谐器)解码。因此，根据Ll信息，接收机可以检查是否接收到对应的TS。图115和图116是分别描述了在标准接收机和高级接收机中针对捆绑PLP类型和标准PLP类型的Ll解码动作和L2解码动作的流程图。图117示出了在考虑到图112的同时用于L2信令的c2_delivery_system_descriptor结构和语法的示例。该描述符可以将 TS_id映射到图114中示出的plp_id中。可以在Ll中处理捆绑信息，因而，不需要在L2中处理捆绑信息。图117中示出的变量被描述如下。Plp_id 这个8比特字段唯一地标识了 C2系统内的数据PLP。C2_system_id 这个16比特字段唯一地标识了 C2系统。因为该参数唯一地适用于在具体C2系统上携带的所有数据切片，因此这个描述符在C2_system_id字段后的余下部分每个C2系统仅存在一次。该部分的存在与否可以从描述符长度字段中得出。在余下部分不存在的情况下，该长度等于0x07，否则赋予该长度更大的值。C2_System_tuning_frequency 这个32比特字段表示频率值。编码范围可以从最小的IHz (0x00000001) 一直到最大的4，294, 967，295Hz (OxFFFFFFFF)为止。这个数据字段可以给出其中在调谐窗口中发送了完整的前导码的调谐频率。总体上，C2_SyStem_timing_ frequency是C2_SyStem的中心频率，但是在这个区域中存在陷波的情况下可以偏离中心频率。Active_0FDM_symbol_duration 这个3比特字段表示活动OFDM符号的持续时间。 在图118中示出了其示例。GuarcLinterval 这个3比特字段表示保护间隔。在图119中示出了其示例。在之前的Ll时间交织/去交织的示例中，针对当TI_DEPTH是“10”或“11”时的情况，图90的前导码映射器1007-L1可以将原来的Ll块均勻地分割成四个或八个子块。但是，如果子块的尺寸小于执行FEC编码所需的最小尺寸，则可能不能恰当地执行FEC编码。 可能的解决方案可以是设置阈值。如果Ll块的尺寸比设定的阈值小，则在TI_DEPTH是“10” 或“11”时的情况将Ll块重复四次或八次。如果Ll块的尺寸比设定的阈值大，则可以将Ll 块均勻地分成四个或八个子块。可以将阈值设定为执行FEC编码所需的最小尺寸的四倍或八倍。此外，将TI_DEPTH设定为“ 10”或“ 11 ”是针对当由于Ll块尺寸小而没有获得时间交织效果时的情况。因而，可以将阈值限定为单个前导码符号能够发送的信息比特的尺寸。例如，如果假定与DVB-T2相同的Ll FEC编码，则阈值将是4，772个比特。针对当TI_DEPTH是“10”或“11”时的情况，利用Ll尺寸信息、TI深度和在收发机与接收机之间分享的阈值，接收机的模块(从图91的FEC报头解码器rl012-Ll到Ll_ FEC_Merger rl018_Ll)可以取得Ll子块的尺寸，组合并合并在前导码的OFDM符号中发送的Ll子块。如果Ll尺寸小于阈值，则由于在四个或八个OFDM符号中根据TI_DEPTH重复发送
43了原来的Ll块，因此图91的L1_FEC_ Merger rl018_Ll不需要合并分开的子块。但是，如果Ll尺寸大于阈值，则由于使用了比发送Ll块所需的OFDM符号的数量更多个符号数量， 因此图91的FEC报头解码器rl012-Ll可以利用TI_DEPTH来获得子块的尺寸。接着，Ll_ FEC组合器rl017-Ll可以组合Ll FEC块，并且时间去交织器rl010_Ll可以执行去交织。 最后，L1_FEC合并器rl018-Ll可以合并L1_FEC块以恢复原来的Ll块。图120示出了在帧报头中发送的Ll信令的另一个示例。与图112相比，修改了某些字段，并且增加了某些字段以提高接收机进行业务解码的效率。特别地，图91的Ll信号通道上的模块可以执行Ll信令解码，并且图91的PLP通道上的模块可以使用参数，因而， 可以对业务进行解码。接收机可以从Ll通道的、根据各个字段的顺序和字段长度而解码的信号来获得Ll信令的参数。可以修改各个字段的名称、各个字段的比特数量或各个字段的例子。与前一幅图相比，除了经过修改的字段以外，对字段的描述与上述字段的描述相同。DSLICE_TUNE_POS表示了接收机获得数据切片的调谐位置。根据GI模式，可以将这个值表现为12或11个比特。DSLICE_OFFSET_RIGHT和DSLICE_OFFSET_LEFT表示相对于调谐位置的偏置值或数据切片的宽度，根据GI模式，可以将DSLICE_OFFSET_RIGHT和 DSLICE_OFFSET_LEFT表现为9个或8个比特。如果偏置可以具有带符号的值(即，正值或负值)，则也可以表现具有较窄频段的数据切片的位置和宽度。图91中的接收机的调谐器 r700可以利用调谐位置来确定RF段，接着利用这个带符号的偏置值，可以得到数据切片宽度。因而，这个字段可以用于与上述的DSLICE_WIDTH相同的目的。接收机可以利用GI值获得位宽。DSLICE_NOTCH_FLAG是表示与陷波段相邻的特定数据切片的标记。其可以用于与上述示例相同的目的，但是此处，每个数据切片只将1个比特用于这个字段。利用这个1比特信息，接收机可以执行与上述示例相同的功能。PLP_BUNDLED_FLAG 表示了 PLP 是捆绑数据 PLP。也就是说，PLP_BUNDLED_FLAG 表示PLP是否与广播系统内的其他PLP捆绑在一起。这个字段可以用于与上述的图112的 PLP_TYPE的捆绑数据PLP相同的目的。在图110中示出了 PLP_TYPE。图121示出了可以在图90的Ll通道上使用的时间交织的另外两个示例。如图所示，在时间交织ON(I)中，交织可以仅仅是块交织。与图83中示出的方法相比，频率交织性能可能不如图83中示出的方法那样好。但是，针对当TI_DEPTH是“10”或“11”而根据阈值不重复或不分割Ll块时的情况，Ll块可以不管Ll块尺寸如何而分布在时间方向上，接着， 如果前导码中存在空间，则可以在前导码中重复Ll块，因而，该方法有利于简化控制。交织可以通过在时间方向上写入输入的符号流并在频率方向上读出写入的符号流来执行。图91 的Ll通道上的时间去交织器rl010-Ll可以通过在频率方向上写入输入的符号流并在时间方向上读出写入的符号流来执行去交织。与时间交织ON(I)相比，图121的第二个示例或时间交织ON⑵包括了额外的处理，即，在行的方向上的循环移位。通过该处理，除了时间交织ON(I)的优点以外，可以获得在频域中扩散的效果。图91的接收机的Ll通道上的时间去交织器rl010-Ll需要在执行时间交织ON(I)的处理之前在上的方向上循环地执行再移位。图122示出了使用数据切片的OFDM发射机的另一个示例。它与图90的不同在于 Ll路径上的框。提供图IM和图126，以详细描述这些不同的框。Ll信令模块700-L1可以执行与图90中的相同的块的功能相同的功能。FEC LDPC/BCH编码器1902-L1可以执行图124中所示的Ll分区和编码。利用可以通过单个OFDM前导码符号发送的Ll信息比特作为基准，如果需要，可以对Ll进行分区并且可以对所分区的Ll进行FEC编码。比特交织器703-L1和符号映射器704-L1可以执行与图80或图90的相同的框的功能相同的功能。 即，比特交织器703-L1对Ll信令块进行交织，并且符号映射器将经过比特交织的Ll信令块解复用成多个单元字，并执行将这些单元字映射成与第一层信令信息符号相对应的星座值。在这种情况下，符号映射器可以是QAM映射器。时间交织器1908-L1可以利用Ll时间交织深度对前导码符号进行时间交织，如图 IM所示。根据时间交织深度，可以如图1 中那样执行时间交织。对于无时间交织的情况 (L1_TI_M0DE = “ 00")，不执行时间交织。对于时间交织深度是发送Ll数据需要的OFDM 符号的最小数量的情况(L1_TI_M0DE=〃 01")，执行与OFDM符号的数量相应的时间交织。对于时间交织深度大于发送Ll数据需要的OFDM符号的最小数量的情况(L1_TI_M0DE ="10"并且深度=4个OFDM符号)，时间交织块的大小可以在行数上为时间交织深度的值而在列数上为发送Ll数据需要的QAM符号的数量除以该时间交织深度得到的商。可以对具有时间交织块的大小的行列矩阵存储器执行时间交织。Ll报头插入模块1905-L1可以将Ll报头插入到前导码内针对各OFDM符号进行了时间交织的Ll块中，如图IM所示。 前导码映射器1907-L1可以将Ll报头和Ll块映射成前导码中的预定OFDM符号。对于各 OFDM符号，Ll重复模块1915-L1可以使Ll报头和Ll块重复，以填充前导码带宽。最终，频率交织器709-L1可以执行与图90的相同的块的功能相同的功能。图123示出了使用数据切片的OFDM接收机的另一个示例。它与图91的不同在于 Ll路径上的框。提供图125和图127，以详细描述这些不同的框。频率去交织器r709-Ll可以执行与图91中的相同的块的功能相同的功能。Ll组合器rl917-Ll可以使Ll块同步，如图125所示。此外，可以从对前导码带宽内重复的Ll报头和Ll块进行组合来获得SNR增益。Ll报头解码器rl912-Ll可以通过参照Ll时间交织深度对沿时间方向反复发送的Ll 报头进行组合来获得附加SNR增益。此外，可以从Ll报头FEC解码获得Ll时间交织参数和Ll数据大小。时间去交织器rl910-Ll可以执行图125和图127中所示的过程，这些过程是图IM和图126中所示的在接收机处执行的过程的逆过程。符号去映射器r713-Ll可以根据输入符号计算比特LLR并输出该比特LLR。禾Ij用 Ll报头中发送的Ll数据长度和Ll时间交织深度并考虑具有分区的Ll数据的Ll块的数量和对Ll块的进行扩频的OFDM符号的数量，Ll合并器rl918-Ll可以恢复需要执行FEC解码的Ll块。比特去交织器r714-Ll和FEC解码BCH/LDPC r715_Ll可以执行与图91中的相同的块的功能相同的功能。利用所提出的方法和装置，在其它优点中，能够实现有效率的数字发射机、接收机和物理层信令的结构。通过在各个BB帧报头中发送ACM/VCM所需的ModCod信息并在帧报头中发送其余的物理层信令，可以将信令开销减到最小。可以实现用于更加节能的发送或对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过修改的 QAM。系统可以包括这里所公开的各个示例的发射机和接收机和他们的组合。可以实现用于更加节能的发送和对噪声更加鲁棒的数字广播系统的经过改进的不均勻QAM。还描述了一种利用NU-MQAM和MQAM的纠错码和码率的方法。系统可以包括这里所公开的各个示例的发射机和接收机和他们的组合。通过在信道绑定期间将信令开销减到最小，所提出的Ll信令方法可以将开销降低3 4%。对于本领域技术人员而言很明显，在不偏离本发明的精神或范围的条件下，可以在本发明中做出各种修改和变型。
权利要求
1.一种向接收机发送广播数据的发射机，该发射机包括前向纠错(FEC)编码器，其被配置为对第一层信令数据进行前向纠错编码； 比特交织器，其被配置为对经前向纠错编码的第一层信令数据进行比特交织； QAM映射器，其被配置为将经过比特交织的第一层信令数据解复用为单元字，并且将所述单元字映射成与第一层信令数据相对应的星座值；时间交织器，其被配置为对经映射的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间交织；插入器，其被配置为将第一层报头插入经时间交织的、与第一层信令数据相对应的星座值中；重复单元，其被配置为对所述与第一层信令数据相对应的星座值和所述第一层报头进行重复；以及频率交织器，其被配置为对经重复的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率交织。
2.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述前向纠错编码器包括 BCH编码器，其被配置为对第一层信令数据进行BCH编码；LDPC编码器，其被配置为对经BCH编码的第一层信令数据进行LDPC编码，以生成至少一个LDPC奇偶校验位；以及打孔单元，其被配置为对所生成的LDPC奇偶校验位进行打孔。
3.根据权利要求2所述的发射机，其中，所述比特交织器还被配置为将经打孔的LDPC 奇偶校验位与经前向纠错编码的第一层信令数据进行交织。
4.根据权利要求1到3中任何一项所述的发射机，该发射机还被配置为对所述第一层报头进行处理，其中，所述第一层报头包括第一层时间交织(Tl)模式信息，该第一层时间交织模式信息指示针对与当前广播信号帧的第一层信令数据相对应的所映射的星座值的时间交织的模式。
5.一种用于处理广播数据的接收机，该接收机包括频率去交织器，其被配置为对与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率去交织；提取器，其被配置为从经频率去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头中提取所述与第一层信令数据相对应的星座值；时间去交织器，其被配置为对所提取的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间去交织；QAM去映射器，其被配置为将所述与第一层信令数据相对应的星座值去映射成第一层信令数据；比特去交织器，其被配置为对经去映射的第一层信令数据进行比特去交织；以及前向纠错(FEC)解码器，其被配置为对所述第一层信令数据进行前向纠错解码。
6.根据权利要求5所述的接收机，其中，所述前向纠错解码器包括 解除打孔单元，其被配置为对至少一个LDPC奇偶校验位执行解除打孔；LDPC解码器，其被配置为对所述第一层信令数据和经解除打孔的LDPC奇偶校验位进行LDPC解码；以及BCH解码器，其被配置为对经LDPC解码的第一层信令数据和所述经解除打孔的LDPC奇偶校验位进行BCH解码。
7.根据权利要求5或6所述的接收机，该接收还被配置为对所述第一层报头进行处理， 其中，所述第一层报头包括第一层时间交织(Tl)模式信息，该第一层时间交织模式信息指示针对当前广播信号帧的第一层信令数据的时间交织的模式。
8.根据权利要求5到7中任一项所述的接收机，其中，所述第一层时间交织模式信息是以下模式中的一项无时间交织模式、40FDM符号深度模式和80FDM符号深度模式。
9.一种接收广播数据的方法，该方法包括以下步骤对与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率去交织； 从经频率去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头中提取所述与第一层信令数据相对应的星座值；对所提取的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间去交织； 将经时间去交织的、与第一层信令数据相对应的星座值去映射成第一层信令数据； 对经去映射的第一层信令数据进行比特去交织；以及对所述第一层信令数据进行前向纠错解码。
10.根据权利要求9所述的方法，该方法还包括以下步骤 对至少一个LDPC奇偶校验位执行解除打孔；对所述第一层信令数据和经解除打孔的LDPC奇偶校验位进行LDPC解码；以及对经LDPC解码的第一层信令数据和所述经解除打孔的LDPC奇偶校验位进行BCH解码。
11.根据权利要求9或10所述的方法，其中，所述第一层报头包括第一层时间交织 (Tl)模式信息，该第一层时间交织模式信息指示针对当前广播信号帧的第一层信令数据的时间交织的模式。
12.根据权利要求9到11中任何一项所述的方法，其中，所述第一层时间交织模式信息是以下模式中的一项无时间交织模式、40FDM符号深度模式和80FDM符号深度模式。
13.一种向接收机发送广播数据的方法，该方法包括以下步骤 对第一层信令数据进行前向纠错编码；对经前向纠错编码的第一层信令数据进行比特交织；将经比特交织的第一层信令数据解复用为单元字；将所述单元字映射成与第一层信令数据相对应的星座值；对经映射的、与第一层信令数据相对应的星座值进行时间交织；将第一层报头插入经时间交织的、与第一层信令数据相对应的星座值中；对所述与第一层信令数据相对应的星座值和所述第一层报头进行重复；以及对经重复的、与第一层信令数据相对应的星座值和第一层报头进行频率交织。
14.根据权利要求13所述的方法，该方法还包括以下步骤 对第一层信令数据进行BCH编码；对经BCH编码的第一层信令数据进行LDPC编码，以生成至少一个LDPC奇偶校验位；以及对所生成的LDPC奇偶校验位执行打孔。
15.根据权利要求14所述的发射机，该发射机还包括将经打孔的LDPC奇偶校验位与经前向纠错编码的第一层信令数据进行交织。
全文摘要
本发明涉及一种发送信号的方法和接收信号的方法以及相应装置。本发明的一个方面涉及发射机和接收机的使用数据切片进行的有效第一层(L1)处理方法。
文档编号H04N7/015GK102292985SQ200980155432
公开日2011年12月21日 申请日期2009年5月13日 优先权日2009年2月18日
发明者文相喆, 高祐奭 申请人:Lg电子株式会社