专利名称：脉冲和连续模式发射机的双激光功率级控制和校准系统的制作方法
技术领域：
本申请涉及固态激光驱动器领域。
背景技术：
各种设计的激光驱动器在本领域中是公知的。这样的设备被用于驱动光发射机中的固态激光器来通过光纤线进行数据的光传输。这些设备具有高数据传输速率的能力，因此，在数据通信领域中找到的应用越来越多。然而，在此类应用中，必须考虑固体固态激光器具有各种特性。其中ー个特性在于至少对于具有高数据传输速率，因为在激光器从完全关闭到恢复产生激光条件需要时间，所以固态激光器在开启和关闭条件之间不进行操作。 因此，对于高数据传输速率，此类激光器一般在作为ー个数据状态的高光功率级和第二数据状态的低得多的功率级之间进行操作。为了这里的目的，假设高光功率级将表示逻辑1， 并且低光功率级将表示逻辑0。高光功率级的P1和低光功率级Ptl的光功率级之间的比称作消光比(P1AV。通常使用激光驱动器的用户(即，光发射机的制造商)希望设置且控制消光比和平均功率。此外，激光驱动器输出确保激光器以产生激光模式操作的DC电流rtias 和定义逻辑1光功率级和逻辑0光功率级的调制AC电流Imod。光发射器一般存在两种类型连续的和时分复用的，诸如无源光网络(PON)。PON 系统需要控制信号，脉冲使能(BEN)，其通过一次仅使能一个发射机来管理在共享相同波长的相同光纤上的多个发射机。在BEN对于特定发射机低时由于缺乏数据，脉冲模式操作增添了控制环路操作的复杂性。控制环路必须具有在脉冲时间开时间期间收敛或者在两个脉冲之间保存环路状态的能力。由于最小脉冲开时间处于几百纳秒数量级，并且典型的环路时间常数至少是更大的数量级，在脉冲开时间期间收敛通常是不可行的。理想地，该环路状态应该被保持在在动态冻结模式，其中冻结数字状态(例如本文后边描述的值レ、I” Ibias, Imod)，但是模拟信号(例如本文后边描述的本发明中到Filterin和Filterref的输入信号)优选是活跃的以使用当前数据输入或者(如果正常数据不可用)正常数据的近似值将本发明的Vin和Vref保持在最后的已知操作点处。每个光发射机通常包含接收一部分发射ニ极管发射的光的监视ニ极管来提供发射激光二极管的光功率測量。然而，这种监视ニ极管和它们的关联电路不具有发射ニ极管的高频能力，并且因此，这种监视ニ极管和它们的关联电路具有关于监视ニ极管可以完成什么的实际限制。特別地，当需要非常小的带宽感测平均功率(Pi+Po)/〗时，监视ニ极管可以容易地这样做，但是通常不能感测到P1或Ptl,除非首先施加足够的连续相同数字(CID)， 其表示用于感测P1的所有1的传输和用于感测Ptl的所有0的传输。当这些可以被完成的时候，它具有要求通常周期性地这样做的劣势，使得温度的改变不使任何值脱离控制。这当然提供不期望的数据传输中断。替代地，当在数据流中检测到足够数量的CID吋，可以实现使能针对感测ル或P1的CID检测器。这对于实现是昂贵的并且对于可靠跟踪激光器行为可能导致太少的更新。这种CID数据流的适时发生由于传输数据的随机性质而是非确定性的。需要CID的周期性发生的系统是实际的。另ー种已经使用的方法是将相对低的频率叠加在偏置电流Ibias或调制电流 Imod上或者叠加在两者上来检测光功率曲线的斜率。所检测的激光的斜率与目标消光比、 目标平均光功率和随后的操作平均光功率的測量一起可以被用来控制Ibias和Imod的值， 以获得ル和P1的期望的值。然而问题在于光功率对发射ニ极管电流不是线性的，从而应用固定的斜率最多是实际激光器行为的相对粗略的近似。在该点上，P1的值中的合理误差是可以容忍的。然而相同数量级的ル的值误差无法被容忍，因为ル通常终究是一个这样的小值。ル中同样的误差可以引起消光比的非常大的改变，并导致rtias值处于激光器阈值以下，这引起激光弛豫振荡(relaxation oscillation)和不可接受的发射激光二极管的性能。图1是来自美国申请公开号2002/0027690的图6的副本，阐述了控制P。和P1不同的方式。在这个图中，在线120和122上的输出是到激光驱动器的激光偏置控制和激光调制控制。在这个图中，利用感测监视ニ极管输出中的峰值的峰值检测器204和感测监视ニ极管输出的最低值得谷检测器206，通过跨导倒数(transimpedance)放大器200将来自监视 ニ极管的、在线117中的电流转换为电压。这些峰值和谷被当作Pt^PP1的測量，处理之后， 该测量提供激光调制和激光偏置控制信号。虽然该系统提供闭环控制，但是其高度依赖于传输的数据模式，以及依赖于在采样时间内包含所有的1和所有的0的有效(significant) 串的数据。在每ー个控制路径中，其还依赖于的DC偏移量，这样可以大体上特定地与P。的值相比较。美国专利号5，974，063在某些方面和该系统相似。现有技术的其他示例可以在美国专利号5，502，298、5，535，038、5，850，409、 6,414，974,6，807，209,6，829，267,6，859，473,6，907，055,6，928，094,6，993，459, 7,088，752,7, 142，574,7, 245,828 和 7，349，454 以及美国专利申请公开号 2005/0226292 和2009/0310961中找到。同样，用于测量或感测功率级的设备可也可从商业上获得，诸如 Agilent数字通信分析仪和光学采样示波器(86100A/B/C、86106B、86107A、86119A)以及 Agilent 多通道功率计(N7751A、N7752A、N7761A、N7762A、N7764A)。
图1是美国专利申请公开号2002/0027690的图6的副本。图2示出了脉冲模式/连续监视ニ极管跟踪环路(MDTL或者动态差分闭环估计器)O图3示出了 MDTLBW匹配。图4示出了 MDTL偏移校正。图5示出了 MDTL环路滤波器。图6示出了 TOSA的虚拟地。图7示出了系统校准。图8示出了可以与图9和图10的实施例一起使用的电路元件。
图9利用图8的电路来实质上复制图2的电路。图10使用图8的电路但是在本发明的不同的实施例中。图11示出了用于感测随机数据中的期望的串的快速峰值检测器的添加。图12示出了图11的快速峰值检测器的使用。
具体实施例方式现在參考图2，可以看到本发明的一个实施例的框图。假设脉冲使能BEN开启的瞬间。相应地输入数据DATAin通过复用器Ml和AND (与)门施加到跨导放大器OUT和时间延迟电路、。该跨导放大器OUT的输出连接到包括激光二极管LD (系统的发射机激光二极管)的外部电路。激光二极管LD所发出光的一部分耦合到监视ニ极管MD，其提供与其耦合的光成比例的监视ニ极管输出电流。这提供到可编程的増益级跨导倒数放大器I/V的输入作为到标记为MDTLs的块(监视ニ极管跟踪环路)的输入。同时，时间延迟h的输出通过复用器M2被施加到跨导倒数放大器I/VDm。跨导倒数放大器I/VDm放大时间延迟的 DATAin信号来提供依赖于被反馈回到这里的I1和Iq值的输出电压，如由DATAin信号的状态来确定。平均功率目标和消光比目标作为到系统的输入而被提供，尤其提供给标记为APC 和ERC的块。像上文所解释，这些块更新激光偏置电流Ibias和调制电流Im。d，，并将这两个电流提供到跨导倒数放大器OUT来驱动激光二极管LD。这些电流基于监视ニ极管跟踪环路 (MDTL)的输出被调整。监视ニ极管MDTL (也被称作动态差分闭环估计器)的目的是提供监视ニ极管输出的测量以使发射激光二极管LD的控制能够达到目标平均光功率和消光比。这是通过为监视ニ极管MD的输出提供第一信号路径和为延迟的DATAin信号提供第二路径来完成的，诸如信号Vin和Vref的信号波形互相匹配。如上所述，监视ニ极管输出具有比激光二极管LD低得多的宽度，当然也比DATAin信号低得多。因此为了波形的匹配，提供了 Filterin和Filterref。 在一个优选的实施例中，这些滤波器是可编程模拟滤波器。Filterin和Filterref具有非常不同的转移函数，Filterin优选地具有将监视ニ极管MD信号的滚降(rolloff)延伸到较高频率的某些重点，而Filterref提供滚降使得对DATAin信号的Filterref的频率响应输出与如通过Filterin提供的激光二极管LD、监视ニ极管MD以及关联电路的频率响应相同。同样在优选的实施例中，Filterin和Filterref都是可编程滤波器，通过配备有匹配BW代码自适应电流对它们编程，以及另外该适配电路感测两个信号的频率内容并且因而调整滤波器以匹配两个路径的频率内容。差分顶部峰值检测器检测Vin和Vref两个信号的每ー个的峰值(上振幅)，并基于这两个低值的比较提供输出信号ERIV类似地，差分底部峰值检测器检测Vin和VMf两个信号的每ー个的低峰值(下振幅)，并基于这两个峰值的比较提供信号ERR115如图2中所示，该差分顶部峰值检测器被标记“0”Det并且该差分底部峰值检测器由“l”Det标识，由于跨导倒数放大器I/V和I/VDm使信号反转，所以相当于与地相反的VCC感测峰值，并且因而该峰值检测器被标记为与期望的相反。该峰值检测器的输出被累积在环路滤波器中并被反馈以控制针对跨导倒数放大器i/vDm的电流I1和レ。因此，被反馈回到跨导倒数放大器I/VDm的值Itl和I1将稳定 (settle out)在如下值处，差分顶部峰值检测器和差分底部峰值检测器针对该值感测在Vin和相等时的对应峰值。实际控制两个值的该反馈环路在此将被称作I1, Itl环路。在这种情况下，那些反馈电流I1和Itl是对应于发射激光二极管LD的光功率输出Pl和PO的现有监视ニ极管MD输出的良好測量。因而，被标记为AVG的电路可以平均I1和Itl的多个值以确定并提供用于系统跟踪的监视ニ极管输出MD1-MDqij这些是多位形式的数字输出。然后，与P1和Ptl成比例的电流I1和Ici被反馈到APC和ERC块以便与平均功率目标和消光比目标相比较。假设I1, Itl环路已经安定在不符合平均功率目标和消光比目标的 I1和Itl的平均值上，在Ibias和Imod上进行计算调整。这改变了激光二极管LD上的驱动， 并且因此改变了监视ニ极管MD的输出，这要求先前描述的I1, Itl环路安定在新的I1和Itl的值。调整发射激光二极管LD驱动的、包括值I1和Ici的反馈的环路在此被称作rtias，Imod 环路。如所要求的那样，在将rtias，Imod环路安定在新的值上以后，从AVG块到APC和ERC 块的反馈再次与根据平均功率目标和消光比目标所确定的值进行比较以进一步调整Ibias 和Imod的值。因此，系统将以Ibias和Imod的初始值开始，然后允许I1, I。环路稳定在反馈到I/ Vdupl跨导倒数放大器的I1和Itl的稳定值或者平均值，在那之后，那些些值或ー些与其成比例的值被反馈在rtias，Imod环路中，从而与由平均功率目标和消光比目标输入所确定的值相比较，根据该比较，基于期望的计算调整、使用针对rtias和Imod的新的值来重复全部序列，以最佳地修正反馈信号来匹配由平均功率目标和消光比目标所确定的对应信号。因此，特別地通过使用多位信号，在不測量实际的P1和Ptl的值的情况下实现系统到命令的平均功率目标和消光比目标的收敛。因此，从上述特定优选实施例中可以看到，根据信号Vin和Vref的波形匹配，通过反馈I1和Itl到放大器I/VDm，可以使信号的相对高和低相等，使Ibias和Imod的值保持固定。然后这些值直接或间接地被用来与根据平均功率目标和消光比目标确定的值进行比较以更新Ibias和Imod值，从而调整激光二极管LD的驱动并且重复该过程。在一个实施例中，一旦I1, I。环路安定，就在其输出被反馈到rtias，Imod环路之前对它的输出多次采样并平均。同样如将在下文更详细地描述的那样，对数据的某些监测被高效地完成，使得使用一些所选特性的数据串来完成I1, Itl环路的重复安定，或者通过给予更多的权重到更多“有利的”数据串来完成，因为到1和O交替的数据串的监视ニ极管输出的振幅可能将不足以提供好的結果。同样，随后I1和Itl的电流值被保持在脉冲之间并且在每个脉冲后被恢复 (reinstate)，使得在重复短脉冲的情况下，I” Itl环路的任何ー个安定实际上可以跨越或延伸至多个脉冲。再次參考图2，在脉冲之间的时间期间，如果DATAin处的外部数据不可用，那么通过复用器M2向跨导倒数放大器I/VDm并且通过开关向跨导倒数放大器I/V的输出提供空闲模式。这使得两个放大器都具有相同的输出，这继而允许使用传统的偏移修正技术来对信号路径中的偏移归零。它同样在脉冲返回时针对快速恢复的活跃状态中维持模拟电路， 尤其是对Filterin和Filterref和所得Vin和VMf信号的输入。同样在图2中示出的是连接到发射ニ极管LD和监视ニ极管MD的ー些外部电路，这可能随激光二极管的类型而变化。然而，它的功能是在激光二极管LD和监视ニ极管MD之间的共同的连接处提供虚拟接地，使得对激光二极管的电驱动不耦合到监视ニ极管以给出光碰撞在其上的假指示。同样如图2所示的是模拟输出MD·，其反映供用户用来调谐该系统的监视ニ极管输出。
因此，如果P1和Ptl已知，则除了 Km、激光二极管LD和监视ニ极管MD之间的光耦合之外都是已知的。生成与P1成比例的I1和与Ptl成比例的Itl的跟踪环路提供利用最小数据脉冲保持准确的結果。针对每个发射机发光组件类型来优化外部无源网络。好的光发射机输出和监视ニ极管反馈可以通过将MDot作为可观测信号而同时实现。还提供内置的校准钩子(诸如在图2中所示的校准模式生成器)以显著的减少制造成本。在图7中进ー 步描述的自动校准使能消光比校准而不需要昂贵的采样示波器，在生产环境中，特別在PON 标准所要求的非常高的消光比下，采样示波器引入附加的误差(由于光电转化器単元中的偏移)。取决于使用的激光二极管类型和监视ニ极管类型，所需的匹配BW的代码可以随温度变化，尽管覆盖任何传统温度范围所需的代码数量将非常受限并且温度温度查找表将不要求针对使用相同类型的激光二极管和监视ニ极管的独立模块而改变。而且，并且可能是最重要的，校准可以仅仅在ー个温度处和足够的性能下完成，该足够的性能在具有在独立发射机光组件基础上所要求的温度范围上不校准的相当宽的操作温度范围上实现。因此可以在一次的基础上完成光发射机组件类型的表征并且可以在产生单个温度处的校准中充分使用。现在參考图3，可以看到某种程度上更详细示出的图2的一部分。该电路的目的并且尤其是滤波器Filterin和Filtei^ef是使Vin和VMf具有相同的瞬态行为。由于不存在对于开放数据眼的需要，因此存在不止ー个自由度来优化信干比。Fzero级可以是在0和对于 fp。le的全补偿值(监视ニ极管电容Cmd和MDin等效输入电阻Req)之间的任何值，而高阶极 (fhop)被用来移除高阶失配分量。自适应可以被用来补偿电压和温度变化，即使不使用，匹配的BW代码也可以被直接用来控制fh。p和fZCT。/fp。le。输入和參考路径以及关联的滤波器的互导倒数级可以以各种組合实现。在图4中更详细地示出了偏移修正。这里，示出了两阶段动态差分偏移修正，即， 调零(nulling)和跟踪。因为在调零(发生在脉冲之间并且在脉冲期间规则发生)期间两个路径具有相同的输入，误差ERRtl和ERR1可以在前置放大器的输入处被检测到，包括该前置放大器本身的偏移，并且可以在跟踪阶段期间被移除。在调零阶段期间，空闲或调零数据模式保持所有环路活跃并且动态地以最后已知条件平衡，在此期间，抵偿所有的偏移。虽然示出了输出存储，但是也可以使用辅助输入存储。如上所指出的，在脉冲关状态中，保存系统状态(I” I。、Ibias和Imod)，等待下ー个脉冲。现在參考图5，可以对系统进行进ー步增强。ー种增强是使用具有CID(连续相同数字)检测器的加权移动平均(WMA)来基于感测到的发射信号的CID来控制加权。可以基于输入统计和匹配带宽来优化权重。ー个CID加权的示例是对于Wi的0-2位CID ；对于Wj 的3位CID ；对于Wk的6位CID。最简单的加权形式是Wk = Wj = Wi-未加权的，因此不存在对于CID检测器的需要。当脉冲使能BEN关闭吋，不能做数据和更新。替代地，出于该目的可以使用特別放入的长CID，尽管因为其使用一些专用传输时间而不是优选的。图6示出了虚拟地的调谐。MD-连同光输出眼可用于调谐每个TOSA配置(不是针对每个独立的T0SA)的多个外部部件。滤波部件不在片上实现以为不同的TOSA配置提供调谐灵活性。该虚拟地将在激光二极管LD上的监视ニ极管MD电容的负载最小化，该虚拟地也将从激光二极管LD到监视ニ极管MD信号路径的电干涉最小化。示出一种允许独立调谐阳极和阴极来补偿TOSA的内部电感的可能配置。
图7示出在ー个温度处不具有昂贵设备的完整校准系统。仅仅需要DC光功率计。 PRBS(伪随机位序列)输入模式可以在芯片上生成。集成的/基于控制器的测试系统可以被用来执行写/读操作和用于校准的基础计算。该校准由两个阶段組成平均功率校准和消光比校准。可编程增益代码和平均功率目标，连同DC功率计一起被用于完成平均功率校准。该平均功率校准过程如下1)使能校准模式；2)写入平均功率和消光比目标；3)启动 APC和ERC环路；以及4)读取光功率计输出Pavg,meas并调整可编程增益代码和平均功率目标来实现所需的Pavg, meas。消光比校准过程在图2和图10的实施例之间略微不同。对于图2 和图9中的第一实施例，该过程如下1)在平均功率校准的结尾处，停止APC和ERC环路，因此将Ibias和Imod冻结在它们当前的值上；2)读取MDtl和MD1目标值MDtl, target和MD1, target 并存储；3)输入PRBS/系统测试模式并读取MDq和MD1 ；以及4)调整匹配BW代码直到MDtl 和MD1匹配MDtlitoget和MDlitogett5对于图10的实施例，过程如下1)在平均功率校准的结尾处，停止APC和ERC环路，因此将Ibias和Imod冻结在它们当前的值；2)切換图10中的复用器 Ml 以将 IM0 和 IM1 路由到 IQ,IN 和 Ι1>ΙΝ ；3)读取 MDtl 和 MD1 目标值 MDQ,target 和 MDlitarget ； 4)输入PRBS/系统测试模式并且读取MDtl和MD1 ；以及5)调整匹配BW代码直到MDtl和MD1 匹配MDtl, target和MDしtogrt。消光比校准可能被完全片上执行或借助于串行接口和控制器或 PC执行。这样，平均功率和消光比在没有使用外部示波器时被校准。现在參考图8，可以看到可以与图9和图10的实施例一起使用的电路元件。这基本是虚线内的图2的一部分，尽管在图2中被标记为MDot的监视ニ极管输出的模拟输出被有效的标记为MDmik，因为在可编程增益级I/V中从镜像中提供监视ニ极管输出。类似地，图 2中针对匹配带宽代码的输入被标记为BW胃，并且图2中针对跨导倒数放大器I/VDm的电流源的I1和Itl被标识为I1i1n和Itl,IN，同时由信号CKm对锁存I1和Itl计时。图9利用图8的电路来大体上复制图2中的电路。然而图10通过不同的方式使用图8中的电路。特別地，如可以在此看到的，平均功率目标和消光比目标两者都被提供给生成块，该生成块根据如下方程生成/产和/气Jf = ERxJf
「 ^ Ttgt 2 χ AP=-
10 ER + 1在脉冲期间，这些目标值通过复用器M3作为输入I1, IN和Itl, IN而被提供。因为这些电流被目标值有效地强制，所以信号Vin和Vref (图8)将不匹配直到电流rtias和Imod 匹配目标值这样的时间。因此信号ERRtl和ERR1通过环路滤波器累积并且通过锁存器BIAS 和MOD而被应用，这驱动Ibias和Imod到Ibias和Imod的目标值。因此，在这个实施例中， 仅存在调整两个參数Ibias和Imod的有效的单个环路来实现平均功率目标和消光比目标。 如上所述，在脉冲之间冻结或存储Ibias和Imod的值，使得在下一个脉冲开始，系统被恢复到上ー个脉冲的结尾状态。关于先前的实施例，Ibias和Imod可以被用户或系统读出，并且也可以被强制为外部特定值或由系统强制。在前边提及一些数据的监视被有效的完成，使得使用一些选择的特性的数据串或不同权重的数据串来完成I1, Itl环路的重复安定，因为监视ニ极管输出到1和O交替数据串的振幅在高数据速率上将不足以提供良好的結果。类似地，不同于依赖于所有O和所有1 的长串来測量Ptl和P1的某些现有技木，本发明对将通常具有更多有限“连续”数据串的随
12机数据最佳地响应。特別地，在一个实施例中，附加峰值检测器被与图2，4和8的顶部和底部峰值检测器并联使用，即如在图11中所示的“快速”峰值检测器，并且可以被连接至Vin 信号或信号。这些峰值检测器比前边描述的峰值检测器快(响应于较高频率，即，较高数据速率的频率)，因此它们将所有0和所有1的短串比与其并联的较慢峰值检测器响应得快。因此，通过将两个顶部峰值检测器的输出进行比较并且将两个底部峰值检测器的输出进行比较，就可以检测到0和1的短串。在图11中，快速顶部峰值检测器和快速底部峰值检测器使用Vref作为它们的输入，而分别将快速顶部峰值检测器和快速底部峰值检测器的输出与针对Vref信号的顶部峰检测器和底部峰值检测器的输出进行比较。替代地，快速顶部峰值检测器和快速底部峰值检测器可以使用Vin作为它们的输入，而将快速顶部峰值检测器和快速底部峰值检测器的输出分别与顶部峰检测器和底部峰值检测器的输出针对Vin 信号进行比较。CID长串符不是必需的；仅需要高“平均”值或低“平均”值来限定采样。这被示出在图12中，图12示出了建立系统所需的顶部峰值检测器的响应中的差的阈值以响应于峰值检测器输出。相同的概念被应用到底部峰值检测器，Q0和Q1提供已经符合阈值的指示 (资格)，使得系统可以响应于对应的信号ERRtl和ERR115注意，如先前所述，MD输入和峰值检测器信号之间的倒转。如在图11中可以看到，通过设置带宽比BW比可以设置峰值检测器的响应的差。在一个实施例中，限定器和时钟为320MHz速率，而更新时钟是IOMHz速率。在这里已经描述的用于脉冲模式和连续模式的发射机的双激光功率级控制和校准系统，其使用可以在ー个或两个闭环中被称作估计器的事物来基于监视ニ极管的输出和平均功率级和消光比的控制输入估计和设置用于发射激光的PO和Pl功率级。该估计器不要求输入数据模式的任何特定形式，但是却可以使用NRZ编码的传输数据来连续地估计和修正激光的PO和Pl功率级。对于脉冲模式操作，双激光功率级控制和校准系统的状态被保持在脉冲之间，并且另外，该估计器用空闲模式保持活跃，以使在脉冲的开始处的安定基本上是立即的。监视ニ极管的输出包括四条信息，即，正在传输的数据、监视ニ极管带宽、发射ニ 极管的高或P1功率级和发射ニ极管的低或PO功率级。在估计器中，监视ニ极管输出在第一信号路径中被处理，并且输入数据在第二信号路径中被处理。监视ニ极管具有比发射ニ 极管低(和正在传输的数据)低得多的带宽，尽管两个信号路径的每个都包含滤波器，使得在两个信号路径中的信号的带宽在滤波器之后是相同的(但比数据本身的低)。差分峰值检测器检测在这两个信号路径中的信号的顶部峰值的差以提供第一误差信号(ERR0),并且第二差分峰值检测器检测在两个信号中的底部峰值的差以提供第二误差信号(ERR1)。这些差分峰值检测器在感测中是动态的，在感测中，它们连续比较峰值并且响应于该比较来提供误差信号，而不论峰值的量级如何。因此，动态差分峰值检测器连续操作，将发射信号数据与监视ニ极管信号相比较，这两个都是有源信号，这与根据用于与DC參考相比较的任意 CID(连续相同数字)是相反的。空闲模式被用来維持在缺少输入数据期间的动态操作点， 并且提供偏移修正以修正否则将产生比较误差的偏移。在一个实施例中，误差信号通过环路滤波器并且被反馈到估计器的数据信号路径中的跨导倒数放大器以根据反馈到其的值来提供跨导倒数放大器的输出电压，如由DATAin 信号的状态来确定。这形成第一或内部反馈环路。
当第一反馈环路安定吋，反馈信号与发射ニ极管功率级成比例，并且耦合(或其平均或加权的平均被耦合)至电路，该电路基于平均功率值和消光比的输入来将反馈信号和相应的计算的所需发射ニ极管功率级进行比较。这形成了第二或外部反馈环路。如果发射ニ极管不操作在所计算的功率级上，则该发射ニ极管功率级被调整，并且通过让第一反馈环路在此安定于监视ニ极管输出的新值等来重复该过程。在另ー个实施例中，基于平均功率级和消光比的输入与所需功率级成比例的计算的值被提供给估计器的数据信号路径中的跨导倒数放大器，从而设置数据信号路径中的所需功率级，并且将所得的误差信号耦合至环路滤波器，并且然后用于调整发射ニ极管的功率级。因此在这个实施例中，存在安定到所需发射ニ极管功率级的单个反馈环路。当然在任何的实施例中，可以进行明显小的改变以适应定义除平均功率和消光比之外的所需功率级的输入，诸如，通过举例的方式，是所需功率级本身的输入指示。这里所述的优选的实施例已经关于将激光二极管用作发射ニ极管而被描述，尽管可以使用任何光发射机，激光二极管仅仅是光发射机的ー个例子。因此，本发明具有多个方面，可以根据需要独立地或以各种組合来实现这些方面。 虽然已经出于示范而不是限制的目的在此公开并描述了本发明的某些优选实施例，但是本领域技术人员将理解可以在其中进行形式和细节上的各种改变而不脱离如ー些权利要求书的全部广度所限定的本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种控制光发射机的功率级的方法，包括提供第一信号路径，用于接收和过滤发射信号，所述发射信号还用于控制所述光发射机，所述第一信号路径包括第一放大器，所述第一放大器响应于所述发射信号和第一级控制信号提供表示第一逻辑状态的第一输出，以及响应于所述发射信号和级控制信号提供表示第二逻辑状态的第二输出；提供第二信号路径，用于接收和过滤来自于监视所述光发射机的发射的监视ニ极管的信号；如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号跟踪如在所述第二信号路径中过滤的监视ニ极管信号的频率响应；差分地比较第一差分峰值检测器的输出、如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的上振幅，以产生第一误差信号，并且差分地比较第二差分峰值检测器的输出、如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的下振幅，以产生第二误差信号；使用所述第一误差信号和所述第二误差信号来调整所述光发射机的高光功率级和低功率级以实现目标平均光功率级和消光比。
2.如权利要求1所述的方法，其中組合如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述上振幅与如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的上振幅之间的多个比较和如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的下振幅与如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的下振幅之间的多个比较以实现目标平均光功率级和消光比。
3.如权利要求2所述的方法，其中基于不同的数据串给予某些比较比其他比较更多的权重。
4.如权利要求3所述的方法，其中不同数据串由连续相同数字检测器检测。
5.如权利要求4所述的方法，其中所述连续相同数字检测器分离地检测第一逻辑状态的所述连续相同数字和第二逻辑状态的连续相同数字。
6.如权利要求3所述的方法，其中通过以下内容来检测所述数据串将如由所述第一差分峰值检测器输出的所述发射信号的所述上振幅与具有比所述第一差分峰值检测器更高的频率响应的第三峰值检测器的输出相比较，所述第三峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述上振幅；以及将如由所述第二差分峰值检测器输出的所述发射信号的所述下振幅与具有比所述第 ニ差分峰值检测器更高的频率响应的第四峰值检测器的输出相比较，所述第四峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述下振幅；或者将如由所述第一差分峰值检测器输出的所述监视ニ极管信号的所述上振幅与具有比所述第一差分峰值检测器更高的频率响应的第三峰值检测器的输出相比较，所述第三峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述上振幅；以及将如由所述第二差分峰值检测器输出的所述发射信号的所述下振幅与具有比所述第 ニ差分峰值检测器更高的频率响应的第四峰值检测器的输出相比较，所述第四峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述下振幅。
7.如权利要求3所述的方法，其中通过以下内容来检测所述数据串将如由所述第一差分峰值检测器输出的所述发射信号的所述上振幅与具有比所述第一差分峰值检测器更高的频率响应的第三峰值检测器的输出相比较，所述第三峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述上振幅；以及将如由所述第二差分峰值检测器输出的所述发射信号的所述下振幅与具有比所述第 ニ差分峰值检测器更高的频率响应的第四峰值检测器的输出的相比较，所述第四峰值检测器检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述下振幅。
8.如权利要求1所述的方法，其中如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述上振幅与如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的所述上振幅的比较的测量以及如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的所述下振幅和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的所述下振幅的比较的测量作为反馈信号反馈到所述第一信号路径中的所述第一放大器作为所述第一和第二级控制信号。
9.如权利要求8所述的方法，进ー步包括响应于所述反馈信号来监视信号输出，所述反馈信号是所述光发射机的所述高光功率级和所述低光功率级的指示。
10.如权利要求8所述的方法，其中响应于所述反馈信号的信号还用于设置所述光发射机的功率级。
11.如权利要求8所述的方法，其中响应于所述反馈信号的平均的信号还用于设置所述光发射机的功率级。
12.如权利要求8所述的方法，其中响应于反馈信号的所述平均的信号被用于相对于根据目标平均光功率级和消光比的输入计算的光发射机功率级的值来调整将提供给所述光发射机的功率级。
13.如权利要求8所述的方法，其中响应于所述反馈信号的信号被用于相对于根据目标平均光功率级和消光比的输入计算的光发射机功率级的值来调整将提供给所述光发射机的功率级。
14.如权利要求8所述的方法，其中在脉冲之间，保持之前脉冲结尾处的所述光发射机功率级以在下一个脉冲的开始处使用。
15.如权利要求8所述的方法，其中在脉冲之间，保持所述反馈值以在下ー个的脉冲开始处使用。
16.如权利要求8所述的方法，其中在脉冲之间，当不提供数据时，向所述第一和第二信号路径提供空闲模式。
17.如权利要求1所述的方法，其中所述第一和第二级控制信号响应于目标光发射机功率级。
18.如权利要求17所述的方法，其中在脉冲之间，保持在之前脉冲结尾处的所述光发射机功率级以在下一个脉冲的开始处使用。
19.如权利要求18所述的方法，其中在脉冲之间，当不提供数据时，相所述第一和第二信号路径提供空闲模式。
20.如权利要求1所述的方法，进ー步包括在各自的环路滤波器中过滤所述第一和第二误差信号；以及使用所述环路滤波器的输出来调整所述光发射机的高光功率级和低功率级以实现目标平均光功率级和消光比。
21.如权利要求1所述的方法，进ー步包括提供第一校准模式来控制光发射机，使用DC光功率计测量所述光发射机的平均功率并调整可编程增益代码和平均功率目标来实现所需的所测量的平均光功率。
22.如权利要求21所述的方法，其中所述第一校准模式和所述环路滤波器的输出的平均针对给定的消光比目标提供激光消光比的測量。
23.如权利要求22所述的方法，进ー步包括提供外部校准模式以通过匹配所测量的所述环路滤波器的输出的平均值与来自所述第一校准模式的存储的值来校准所述消光比。
24.如权利要求1所述的方法，进ー步包括通过过滤为连接所述光发射机和所述监视ニ极管的共有节点提供虚AC接地。
25.如权利要求M所述的方法，进ー步包括响应于所述监视ニ极管的模拟输出来提供输出，用于针对每个发射机光组件配置调谐多个外部部件。
26.一种用于控制光发射机的功率级的装置包括第一信号路径，包括第一放大器和滤波器，用于接收并过滤发射信号，所述发射信号还用于控制所述光发射机，所述第一放大器响应于所述发射信号和第一级控制信号提供表示第一逻辑状态的第一输出，以及响应于所述发射信号和第二级控制信号提供表示第二逻辑状态的第二输出；第二信号路径，包括第二放大器和滤波器，用于接收并过滤自监视所述光发射机发射的监视ニ极管的信号；在所述第一和第二信号路径中的所述滤波器提供具有相似频率响应的过滤信号；第一差分峰值检测器，用于提供到第一和第二比较器的输出以便比较如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的监视ニ极管信号的上振幅以及比较如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的下振幅；以及电路，用于基于所述第一差分峰值检测器的输出来调整所述光发射机的高光功率级和低光功率级以实现目标平均光功率级和消光比。
27.如权利要求沈所述的装置，其中用于基于所述第一差分峰值检测器的输出来调整所述光发射机的高光功率级和低光功率级以实现目标平均光功率级和消光比的电路包括如下电路，该电路用于组合如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的上振幅之间的多个比较和如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号和如在所述第二信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的下振幅之间的多个比较以实现目标平均光功率级和消光比。
28.如权利要求27所述的装置，其中用于组合多个比较的电路包括用于基于不同的数据串给予ー些比较比其他比较更多权重的电路。
29.如权利要求观所述的装置，其中用于基于不同的数字串给予ー些比较比其他比较更多权重的电路包括比所述第一差分峰值检测器更快的第二和第三峰值检测器。
30.如权利要求观所述的装置，其中用于给予一些比较比其他比较更多权重的电路包括数据串检测器，具有第二和第三峰值检测器，每个都具有比所述第一差分峰值检测器更高的频率响应； 第三和第四比较器； 耦合所述第三比较器以比较a)如由所述第一差分峰值检测器输出的所述发射信号的上振幅和检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的上振幅的所述第二峰值检测器的输出；以及耦合所述第四比较器以比较b)如由所述第一差分峰值检测器输出的所述发射信号的下振幅和检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的下振幅的所述第三峰值检测器的输出；或者耦合所述第三比较器以比较a)如在所述第一信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的上振幅和检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的上振幅的所述第二峰值检测器的输出；以及耦合所述第四比较器以比较b)如在所述第一信号路径中过滤的所述监视ニ极管的下振幅和检测如在所述第一信号路径中过滤的所述监视ニ极管信号的下振幅的所述第三峰值检测器的输出。
31.如权利要求观所述的装置，其中用于给予一些比较比其他比较更多权重的电路包括数据串检测器，具有；第二和第三峰值检测器，每个都具有比所述第一差分峰值检测器更高的频率响应； 第三和第四比较器； 耦合所述第三比较器以比较a)如由所述第一差分峰值检测器的输出的所述发射信号的上振幅和检测如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号的上振幅的所述第二峰值检测器的输出；以及耦合所述第四比较器以比较b)如由所述第一差分峰值检测器的输出的所述发射信号的下振幅和检测所述如在所述第一信号路径中过滤的所述发射信号下振幅的所述第三峰值检测器的输出。
32.如权利要求沈所述的装置，其中所述第一差分峰值检测器的输出被耦合回到在所述第一信号路径中的所述第一放大器作为所述第一和第二级控制信号。
33.如权利要求32所述的装置，进ー步包括用于在脉冲之间保持所述第一和第二级控制信号的电路。
34.如权利要求32所述的装置，进ー步包括当不提供数据时，在脉冲之间向所述第一和第二信号路径提供空闲模式。
35.如权利要求32所述的装置，其中所述第一差分峰值检测器的输出通过环路滤波器被耦合回到所述第一信号路径中的所述放大器作为所述第一和第二级控制信号。
36.如权利要求35所述的装置，用于调节基于所述第一差分峰值检测器的输出来调整所述光发射机的高光功率级和低光功率级以实现目标平均光功率级和消光比的电路包括响应于所述第一和第二级控制信号以控制所述光发射机的功率级的电路。
37.如权利要求35所述的装置，进ー步包括响应于所述第一和第二级控制信号以及目标平均光功率和消光比的输入来控制所述光发射机的功率级的电路。
38.如权利要求35所述的装置，进ー步包括模拟所述光发射机的控制的模式生成器；以及用于提供所述环路滤波器的输出的平均输出来校准所述光发射机増益的电路；由此所述光发射机的増益可以被校准。
39.如权利要求沈所述的装置，进ー步包括，响应于所述第一差分峰值检测器的输出的监视信号输出，作为所述光发射机的所述高光功率级和所述低功率级的指示。
40.如权利要求沈所述的装置，其中所述第一和第二级控制信号是目标光发射机功率级的计算值。
41.如权利要求40所述的装置，进ー步包括当不提供数据时，在脉冲之间向所述第一和第二信号路径提供空闲模式。
42.如权利要求沈所述的装置，其中在脉冲之间，在之前脉冲的结尾处保持所述光发射机功率级以在下一个脉冲的开始处使用。
43.如权利要求沈所述的装置，其中在所述第二信号路径中的所述第二放大器具有可编程增益。
44.如权利要求沈所述的装置，其中在所述第一和第二信号路径中的滤波器是可编程滤波器。
45.如权利要求44所述的装置，进ー步包括自适应电路，其感测所述第一信号和第二信号路径中的滤波器的输出中的频率内容以及因而调整所述滤波器以匹配两个滤波器的输出的频率内容。
46.如权利要求沈所述的装置，进ー步包括，用于响应于所述监视ニ极管的模拟输出提供输出以便针对每个发射机光组件配置调谐多个外部部件。
全文摘要
脉冲和连续模式发射机的双激光功率级控制和校准系统。第一信号路径接收发射信号，该信号还驱动发射激光，并且第二信号路径接收监视二极管的输出。所述第一和第二信号路径包括过滤，使得两个信号路径具有类似的频率响应。比较两个信号路径的上和下振幅，基于这些比较来调整光发射机的功率级。公开了具有一个控制环路和两个控制环路的实施例。
文档编号H04B10/17GK102594459SQ201110461309
公开日2012年7月18日 申请日期2011年10月29日 优先权日2010年10月29日
发明者J·C·阮, J·菲利普, M·C·拉瓦 申请人:马克西姆综合产品公司