专利名称：通信系统中的粗略点频同步的制作方法
技术领域：
笼统地说，本发明涉及通信。具体而言，本发明涉及在通信系统中实现频率同步的技木。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)是ー种多载波调制技术，对于某些无线环境，它能提供良好的性能。OFDM将整个系统带宽划分成多个(K个)正交频率子带，也将它们称为载波、子载波、单载频等等。对于0FDM，每个子带都和能够调制数据的相应载波相联系。在以下描述中，“子帯”和“载波”是同义词，可以互換。在OFDM系统中，发射机处理(例如编码、交织和调制)业务数据，产生调制码元，并进ー步将调制码元映射到总共K个子帯。然后，发射机将每个OFDM码元周期的调制码元变换到时域，形成OFDM码元。发射机将这些OFDM码元发射给接收机。接收机针对收自发射机的OFDM码元进行互补处理。接收机将收到的每个OFDM码元变换到频域，获得收到的K个子带的K个码元。收到的码元是发射机发送的调制码元带噪声带失真的版本。接收机通常都要进行频率同步来确定接收机处的频率误差。频率误差可能来源于多普勒偏移以及发射机和接收机处振荡器频率的差别等等。在特定的信道环境中，例如低信噪比(SNR)条件、快衰落等等，频率同步极具挑战性。此外，还需要快速完成频率同歩，以便使处理开销尽可能少。因此，在本领域需要一种技术用来在通信系统中进行频率同歩。
发明内容
在这里描述了用于通信系统中进行频率同步的技木。接收机处的频率误差可以分解为小数部分和整数部分。小数部分小于ー个频点间隔，可以按照现有技术中已知的方式估计和去除。频点间隔是相邻子带之间的间隔。整数部分也称为频点误差，是频点间隔的整数倍。频点误差可以用这里描述的技术来进行估计。在频点误差估计的ー个实施例中，ー开始形成不同频点误差、不同导频偏移或者频点误差和导频偏移不同组合的多个假设。导频可以在不同的子带集合上发送，每个导频偏移对应于可能在上面发送导频的ー个不同子带集合。对于每个假设，从假设确定的适当子带提取收到的码元。提取出来的收到的码元被假设为是(I)在不同码元周期中不同子带集合上发送的分散导频的和/或(2)在所有码元周期中固定的子带集合上发送的连续导频的。在一个实施例中，利用加扰序列对提取的每个假设的收到的码元进行解扩，获得这个假设的已解扩码元。用这个加扰序列在发射机处产生分散和连续导频。然后基于每个假设的已解扩码元得到这个假设的度量，例如基于已解扩码元得到信道冲激响应估计，然后基于信道冲激响应估计得到度量。在另ー个实施例中，将提取出来的每个假设的收到的码元进行相关处理，基于相关结果得到假设的度量。对于这两个实施例，都基于所有被评测假设的度量确定频点误差和/或导频偏移。如同下面描述的一祥，还可以用其它方式来进行频点误差估计。下面将详细描述本发明的各个方面和实施例。
通过下面的详细描述，并參考附图，本发明的特征和实质会更加清楚。在附图中，相似的特征用相似的附图标记表示。在这些附图中图I是发射机和接收机的框图；图2说明子带结构；图3A和3B分别说明DVB-H和ISDB-T的导频结构；图4说明接收机处的OFDM解调器；图5和6说明频点(frequency bin)误差估计器的两个实施例；图7说明通过对收到的码元解扩来进行频率误差估计的过程；图8说明通过对收到的码元进行相关处理来进行频率误差估计的过程；以及图9说明分级进行频率误差估计的过程。
具体实施例方式在这里用“示例性”这个词表示“用作实例、例子或说明”。在这里描述成“示例性”的任何实施例或设计都不必解释为相对于其它实施例或设计是优选的或有优势的。这里描述的频率同步技术可以用于各种通信系统，例如OFDM系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波-频分多址(SC-FDMA)系统等。OFDMA系统使用OFDM。SC-FDMA系统可以使用交织的FDMA(IFDMA)在遍布系统带宽的子带上进行发射，使用局域化的FDMA(LFDMA)在一块相邻子带上进行发射，或者使用增强的FDMA(EFDMA)在多块相邻子带上进行发射。总之，在频域利用OFDM发送调制码元，在时域利用SC-FDMA发送调制码元。为了清楚起见，下面具体针对基于OFDM的两个示例性的系统描述这些技术，这两个系统实现手持式数字视频广播(DVB-H)和陆地电视广播的综合业务数字广播(ISDB-T)。DVB-H和ISDB-T都支持陆地通信网上的多媒体数字传输。对于2K、4K和8K的FFT点数，DVB-H具有3种工作模式。对于256、512和IK的FFT点数，ISDB-T具有3种工作模式。在2004年11月出版的文献ETSI EN 300744中描述了 DVB-H，该文献的标题是“DigitalVideo Broaacastmg(DVB) ;Framing structure, channel coding and modulation fordigital terrestrial television”。在 2003 年 7 月出版的文献 ARIB STD-B31 中描述了ISDB-T,该文献的标题是 “Transmission System for Digital Terrestrial TelevisionBroadcasting”。公众都能得到这些文献。图I是基于OFDM的系统100中发射机110和接收机150的框图，这一系统能够实现DVB-H、ISDB-T和/或某些其它设计。在发射机110处，发射(TX)数据处理器120接收和处理(例如格式化、编码、交织和码元映射)业务数据，产生数据码元。如同这里所使用的一祥，数据码元是业务数据的调制码元，导频码元是导频的调制码元，这个导频是发射机和接收机双方都事先知道的数据，零码元是值为零的信号。OFDM调制器130接收数据码元和导频码元，并将它们分别多路复用到数据子带和导频子带上。数据子带是用于发送业务数据的子带，导频子带是用于发送导频的子帯。给定子带在ー个OFDM码元周期里可以用作数据子带，在另ー个OFDM码元周期里可以用作导频子帯。OFDM码元周期是ー个OFDM码元的持续时间，也称为码元周期。如同下面描述的ー样，导频码元可以和数据码元一起多路复用。OFDM调制器130获得每个OFDM码元周期里总共K个子带的K个发射码元。每个发射码元可以是数据码元、导频码元或零码元。OFDM调制器130利用K点快速傅立叶逆变换(IFFT)或者离散傅立叶逆变换(IDFT)变换每个OFDM码元周期的K个发射码元，获得包含K个时域码片的已变换码元。然后，OFDM调制器130重复已变换码元的一部分，产生OFDM码元。重复的部分常常被称为循环前缀或保护间隔，用于对抗频率选择性衰落，频率选择性衰落是因为无线信道中的多径现象而在整个系统带
宽上变化的频率响应。OFDM调制器130为每个OFDM码元周期提供OFDM码元。发射机单元(TMTR) 132接收和处理(例如变换成模拟信号，放大、滤波和上变频)OFDM码元，产生已调制信号，通过天线134发射给接收机150。在接收机150处，天线152从发射机110接收已调制信号，将收到的信号提供给接收机单元(RCVR) 154。接收机单元154对收到的信号进行处理(例如滤波、放大、下变频和数字化)，获得输入样本。OFDM解调器(Demod) 160按照下面描述的方式处理输入样本，获得每个OFDM码元周期里总共K个子带的K个收到的码元。收到的码元包括数据子带的收到的数据码元，以及导频子带的收到的导频码元。OFDM解调器160进行频率同步来估计和去除接收机150处的频率误差。OFDM解调器160还利用信道估计对收到的数据码元进行数据解调/检测，获得数据码元估计，这些估计是发射机110发送的数据码元的估计。然后，接收(RX)数据处理器170处理(例如码元去映射、去交织和解码)这些数据码元估计，获得已解码数据。总之，OFDM解调器160和RX数据处理器170的处理与发射机110处OFDM调制器130和TX数据处理器120的处理互补。控制器/处理器140和180分别控制发射机110和接收机150处各个处理单元的工作过程。存储器142和182分别为发射机110和接收机150储存数据和程序代码。图2说明系统100的示例性子带结构200。将BWMHz的系统总带宽划分成多个(K个)子帯，给予它们下标0 K-1，其中K可以是可配置值。相邻子带之间的间隔是BW/K MHz。对于子带结构200，将总共K个子带排列成12个不相交的交错。这12个交错不相交的含义是指K个子带中的每ー个只属于ー个交错。每个交错都包含大约K/12个子带，这些子带在总共K个子带中均勻分布,使得交错中的连续子带间隔开12个子带。于是,对于
uG {0,. . . , 11},交错u包含子带u、u+12、u+24、......下标u是交错下标,也是表明交错中
第一子带的子带偏移。图2只画出了四个交错0、3、6和9。图3A说明DVB-H的导频结构300。导频结构300包括连续导频和分散导频。连续导频是在C个子带上发送的，这C个子带分布在系统带宽上，其中的C依赖于模式。导频连续指的是在所有OFDM码元周期中，它都是在同样C个子带中发送的。这C个子带包括子带
0、48、54、......、K-1，在ETSI EN 300744中给出。在每个OFDM码元周期里，分散码元是在
一个交错内发送的。将DVB-H的发射时间划分成帧，每ー帧都包括下标为0 67的68个OFDM码元。分散导频在OFDM码元0中的交错0，OFDM码元I中的交错3，OFDM码元2中的交错6，OFDM码元4中的交错9，OFDM码元5中的交错0等等上发送。因此分散导频是在每ー组4个OFDM码元中同样的四个交错上发送的。图3B说明ISDB-T的导频结构310。导频结构310只包括在每组4个OFDM码元中的交错0、3、6和9上发送的分散导频。ISDB-T的发射时间也划分成帧，每ー帧包括204个OFDM码元，给予它们下标0 203。分散导频在OFDM码元0的交错0上发送，按照DVB-H的分散导频相同的方式在交错0、3、6和9之间循环。对于DVB-H和ISDB-T，每个OFDM码元的导频码元都是基于从ー个特定发生器多项 式得到的伪随机ニ进制序列(PBRS)产生的。这个PBRS序列包含K个比特，由下式给出{w} = {w0, W1, w2, w3, w4, . . . , wK_J(I)对于k G {0， ，K-1}，PBRS比特Wk用于产生用作子带k的导频码元的BPSK调制码元。对于u G {0,3,6,9},交错u的导频码元由PBRS比特{wu, wu+12, wu+24, wu+36,. . . }产生。表I列出DVB-H和ISDB-T中三种模式一些參数的值。在表I中，给出的參数N、K、C和S是ー个OFDM码元的。DVB-H和ISDB-T的分散导频子带的数量(S)以及DVB-H的连续导频子带的数量(C)都依赖于模式。对于ISDB-T，K是12的整数倍，交错0、3、6和9包含相同数量的导频子带。对于DVB-H，K不是12的整数倍，交错0包含的比交错3、6和9多一个导频子帯。为了简单起见，在下面的描述中假设交错包含同样数量(S)的导频子帯。表I
说明记号 DVB-HISDB-T
模式I 2 3 12 3
FFT 点数N 2048 4096 8192 256 512 1024--------
子带总数K 1705 3409 6817 108 216 432
连续导频子带的数量 C 45 89 177 ---
分散导频子带的数量 S 142 284 568 9 18 36在表I中，FFT点数比ISDB-T子带总数的两倍还要多，以便缓解对前端滤波的要求，同时使混叠噪声仍然保持较小。图4是图I中接收机150处OFDM解调器160 —个实施例的框图。在OFDM解调器160中，预处理器410从接收机単元154接收输入样本，进行处理，提供预处理后样本。预处理器410可以进行自动增益控制(AGC)、时序捕获、滤波、采样率转换、直流(DC)偏移消除和/或实现其它功能。预处理后样本的频率误差可以表示为ferr = m fbin+ A f(2)
其中fe 是接收机处的总频率误差；A f是频率误差的小数部分，它小于ー个频点间隔(bin)；fbin是ー个频点间隔，它是相邻子带之间的间隔；以及m是频率误差的整数部分，它是频点间隔的整数。频率误差的整数部分也称为频点误差或粗略点频(bin frequency)误差。粗略频率估计器412基于预处理后样本，按照本领域公知的方式估计小数频率误差Af。旋转器414从估计器412接收估计出来的小数频率误差A/，从频点误差估计器420接收估计出来的频点误差ん，从预处理后样本中去除估计出来的总频率误差，提供频率校正后的样本。循环前缀去除单元416去除附加在每个OFDM码元上的循环前缀，提供收到的 样本。FFT/DFT单元418针对每个OFDM码元周期对收到的样本进行快速傅立叶变换(FFT)或离散傅立叶变换(DFT)，提供总共K个子带的频域收到的码元。频点误差估计器420基于收到的导频码元估计频点误差，提供估计出来的频点误差，如同下面所描述的一祥。旋转器414可以从预处理后样本去除估计出来的频点误差，如图4所示。也可以是频点校正单元能够从收到的数据码元去除估计出来的频点误差(图4中没有画出)。信道估计器422基于收到的导频码元得到信道估计。信道估计可以是ー个时域信道冲激响应估计，也可以是ー个频域信道频率响应估计。数据解调器424利用信道估计对收到的数据码元进行数据解调/检测，提供数据码元估计。虽然为了简单起见在图4中没有画出，但是OFDM解调器160可以包括处理单元用来进行精细频率跟踪、精细时间跟踪、帧同步和/或实现其它功能。频点误差估计器420估计频点误差，并进ー步确定分散导频偏移，分散导频偏移表明每个OFDM码元周期中用于分散导频的具体交错。最大频点误差由接收机150处基准振荡器的准确度，收到的已调制信号的中心频率，以及系统所用模式确定。例如，如果基准振荡器具有最大百万分之五(5ppm)的误差，中心频率是800MHz，那么最大频率误差是±4kHz。对于ISDB-T中的模式3，这个±4kHz频率误差对应于1116Hz子带间隔的±4个频点间隔，对于DVB-H中的模式3，这个±4kHz频率误差对应于697Hz子带间隔的±6个频点间隔。对于ISDB-T，有±4kHz个频点间隔的模糊。因此，正确的频点误差是_4、-3、-2、-1、
0、+1、+2、+3和+4个频点间隔误差的9个“频率”假设之一。首次调谐到发射机110的频率时，接收机150通常没有帧同歩。在这种情况下，对于给定的OFDM码元，接收机150不知道分散导频是在交错0、3、6还是9上发送。如图2所示，导频偏移为0对应于分散导频是在交错0上发送，导频偏移为I对应于分散导频是在交错3上发送，导频偏移为2对应于分散导频是在交错6上发送，导频偏移为3对应于分散导频是在交错9上发送。于是有4个导频偏移的模糊。因此，正确的导频偏移是导频偏移O、
1、2和3的4个“时间”假设之一。可以用各种方式来进行频点误差估计。在一个实施例中，估计是基于频点误差和导频偏移都未知的假设进行的。对于这ー实施例，针对频率和时间联合形成多个假设。在另ー个实施例中，按照两步形成估计，第一步确定频点误差，第二步确定导频偏移。对于这ー实施例，针对频率和时间分别形成多个假设。也可以基于各个度量来形成频点误差估计。在一个实施例中，估计是基于对收到的码元进行解扩得到的度量形成的。在另ー个实施例中，估计是基于对收到的码元进行相关处理得到的度量形成的。表2列出了 4个示例性的频点误差估计方案，每个方案的假设和度量，以及能够应用各个方案的系统。为了清楚起见，下面详细说明方案I和4。表2
方案I假设 r^irwM
联合时频基于解扩DVB-H和ISDB-T
2联合时频基于相关处理 DVB-H和ISDB-T独立时频基于解扩DVB-H
~ 独立时频基于相关处理 DVB-H对于表2中的频点误差估计方案1，针对频点误差和导频偏移的不同组合形成多个频率/时间假设。要评测的频率/时间假设的总数等于频点误差的假设数量(对于频率不确定性)和导频偏移的假设数量(对于时间不确定性)的乘积，对于上面描述的ISDB-T实例，这个乘积是9X4 = 36个频率/时间假设。一个频率/时间假设对于频点误差和导频偏移是正确的假设，其余频率/时间假设是不正确的。可以将接收机150处收到的没有任何频率误差的码元表示为Zk(I) = Hk(I) Sk(I)+Nk(I)(3)其中Sk(I)是OFDM码元周期I中子带k上发送的调制码元；Hk(I)是OFDM码元周期I中子带k的信道増益；Zk(I)是OFDM码元周期I中子带k上收到的码元；以及Nk(I)是OFDM码元周期I中子带k的噪声。Sk(I)可能是数据码元或导频码元。导频码元是基于PBRS序列产生的，子带k的导频码元可以由下式给出Sk(l) = (4/3) ,，其中4/3是导频相对于数据的比例因子。如果频率误差是X个频点间隔，并且假设已经由旋转器414去除了小数频率误差Af，那么OFDM码元周期I和1+1的收到的码元可以表示为Zk+X(l) = Hk(I) Sk(l)+Nk+X(l)(4)Zk+X (1+1) = eJ2 n .x.G Hk (1+1) Sk (1+1) +Nk+X (1+1) (5)其中G是保护间隔比。如同公式⑷和(5)所示，X个频点间隔的频率误差导致子带k上发送的调制码元在接收机处是在子带k+x上收到的。因子-X-G是在频率误差为X个频点间隔的情况下，因为OFDM码元1+1的收到的码元相对于OFDM码元I的收到的码元的相位旋转。在一个实施例中，每个频率/吋间假设都覆盖ー组四个连续的OFDM码元I 1+3。可以按照如下方式来评测与X个频点间隔的假设频率误差和假设的导频偏移y对应的给定频率/时间假设Hx, y。首先，从对应于频点误差X和导频偏移y的导频子带提取收到的码元。具体地说，从y = 0的四个OFDM码元中的交错X、x+3、x+6和x+9, Ay=I的四个OFDM码元中的交错x+3、x+6、x+9和x,从y = 2的四个OFDM码元中的交错x+6、x+9、x和x+3，以及从y = 3的四个OFDM码元中的交错x+9、x、x+3和x+6，提取收到的码元。然后利用PBRS序列的对应比特对提取出来的每个OFDM码元的收到的码元进行解扩来获得已解扩码元。将OFDM码元1+1、1+2和1+3的已解扩码元分别乘以e_j“ ‘x‘G、e_ル‘X‘G和e_w -G,将X个频点间隔的频率误差引起的OFDM码元之间的相位旋转考虑进来。这ー处理的结果就是导频子带的估计出来的信道増益(或者简而言之信道増益)。y = 0、l、2和3的导频偏移的假设Hx, y的信道増益由下式给出
权利要求
1.ー种装置，包括 无线接收机，其中，所述无线接收机包括 至少ー个处理器，用于针对多个假设中的每ー个，对多个子带和多个码元周期的收到的码元进行相关处理，每个假设表示多个频率误差估计中的ー个，基于所述多个假设中的每ー个的相关结果得到所述多个假设中的每ー个的度量，并且基于针对所述多个假设中的每ー个得到的度量确定频率误差；以及 存储器，连接到所述至少一个处理器， 其中，对于每个假设，所述至少一个处理器用干将每个相关间隔中所述多个子带的相关结果进行相干相加，以获得所述相关间隔的中间值；将所述多个相关间隔的中间值进行相干相加，以获得第一值；将所述多个相关间隔的所述中间值进行非相干相加，以获得第二值；以及基于所述第一值和第二值的和，得到所述假设的所述度量。
2.如权利要求I所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于 形成ー个频率误差范围的所述多个假设，其中每个假设对应于被假设的不同的频率误差。
3.如权利要求I所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于 形成多个导频偏移的所述多个假设，其中每个假设对应于用于给定码元周期内导频的ー个不同的子带集合。
4.如权利要求I所述的装置，其中，对于每个假设，所述至少一个处理器用于 针对所述假设确定的所述多个子带提取所述多个码元周期中收到的码元，并且 针对所述多个子带中的每ー个对所述提取出来的收到的码元进行相关处理。
5.如权利要求4所述的装置，其中，假设所述提取出来的收到的码元是在不同码元周期中不同子带集合上发送的分散导频的。
6.如权利要求4所述的装置，其中，假设所述提取出来的收到的码元是预定子带集合上发送的连续导频的。
7.如权利要求I所述的装置，其中，每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
8.如权利要求I所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于 针对每个假设将多个相关间隔的相关结果进行相干相加，其中每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
9.如权利要求I所述的装置，其中，所述至少一个处理器用于 针对每个假设将多个相关间隔的相关结果进行非相干相加，其中每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
10.如权利要求I所述的装置，其中，所述第一值和第二值的所述和包括所述第一值和第二值的加权和。
11.ー种方法，包括 在包括处理器的无线接收机处，针对多个假设中的每ー个，对多个子带和多个码元周期的收到的码元进行相关处理，每个假设表示多个频率误差估计中的一个； 基于所述多个假设中的每ー个的相关结果，得到每个假设的度量；并且 基于针对所述多个假设中的每ー个得到的度量，确定频率误差； 其中，得到每个假设的度量包括将每个相关间隔中所述多个子带的相关结果进行相干相加，以获得所述相关间隔的中间值； 将所述多个相关间隔的中间值进行相干相加，以获得第一值； 将所述多个相关间隔的所述中间值进行非相干相加，以获得第二值；以及 基于所述第一值和第二值的和，得到所述假设的所述度量。
12.如权利要求11所述的 方法，其中，每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
13.如权利要求11所述的方法，其中，所述得到每个假设的度量包括 将多个相关间隔的相关结果进行相干或者非相干相加，其中每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
14.如权利要求11所述的方法，其中，所述第一值和第二值的所述和包括所述第一值和第二值的加权和。
15.ー种装置,包括 无线接收机模块，其中，所述无线接收机模块包括 用于针对多个假设中的每ー个，对多个子带和多个码元周期的收到的码元进行相关处理的模块，每个假设表示多个频率误差估计中的ー个； 用于基于所述多个假设中的每ー个的相关结果，得到所述多个假设中的每ー个的度量的模块；以及 用于基于针对所述多个假设中的每ー个得到的度量，确定频率误差的模块； 其中，所述用于得到每个假设的度量的模块包括 用于将每个相关间隔中所述多个子带的相关结果进行相干相加，以获得所述相关间隔的中间值的模块； 用于将所述多个相关间隔的中间值进行相干相加，以获得第一值的模块； 用于将所述多个相关间隔的所述中间值进行非相干相加，以获得第二值的模块；以及 用于基于所述第一值和第二值的加权和，得到所述假设的所述度量的模块。
16.如权利要求15所述的装置，其中，所述用于得到每个假设的度量的模块包括 用于将所述多个子带的相关结果进行相干相加的模块。
17.如权利要求15所述的装置，其中，所述用于得到每个假设的度量的模块包括 用于将多个相关间隔的相关结果进行相干或者非相干相加的模块，其中每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
18.如权利要求15所述的装置，其中，每个相关间隔覆盖不同的一对码元周期。
19.如权利要求15所述的装置，其中，所述第一值和第二值的和包括所述第一值和第ニ值的加权和。
20.ー种包含软件的非暂时性计算机可读介质，当执行所述软件时使所述计算机进行以下操作 针对多个假设中的每ー个，对多个子带和多个码元周期的收到的码元进行相关处理，每个假设表示多个频率误差估计中的ー个； 基于针对所述多个假设中的每ー个的不同子带和相关间隔的相关结果，得到所述多个假设中的每ー个的度量；并且 基于针对所述多个假设中的每ー个得到的度量，确定频率误差；其中，得到每个假设的度量包括 将每个相关间隔中所述多个子带的相关结果进行相干相加，以获得所述相关间隔的中间值； 将所述多个相关间隔的中间值进行相干相加，以获得第一值； 将所述多个相关间隔的所述中间值进行非相干相加，以获得第二值；以及 基于所述第一值和第二值的和，得到所述假设的所述度量。
21.如权利要求20所述的非暂时性计算机可读介质，其中，所述第一值和第二值的所述和包括所述第一值和第二值的加权和。
全文摘要
为频点误差估计形成不同频点误差、导频偏移或者频点误差和导频偏移的组合的多个假设。对于每个假设，从假设确定的适当子带提取收到的码元。在一种方案中，用加扰序列对为每个假设提取的收到的码元进行解扩，获得这个假设的已解扩码元。基于已解扩码元得到每个假设的度量，例如通过基于已解扩码元得到信道冲激响应估计，然后基于信道冲激响应估计得到度量。在另一个方案中，将提取的每个假设的收到的码元进行相关处理，基于相关结果得到度量。对于这两种方案，基于所有被评测假设的度量，确定频点误差和/或导频偏移。
文档编号H04L25/02GK102655490SQ201210134169
公开日2012年9月5日 申请日期2006年12月14日 优先权日2005年12月20日
发明者K-C·拉伊, S·A.·格拉兹科, S·帕特尔 申请人:高通股份有限公司