本发明涉及用于滤波器组多载波(FBMC)通信的发射机、接收机以及系统。具体地，该发射机，接收机以及系统可以通过数据包来通信，该数据包包括散射的导频符号结构，每个散射的导频符号结构具有至少一个主导频符号和两个辅导频符号。本发明还涉及分别对应的发射和接收方法。
背景技术：
：采用偏置正交幅度调制(OQAM)的FBMC传输是未来无线系统，例如5G系统的候选传输方案之一。对比现有技术，特别是与循环前缀正交频分复用(CP-OFDM)传输方案相比，FBMC/OQAM传输方案具有更好地控制带外无线功率泄露，和更高的频谱效率的优点。与CP-OFDM相似，FBMC/OQAM传输方案通常使用散射的导频符号结构，即分布在频域和时域中的导频符号结构，以便动态估计接收机侧的传输信道的信道响应。由于传输信道的估计，可以在该接收机侧进行相干检测，例如频域信道均衡。与CP-OFDM相反，在每个FBMC子载波上利用FBMC/OQAM传输方案传输的符号是OQAM调制的。对于这些OQAM调制的符号，在接收机侧检测到的符号的正交性——即使在理想的传输信道条件下——只在实部保留，即：Re{＜sm,n,sm',n'＞}＝δm,m'δm,n，其中，s是一个用于传输信号扩展的基本函数，m是子载波索引，n是时间索引，<·>是内积，δ是克罗内克δ函数。因此，为了在接收机侧能够精确地估计出某个导频符号的(复)信道响应，现有技术建议在发射机侧将辅导频符号插入到主导频符号附近的符号结构。主要插入该辅导频符号，以便预消除从相邻符号泄露的及滤波器组诱发的虚拟固有干扰。例如，这样的方案已在下列参考文献[1]、[2]、[3]中提出：[1]J.P.Javaudin，D.Lacroix和A.Rouxel，《用于OFDM/OQAM的导频辅助信道估计》，VTC’03春刊，2003年4月(J.P.Javaudin,D.LacroixandA.Rouxel,“Pilot-aidedchannelestimationforOFDM/OQAM”,VTC’03spring,Apr.2003)。[2]C.Lélé，《OFDM/OQAM调制：信道估计方法以及多载波CDMA和多天线传输应用》，博士论文，CNAM，2008年11月18日(C.Lélé,“OFDM/OQAMmodulation:Channelestimationmethods,andapplicationstoMulticarrierCDMAandmulti-antennatransmission”,PhDthesis,CNAM,November18,2008)。[3]WO2008/007019例如，也如图1的(a)所示，参考文献[1]提出将一个辅导频符号A8插入到围绕主导频符号P排列的符号结构110。图1在(a)中左侧示出了原型滤波器辐射图，右侧示出了符号结构110。在图(1)中，符号结构110的竖轴定义频域中的子载波，符号结构110的横轴定义时域中的符号。为了预消除主导频符号P的位置受到的虚拟干扰，其中该位置与原型滤波器辐射图中的位置“0”相对应，且受到原型滤波器响应γ1...γ8的影响，辅导频符号A8由下式计算A8=-Σi=Ωdiγiγ8=Σi∈Ω\{7}diγi+d7γ7γ8]]>其中d1...d7是符号结构110的调制的负载符号，γ1...γ8是符号d1...d7和A8的对应位置处的原型滤波器响应，Ω＝{1,2,...,8}。然而，在某些情况下，可以出现传输信道严重扭曲接收机侧处检测到的接收信号，例如由于高延迟扩展或是高多普勒扩展信道，以至于检测到的符号的完美实域正交性无法保留，并且主导频符号P受到强烈的干扰。这种干扰会严重恶化接收机侧处的信道估计性能，从而可能导致误码率(BER)和/或误块率(BLER)性能不佳。例如，当FBMC发射机在具有长延迟扩展的3GPP-ETU(扩展市区)传输信道上发射信号时，主导频符号P会由于干扰而严重失真，使总体的传输性能(在BER/BLER方面)大幅度下降。为了缓解这一问题，现有技术，例如参考文献[4]，提出通过反馈检测到的相邻负载符号迭代地消除干扰。然而，这种检测方法实施起来非常复杂。[4]C.Lele,.，R.Legouable,.，P.Siohan，《在OFDM/OQAM中迭代地散射的导频信道估计》无线通信中的信号处理进展，2009.SPAWC'09。IEEE第10次研讨会，卷，号，176-180页，2009年6月21-24日(C.Lele,.,R.Legouable,.,P.Siohan,"IterativescatteredpilotchannelestimationinOFDM/OQAM"SignalProcessingAdvancesinWirelessCommunications,2009.SPAWC'09.IEEE10thWorkshop,vol.,no.,pp.176-180,21-24June2009)。参考文献[4]中提出的检测方法也给实际的系统设计带来了挑战，特别是在实际的系统设计中出现的挑战，因为在有些情况下，若干用户共用的导频符号会紧密分配给专用负载符号。这就意味着，为了执行公共信道估计和同步，接收机侧必须检测/解码属于其他用户的周围的负载符号。此外，在多输入和多输出(MIMO)预编码的情况下，周围的负载符号可能被从属信道预编码。因此，在执行迭代信道估计时，其他用户的导频符号的检测精度可能会巨大受损。现有技术的FBMC发射机通常包括OQAM预调制器、配有原型滤波器p(t)的合成滤波器组(SFB)。现有技术的FBMC接收机通常包括配有与发射原型滤波器p(t)相匹配的接收原型滤波器g(t)的分析滤波器组(AFB)、信道估计器、信道均衡器以及OQAM后解调器。该发射原型滤波器p(t)和该接收原型滤波器g(t)是可配置的系统参数。例如，现有技术参考文献[3]中提出的接收机100在图1的(b)中示出。为了估计并消除在主导频位置(“0”)处的干扰提出了接收机100。该接收机100具有OQAMAFB101、信道估计器102、子信道均衡器103、检测器/解码器104以及干扰估计器105。估计出的干扰估计是从干扰估计器105反馈到信道估计器102的，基于该估计出的干扰估计的信道估计的迭代与所有相关的相邻符号共同执行。然而，这不仅大幅增加接收机100的复杂性，而且从所有的错误检测到的符号引入了误差传播。总之，现有技术很容易出现传输信道失真，特别是当这种失真是由长延迟扩展引起的时候。现有技术也仅仅是提出用极其复杂的系统来解决这个问题，具体地，系统的复杂涉及接收机设计和不切实际的框架设计。现有技术的缺点主要来自OQAM实域正交性的状态和在高失真信道下局部FBMC脉冲成形的有限性能。例如，通过分析可以证明，对于参考文献[3]的方案，在高信道失真的假设下，每个发射的导频符号在时域和频域上同时受到很强的固有干扰，从而导致传输性能很差。尤其是在高信噪比(SNR)区域中，干扰明显比热噪声还要强，并且明显减低了传输性能，使得在BER/BLER曲线上示出错误平层。技术实现要素：鉴于上述的缺点和问题，本发明的目的在于改进现有技术。具体地，本发明的目的是分别提供一种发射机、接收机和系统，可用于提高FBMC的传输性能，同时系统中只引入较小的额外复杂度。因此，本发明也旨在尊重框架设计原则。本发明的上述目的是通过所附的独立权利要求中所提供的方案来实现的。本发明有利的实现方式在各个从属权利要求中做了进一步限定。具体地，与现有技术相反，独立权利要求的方案提出将一对辅导频符号插入到包围主导频符号的符号结构中。本发明的第一方面提供了一种用于FBMC通信的发射机，包括：处理器，用于计算两个辅导频符号，以及预编码器，用于将所述两个计算的辅导频符号插入到符号的符号结构中，所述符号邻接包围主导频符号，其中，所述预编码器用于将所述两个辅导频符号插入到所述符号结构的两个符号位置，所述两个符号位置在时域和/或频域中相对于所述主导频符号对称。本发明的发射机使用便于接收机侧处信道估计的辅导频符号对。所述辅导频符号对优选地被插入到主导频符号周围的位置，明显有助于导频符号所经受且受到原型滤波器的定位性能影响的固有干扰。通过使用两个辅导频符号，所述主导频符号可能被迭代地在接收侧检测，而无需考虑任何其它相邻负载符号。因此，所提出的辅导频符号对的信道估计可以明显提高FBMC传输性能，甚至可能接近与完美信道估计相对应的无干扰情形。同时，具有所述两个对称的辅导频符号的方案是很简单的，因此系统中不会增加太多的复杂性。所述辅导频符号对的对称设计允许在接收侧通过组合操作支持辅导频符号的接收和检测。因此，可以减轻衰落效应，还可以避免可能出现的错误反馈决定造成的错误传播。在根据第一方面所述的发射机的第一种实现方式中，所述处理器用于将干扰信息包括到所述两个计算的辅导频符号中的至少一个中，其中，所述干扰信息是基于所述符号结构的其他符号承载的负载信息进行计算的，以便于补偿影响所述主导频符号的固有干扰。包括干扰信息的所述辅导频符号在插入到所述符号结构时，帮助补偿符号间干扰(ISI)。因此，在接收机侧对所述主导频符号的接收和检测可以得到改进。从而，FBMC通信的性能也可以总体上得到增强。在根据第一方面的第一种实现方式所述的发射机的第二种实现方式中，所述处理器用于在所述两个辅导频符号之间划分、优选地加扰所述干扰信息。因此，补偿ISI的问题可以得到有效解决。优选地，所述处理器用于划分、优选地加扰平均所述两个辅导频符号之间的所述干扰信息。在根据第一方面或根据第一方面的任一实现方式所述的发射机的第三种实现方式中，所述处理器用于将对应于一个符号的负载信息包括到所述两个辅导频符号中的至少一个中。通过包括对应于一个符号的所述负载信息，可以保证用于所提出的具有两个辅导频符号的方案的FBMC通信的带宽相对于仅用一个辅导频符号的现有技术没有减小。在根据第一方面的第三种实现方式所述的发射机的第四种实现方式中，所述处理器用于在所述两个辅导频符号之间划分、优选地加扰所述负载信息。负载信息的对称可以使接收机侧更加容易解码负载信息。优选地，所述处理器用于在所述两个辅导频符号之间划分、优选地加扰平均所述负载信息。在根据第一方面的第三或第四种实现方式所述的发射机的第五种实现方式中，所述处理器用于通过扭向量，对包括在所述两个辅导频符号中的至少一个中的所述负载信息进行扭曲。通过施加所述扭向量，接收到的辅导频符号的功率可以被最大限度地提高。在根据第一方面的第五种实现方式所述的发射机的第六种实现方式中，所述处理器用于利用第一辅导频符号A7、第二辅导频符号A8、所述扭向量Vt＝[Vt,1,Vt,2]、所述包括的负载信息d7、影响所述主导频符号的一组相邻资源网格Ω、所述符号结构的所述其他符号承载的所述负载信息di以及滤波器组响应信息γi，根据以下公式来计算所述两个辅导频符号：A7=12(d7)Vt,1-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ7A8=12(-d7)Vt,2-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ8.]]>本发明的第二方面提供了一种用于FBMC通信的接收机，该接收机包括：分析器，用于从经由传输信道接收到的至少一个FBMC数据包中提取主导频符号和包括在符号的符号结构中的两个辅导频符号，所述符号邻接包围所述主导频符号，以及信道估计器，用于基于所述主导频符号和基于所述两个辅导频符号估计所述传输信道的信道响应。所述两个辅导频符号允许所述主导频符号进行较为精确的检测，因此即使在所述传输信道严重失真的情况下，也可有更好的信道估计。因此FBMC通信的性能总体上可以得到提高。在根据第二方面所述的接收机的第一种实现方式中，所述接收机还包括：检测器，用于从所述两个辅导频符号中提取对应于一个符号的负载信息，以及干扰估计器，用于计算所述两个辅导频符号对所述主导频符号的干扰的干扰估计，其中，所述信道估计器用于基于所述主导频符号和所述干扰估计估计所述传输信道的所述信道响应。所述干扰估计器尤其能够很好的估计所述主导频符号所经受的，来自所述辅导频符号的位置对应的原型滤波器的固有干扰。因此，基于所述主导频符号的更好的信道估计是可能的。在根据第二方面的第一种实现方式所述的接收机的第二种实现方式中，所述接收机还包括：均衡器，用于基于从所述分析器接收的所述两个辅导频符号和基于与所述两个辅导频符号的时间和/或频率时刻相对应的两个信道估计计算两个均衡后的辅导频符号，所述两个信道估计是由所述信道估计器计算并从所述信道估计器接收到的。其中，所述检测器用于从所述两个均衡后的辅导频符号中提取所述负载信息。在根据第二方面的第二种实现方式所述的接收机的第三种实现方式中，所述检测器用于通过对所述两个均衡后的辅导频符号执行组合操作提取所述负载信息。通过对接收到的辅导频符号执行组合操作分别检测所述负载信息，所提出的接收过程可以更快收敛到真实干扰的最显著部分，同时应对信道衰落效应的鲁棒性可以得到改善，并且可以阻止错误传播。在许多情况下，为了收敛到信道估计的最佳性能，甚至足以做一次迭代步骤。在根据第二方面的第二或者第三种实现方式所述的接收机的第四种实现方式中，所述接收机还包括：去扭曲器，用于向所述检测器提供扭向量，其中，所述检测器用于利用所述扭向量从所述两个均衡后的辅导频符号中提取所述负载信息。在根据第二方面的第二至第四种实现方式中的任一种所述的接收机的第五种实现方式中，所述信道估计器用于基于所述主导频符号和所述干扰估计迭代地估计所述传输信道的所述信道响应，直到：在一次迭代步骤中计算出的所述两个信道估计中的至少一个与在先前迭代步骤中计算出的至少一个信道估计之间的差低于预定阈值，或者达到迭代步骤的预定最大数目。在至少上述说明的基础上，所述接收机能够实现接近最佳性能，同时仍然能够快速、高效地运行。本发明第三方面提供了一种用于FBMC通信的系统，包括：根据第一方面或者第一方面的任一种实现方式的发射机，以及根据第二方面或者第二方面的任一种实现方式的接收机。第三方面的系统能够分别使用上述描述的第一和第二方面的发射机和接收机的所有效果和优点。本发明第四方面提供了一种用于FBMC通信的发射方法，包括以下方法步骤：计算两个辅导频符号，以及将所述两个计算的辅导频符号插入到符号的符号结构中，所述符号邻接包围主导频符号，其中，所述两个辅导频符号被插入到所述符号结构的两个符号位置，所述两个符号位置在时域和/或频域中相对于所述主导频符号对称。在根据第四方面所述的发射方法的第一种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：将干扰信息包括到所述两个计算的辅导频符号中的至少一个中，其中，所述干扰信息是基于所述符号结构的其他符号承载的负载信息进行计算的，以便于补偿影响所述主导频符号的固有干扰。在根据第四方面的第一种实现形式所述的发射方法的第二种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：在所述两个辅导频符号之间划分、优选地加扰所述干扰信息。在根据第四方面或根据第四方面的任一种实现形式所述的发射方法的第三实现形式中，所述方法还包括以下步骤：将对应于一个符号的负载信息包括到所述两个辅导频符号中的至少一个中。在根据第四方面的第三种实现形式所述的发射方法的第四种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：在所述两个辅导频符号之间划分、优选地加扰所述负载信息。在根据第四方面的第三种或第四种实现形式所述的发射方法的第五种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：通过扭向量，对包括在所述两个辅导频符号中的至少一个中的所述负载信息进行扭曲。在根据第四方面的第五种实现形式所述的发射方法的第六种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：利用第一辅导频符号A7、第二辅导频符号A8、所述扭向量Vt＝[Vt,1,Vt,2]、所述包括的负载信息d7、影响所述主导频符号的一组相邻资源网格Ω、所述符号结构的所述其他符号承载的所述负载信息di以及滤波器组响应信息γi，根据以下公式来计算所述两个辅导频符号：A7=12(d7)Vt,1-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ7A8=12(-d7)Vt,2-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ8.]]>本发明第五方面提供了一种用于FBMC通信的接收方法，包括以下方法步骤：从经由传输信道接收的至少一个FBMC数据包中提取主导频符号和包括在符号的符号结构中的两个辅导频符号，所述符号邻接包围主导频符号，以及基于所述主导频符号和基于所述两个辅导频符号估计所述传输信道的信道响应。在根据第五方面所述的接收方法的第一种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：从所述两个辅导频符号中提取对应于一个符号的负载信息，以及计算所述两个辅导频符号对所述主导频符号的干扰的干扰估计，其中，所述传输信道的所述信道响应是基于所述主导频符号和所述干扰估计进行估计的。在根据第五方面的第一种实现形式所述的接收方法的第二种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：基于所述两个辅导频符号和基于与所述两个辅导频符号的时间和/或频率时刻相对应的两个信道估计计算两个均衡后的辅导频符号，其中，所述负载信息是从所述两个均衡后的辅导频符号中提取的。在根据第五方面的第二种实现形式所述的接收方法的第三种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：通过对所述两个均衡后的辅导频符号执行组合操作提取所述负载信息。在根据第五方面的第二或第三种实现形式所述的接收方法的第四种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：提供扭向量，以及利用所述扭向量从所述两个均衡后的辅导频符号中提取所述负载信息。在根据第五方面的第二至第四种实现形式中的任一种所述的接收方法的第五种实现形式中，所述方法还包括以下步骤：基于所述主导频符号和所述干扰估计迭代地估计所述传输信道的所述信道响应，直到：在一次迭代步骤中计算出的所述两个信道估计中的至少一个与在先前迭代步骤中计算出的至少一个信道估计之间的差低于预定阈值，或者达到迭代步骤的预定最大数目。第四和第五方面的方法可以分别实现上述的第一方面和第二方面的发射机和接收机所描述的相同效果和优点。需要注意的是，在本申请中描述的所有设备、元件、单元和方法可以在软件或硬件元件或它们的任何一种组合中实现。在本申请中描述的由各种实体来执行的所有步骤以及描述的由各种实体执行的功能，都意在表示各个实体用于或配置为执行各个步骤和功能。虽然在以下具体实施例的描述中，完全通过永恒实体形成的具体的功能或步骤并不反映在执行该具体步骤或功能的实体的具体详细元件的描述中，但是技术人员应当清楚，这些方法和功能可以在各软件或硬件元件或它们的任何一种组合中来实现。附图说明本发明的上述方面和实现形式将结合附图在下面的具体实施例中进行描述，其中：图1(a)中示出了具有主导频符号和辅导频符号的现有技术的符号结构，(b)中示出了根据现有技术的接收机。图2示出了根据本发明实施例的发射机。图3示出了本发明的实施例使用的具有一个主导频符号和两个辅导频符号的符号结构。图4示出了根据本发明实施例的接收机。图5示出了根据本发明实施例的接收机。图6(a)和(b)示出了本发明的实施例使用的具有一个主导频符号和两个辅导频符号的符号结构。具体实施方式图2示出了根据本发明实施例的发射机200。该发射机200包括至少用于计算两个辅导频符号A7和A8的处理器201。该处理器201可以是任何类型的控制器，例如微控制器，或任何计算单元。优选地，由该处理器201根据以下公式来计算辅导频符号对A7和A8：A7=12(d7)Vt,1-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ7]]>A8=12(-d7)Vt,2-12Σi∈Ω\{7,8}diγiγ8]]>公式中，Vt＝[Vt,1,Vt,2]是小区特定参数并表示扭向量，为了在接收过程中提高导频符号功率，可以选择地使用该扭向量。具体地，如果Vt＝[sgn(γ7)，-sgn(γ8)]，那么包括固有干扰的接收到的导频符号的功率被最大程度地提高。公式中，d7是对应于一个符号的负载信息，Ω是影响主导频符号P的一组相邻资源网格，di是符号结构的其他符号承载的负载信息，γi是滤波器组响应信息，sgn(.)是符号函数。从上面的公式可以看出，对应于一个符号的负载信息d7可以包括到两个辅导频符号A7和A8中的至少一个，并且如公式中因子1/2所示，优选地在两者之间平均划分。这同样适用于干扰信息，该干扰信息也优选地包括到两个辅导频符号A7和A8中。为了补偿影响所述主导频符号的固有干扰，干扰信息可以基于符号结构的其他符号承载的负载信息进行计算。干扰信息通过滤波器响应信息γi被包括，该滤波器响应信息γi用于检测各个原型滤波器影响主导频符号P的符号位置的强烈程度。然而，也可能在两个辅导频符号A7和A8之间不均等地划分和/或加扰所述负载信息d7和/或干扰信息，例如，在两个辅导频符号A7和A8的公式中不使用两个1/2的因子，而是使用因子1/3和2/3，或因子1/4和3/4，或因子1/5和3/5等(或反之亦然)。处理器201可以通过扭向量对包括在所述两个辅导频符号中的至少一个中的所述负载信息进行扭曲。发射机200还包括预编码器202，该预编码器202从处理器201接收计算的辅导频符号A7和A8，并且至少用于将两个计算的辅导频符号A7和A8插入到符号的符号结构，这将结合图3在下面进行说明。具体地，预编码器202用于将两个辅导频符号A7和A8插入到符号结构的两个符号位置，该两个符号位置在时域和/或频域中相对于主导频符号P对称。预编码器202也用于输出符号结构。例如，预编码器202可以是OQAM预调制器。图3示出了可以从预编码器202输出的符号结构300的一例。该符号结构300包括一个主导频符号P和八个其他符号d1-d6、A7和A8，这些符号在时域和频域上分别邻接包围该主导频符号P。排列在时域中的频率相同的符号可以是不同的时隙。排列在频域中的时刻相同的符号可以是不同的子载波。包围主导频符号P的八个其他符号中的其中两个是通过预编码器202插入的辅导频符号A7和A8。在图3中示出的辅导频符号A7和A8在时域中相对于的主导频符号P对称地插入，即“水平方向”。换句话说，由于负载信息d7和d8将存在于无任何辅导频符号的符号结构中，所以他们分别被辅导频符号A7和A8取代。然而，如后面结合图6进行的说明，辅导频符号也可以在频域中相对于主导频符号P对称地插入，即“垂直方向”，或在时域和频域中插入，即“对角方向”。辅导频符号A7和A8应当根据原型滤波器的定位性能进行插入，这对于不同的传输方案可能不同。具体地，辅导频符号A7和A8应该插入到围绕主导频符号P的那些位置，根据原型滤波器的定位性能，这些位置对主导频符号P的影响最强烈，即，会使主导频符号P经受最强烈的固有干扰。图4示出了本发明实施例的接收机400。该接收机400包括分析器401，可以是OQAMAFB。该分析器401至少用于从经由传输信道，例如从发射机200，接收到的至少一个FBMC数据包中提取主导频符号以及由发射机200的预编码器202包括在符号结构300中的两个辅导频符号和值得注意的是，相对于标有“P”、“A7”和“A8”的符号，符号和表示在接收机侧的检测到的导频符号和辅导频符号，由于不完善的传输信道，这可能和插入到发射机侧的符号不同，但在理想情况下与发送的符号相同。接收机400还包括信道估计器402，从现有技术OFDM方案中已知，该信道估计器402可以用于执行最小平方误差(LSE)或局部插值。该信道估计器402至少用于基于所检测到的主导频符号和基于两个检测到的辅导频符号和估计和输出传输信道的信道响应。信道估计器402还用于计算和输出对应于两个检测到的辅导频符号和的时间和/或频率时刻的信道估计和图5示出了根据本发明的另一实施例的接收机500。在图5中示出的接收机500反映了图4的接收机400的可选的且更详细的实现方式。具体地，图5中示出的接收机500还包括分析器401和信道估计器402。图5的接收机500还包括优选的均衡器503，该均衡器503用于基于从分析器401接收的两个检测到的辅导频符号和和基于从信道估计器402接收的两个信道估计和计算两个均衡后的辅导频符号和接收机500还包括检测器505，该检测器505至少用于从两个检测到的辅导频符号和中提取负载信息。具体地，检测器505用于从均衡器503接收的两个均衡后的辅导频符号和中提取负载信息所提取的负载符号对应于在发射机侧包括到辅导频符号A7和A8中的负载信息d7，即d7的检测版本，可能由于不完善的传输信道而与d7不同。优选地，检测器505用于通过对两个均衡后的辅导频符号和上执行组合操作提取负载信息检测器505也可以由去扭曲器504提供扭向量Vt，并且可以配置为利用扭向量Vt从两个均衡后的辅导频符号和中提取负载信息去扭曲器504还可以提供向量，该向量通过扭向量Vt反转扭因子。图5的接收机500最后包括干扰估计器506，至少用于计算两个辅导频符号A7和A8对主导频符号P的干扰的干扰估计r，或者分别基于检测到的主导频符号和检测到的辅导频符号和进行计算。干扰估计器506可以具体地将干扰估计r反馈到信道估计器402，以便于允许信道估计器402基于主导频符号P和干扰估计r，或分别基于检测到的主导频符号和干扰估计r，估计传输信道的信道响应。为了获取优化的信道估计，下面将对由图5的接收机500可以执行的单独的方法步骤进行描述。首先，基于从OQAMAFB接收的检测到的主导频符号信道估计器402估计对第P个子载波、与辅导频符号对A7和A8的位置相对应的时刻的信道响应。这些信道估计分别表示为和第二，基于所获得的信道系数和以及接收到的检测的辅导频符号和均衡器503，例如通过信道的反转，估计和并且检测器505检测负载信息优选地，负载信息通过组合检测。例如，检测到的负载信息的估计，可以由下式表示：d^7=A^7Vt,1-A^8Vt,2]]>估计的(和，可选地，除了难以检测的)检测到的负载信息将被反馈到干扰估计器506，以估计检测到的辅导频符号和对主导频符号P的固有干扰。例如，此干扰估计r可以通过下式计算其中，是负载信息d7对主导频符号P的干扰，fp(t)和gp(t)是第P个子载波上等效的发射和接收原型滤波器，(*)表示卷积，是时域上的估计的信道响应，NFFT是系统快速傅立叶变换(FFT)的大小。第三，导频符号和对应的信道响应估计更新为：P~~=P~-r.]]>此处，是更新后的接收主导频符号。第四，重复前三个步骤，直到达到最大允许的迭代次数，或直到一个专用值收敛，例如固有干扰的值收敛。这意味着接收机500，特别是信道估计器402用于基于主导频符号P和干扰估计r迭代地估计传输信道的信道响应。接收机500也可以执行迭代步骤，直到一次迭代步骤中计算出的两个信道估计中的至少一个与在先前迭代步骤中计算出的至少一个信道估计之间的差低于预定阈值，或者直到达到迭代步骤的预定最大数目。在图6中，所提出的符号结构300设计用于不同的信道条件，具体地用于不同的原型滤波器选择。这意味着，图6呈现交替的符号结构设计600和601。辅导频符号A7和A8的对称插入位置，优选地在时域上对称，即，图3中符号结构300描述的“水平方向”放置，也可在频域上对称，即，图(a)中符号结构600示出的“垂直方向”放置，或在时域和频域上都对称，即，图(b)中符号结构601示出的“对角方向”放置。这样适配的动机可以是鉴于对主导频符号P的固有干扰，覆盖最受影响的符号对位置的不同的情况，这是由原型滤波器的不同定位性能和信道条件引起的。此外，所提出的导频符号也可以与其它散射的导频设计和谐共存。具体地，在这种情况下，接收机400或500与现有技术一样，不用预先了解导频结构就能够执行相同的接收过程。本发明结合各种实施例作为例子和实现方式进行描述。然而，通过学习附图、本公开和独立权利要求，本领域技术人员可能理解或产生其他变化，从而实施本发明的权利要求。在权利要求书以及说明书中的术语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”并不排除多个。单个元件或其他单元可以实现权利要求书中记载的几个实体或项目的功能。事实上，某些手段记载在相互不同的从属权利要求中，并不表示这些手段的组合不能用在一个有利的实现方式中。当前第1页1 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