用于光信号的接收器的装置、方法和计算机程序与流程

实施例涉及一种用于光信号的接收器的装置、方法和计算机程序，更特别地但不排他地，涉及光接收器中的采样率适配。

背景技术：

这一章节介绍了可能有助于促进对(多项)本发明的更好理解的多个方面。因此，这一章节的陈述将鉴于此来阅读并且将不被理解为关于什么在现有技术中或什么不在现有技术中的承认。

常规的通信系统大多包括主干部分和接入部分。例如，无线通信网络可以包括：无线电接入网络(RAN)部分，其建立并控制无线接入；以及核心网(CN)，无线通信网络的其他网络和其他用户通过其被连接。分组数据或分组交换通信网络的另一示例是在万维网(WWW)的服务器和路由器之间所建立的通信网络。随着数据需求的稳定增长，接口和网络被改进以应对增加的负载。对于网络中的有线连接，使用光纤的光数据传输被用来增强这样的接口之间的链路容量。

在通信系统(诸如使用光数据传输、无线、有线或电力线通信的系统)中，数字数据值可以借助于光传输信号被传输。光传输信号通过根据所传输的数据值并且依据相应的相移键控(PSK)调制或正交幅度调制(QAM)方法的星座图来调制拥有载波频率的光载波信号的相位和/或振幅而被生成。突出的示例为二相相移键控(BPSK)、四相相移键控(QPSK)、16QAM、64QAM等。

在光接收器中，诸如例如模数(AD)转换器、数字信号处理器(DSP)、滤波器结构(例如，蝴蝶均衡器)等之类的组件遵循被应用以将光电(OE)转换的信号数字化的采样率。例如，每符号2个样本的采样率可以被用于这些组件。一般而言，采样率越高，相应处理组件的工作频率越高并且这些相应组件的功耗越高。

文献US 2011/0236025 A1描述了一种用于优化接收器系统的ADC的采样率与模拟抗混叠滤波器的带宽之间的相互作用的装置和方法。所描述的技术能够被用来通过优化接收器系统中所包括的光滤波器和电滤波器的带宽而缓解对于以分数采样率工作的接收器系统的混叠。

技术实现要素：

在以下概述中可能进行了一些简化，其意图为突出并介绍各种示例性实施例的一些方面，但是这样的简化不意图为限制本发明的范围。稍后章节中将跟随有优选的示例性实施例的详细描述，其足以允许本领域的普通技术人员制造并使用发明性概念。

各种实施例提供了一种用于光收发器的装置、方法和计算机程序。实施例可以使用改进的接收器处理来允许更高效的光传输概念。这可以通过对样本的重采样来实现，以使得不同的采样率能够被用于光接收器的信号处理链中的不同组件。

实施例提供了一种用于光信号的接收器的装置。该装置可操作为输入第一采样率的光信号的数字化样本。该装置进一步可操作为基于多个滤波器系数对数字化样本滤波以获得第二采样率的光信号的经滤波的样本。第二采样率不同于第一采样率。该装置进一步可操作为输出第二采样率的光信号的经滤波的样本。实施例可以使能对处理需求的采样率适配，并且可以与此一起使能处理组件的功耗对处理需求的适配。例如，输出采样率可以对应于每符号一个样本。在一些实施例中，第二采样率低于第一采样率。在一些实施例中，第一采样率与第二速率的比率可以不同于整数，其可以对应于有理数或实数，诸如1和2之间的数字。

实施例因此可以使能降低光接收器的信号处理链中的采样率、处理容量和功耗。

在一些实施例中，该装置可以可操作为自适应地更新滤波器系数。实施例可以使能基于自适应滤波的重采样，这可以自适应地更新滤波器系数，以便维持处理链中的延迟、相位或频率关系、均衡、干扰或误差减小、或者任何其他信号性质。例如，该装置可以可操作为基于恒模算法或多模算法自适应地更新滤波器系数。在一些实施例中，这样的算法可以被应用以自适应地更新滤波器系数，以用于均衡、偏振解复用、偏振模式色散(PMD)补偿、残余色散补偿、或重定时。该装置可以可操作为基于恒模算法或多模算法对滤波器系数初始化，并且然后不应用更新算法或者随后应用其他更新算法。

在一些实施例中，该装置可以可操作为基于光信号的多个偏振和/或模式来输入具有第一采样率的数字化样本的多个并行流。也就是说，输入样本可以表示光信号的多种模式和/或多种偏振。该装置可以进一步可操作为使用多个滤波器系数来解复用光信号的不同偏振和/或模式的经滤波的样本。因此，实施例可以使能在组合式滤波器结构中的重采样以及偏振或模式解复用。

在一些实施例中，该装置可以进一步包括自适应滤波器，其可以可操作为对第一采样率的数字化样本滤波。该装置可以可操作为将自适应滤波器的系数的更新基于自适应滤波器的输出样本的一部分。该装置可以进一步包括可操作为选择样本的抽取器，这些样本被用于将自适应滤波器的系数更新作为光信号的经滤波的样本中的样本。该装置可以进一步包括一个或多个内插器，其与后续的抽取器组合可操作为确定光信号的经滤波的样本中的其他样本。一些实施例可以利用为了在第一采样率处的自适应滤波器更新所选择的样本与为了经滤波的光输出信号所选择的样本之间的协同作用(synergy)，因为这样的选择被同步或者基于相同的样本。换句话说，在一些实施例中，从具有第一采样率的样本流中选择的样本(它们被选择用于自适应滤波器更新)可以被使用作为具有第二采样率的输出样本流中的样本。

例如，该装置可以可操作为使用多个并行滤波器的结构对数字化样本滤波。多个并行滤波器中的每个滤波器可以可操作为输出经滤波的样本。多个并行滤波器之一的样本输出速率可以低于第二采样率。实施例因此可以使能并行化以用于操作具有降低的采样率的并行滤波器结构。

在另外的实施例中，多个并行滤波器中的两个滤波器的两个经滤波的输出样本可以通过延迟被时间位移。该延迟基于第一和第二采样率之间的关系。实施例可以使能对重采样的输出样本的定时适配。多个并行滤波器可以可操作为处理光信号的后续数字化样本的块或群组。多个并行滤波器中的两个滤波器中的第一滤波器可以对应于参考滤波器，参考滤波器输出具有第二采样率的后续经滤波的样本的块中的第一经滤波的样本。后续经滤波的样本的块可以对应于光信号的后续数字化样本的输入块。多个并行滤波器中的两个滤波器中的第二滤波器对应于输出第二经滤波的样本的滤波器，第二经滤波的样本是后续经滤波的样本的块中的第一经滤波的样本之后的k_interp个样本。该延迟相对于来自光信号的后续数字化样本的块的最早输入样本的定时而被确定，其由多个并行滤波器中的第二滤波器使用。所述定时可以通过下式被延迟：

d_interp(k_interp)＝(k_interp)/resampling_rate-round((k_interp)/resampling_rate)，其中d_interp对应于最早输入样本的定时与第二经滤波的样本的输出之间的延迟。重采样率对应于第一和第二采样率的比率。实施例可以利用被适配于第一和第二采样率的定时来提供第二采样率的经滤波的输出样本。

此外，在一些实施例中，由多个并行滤波器中的第二滤波器使用的后续数字化样本的块中的最早输入样本的位置t_in可以对应于：t_in＝round((t_out-1)/resampling_rate)，其中t_out对应于后续经滤波的样本的块中的第二经滤波的样本的位置。实施例可以将滤波器结构适配以使得来自光信号的经滤波输入样本基于重采样率而被考虑，和/或适配于滤波器结构中的个体滤波器中所考虑的抽头数目或滤波器系数。

在实施例中，该装置可以可操作为使用一个或多个蝴蝶滤波器结构对光信号的数字化样本滤波。该装置可以可操作为使用一个或多个有限脉冲响应滤波器结构对光信号的数字化样本滤波。实施例可以使能用于光信号的数字化样本的高效滤波器结构。此外，该装置可以可操作为使数字化样本同步于第一采样率的光信号的符号流。该装置可以可操作为在第一采样率的数字化样本内基于时钟恢复使数字化样本同步。

在一些实施例中，该装置可以可操作为减少第一采样率的光信号的数字化样本中的色散，和/或该装置可以可操作为将经光电转换的模拟信号数字化以获得第一采样率的数字化样本。实施例可以针对光信号的基带处理提供高效的概念。

实施例提供了一种用于光信号的接收器的方法。该方法包括：输入第一采样率的光信号的数字化样本。该方法进一步包括：基于多个滤波器系数对数字化样本滤波以获得第二采样率的光信号的经滤波的样本。第二采样率不同于第一采样率。该方法进一步包括：输出第二采样率的光信号的经滤波的样本。

实施例进一步提供了一种具有程序代码的计算机程序，当该计算机程序在计算机或处理器上被执行时，该程序代码用于执行上文所描述的方法中的一种或多种方法。另外的实施例是一种存储指令的计算机可读存储介质，这些指令当由计算机执行时使得该计算机实施本文所描述的方法之一。

附图说明

将通过仅为示例的方式并且参考附图而使用装置或方法或计算机程序或计算机程序产品的以下非限制性实施例来描述一些其他特征或方面，在附图中：

图1图示了用于接收器的装置的实施例的框图；

图2示出了用于光信号的接收器的实施例的框图；

图3示出了用于光信号的接收器的另一实施例的框图；

图4图示了实施例的处理示例；

图5示出了一种实施例中的滤波器结构的示例；

图6图示了一种实施例中的在时域中利用自适应滤波器的处理示例；

图7图示了一种实施例中的在频域中利用自适应滤波器的处理示例；

图8图示了一种实施例中的在时域中利用自适应滤波器的另一处理示例；

图9图示了一种实施例中的滤波器结构的另一示例；

图10描绘了一种实施例中的滤波器结构的另一示例；

图11示出了用于光信号的接收器的另一实施例的框图；

图12图示了重采样率的可能值的表格；

图13图示了Q因数相对光信噪比的仿真结果；以及

图14示出了用于光信号的接收器的方法的实施例的框图。

具体实施方式

现在将参考其中图示了一些示例实施例的附图来更完全地描述各种示例实施例。在附图中，线条的粗细、层或区域可以为了清楚而被放大。

因此，虽然示例实施例能够有各种修改和替换形式，但是它们的实施例在附图中通过示例的方式被示出并且将在本文中被详细描述。然而，应当理解，不存在将示例实施例限制于所公开的特定形式的意图，而是相反地，示例实施例将覆盖落入本发明范围之内的所有修改、等价物和替换物。相似的标号贯穿附图的描述指代类似的元素。

如本文所使用的，术语“或”是指非排他的“或”，除非另有指示(例如，“或其他”或者“或替换地”)。此外，如本文所使用的，被用来描述元件之间的关系的词语应当宽泛地被解释为包括直接关系或者存在中间元件，除非另有指示。例如，当元件被称作“连接”或“耦合”到另一元件时，该元件可以直接连接到或耦合到另一元件或者可能存在中间元件。相对照地，当元件被称作“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，没有中间元件存在。类似地，诸如“之间”、“邻近”等之类的词语应当以相似方式被解释。

本文所使用的术语仅是为了描述特定实施例的目的，并且不意图是对示例实施例的限制。如本文所使用的，单数形式的“一”、“一种”和“该”也意图包括复数形式，除非上下文清楚地另有指示。将进一步理解，术语“包括”、“包括了”、“包括有”或“包括着”，当在本文中被使用时，指定所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件或组件的存在，但是不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件或它们的群组的存在或添加。

除非另有定义，本文所使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与示例实施例所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解，例如，常用词典中所定义的那些术语应当被解释为具有与它们在相关领域的上下文中的含义相一致的含义，并且将不在理想化或过于正式的意义上被解释，除非本文明确地如此定义。

在下文中，将描述用于光接收器的装置、方法和计算机程序的一些实施例。图1图示了用于接收器100的装置10的实施例的框图。换句话说，装置10可以被适配于接收器100或者在接收器100中可操作；它可以由接收器100来操作或者被包括在接收器100中。实施例还可以提供包括装置10的接收器100。图1进一步示出了包括装置10的接收器100的实施例(虚线)。

装置10可操作为输入第一采样率的光信号的数字化样本。装置10进一步可操作为基于多个滤波器系数对数字化样本滤波以获得第二采样率的光信号的经滤波的样本。第二采样率不同于第一采样率。装置10进一步可操作为输出第二采样率的光信号的经滤波的样本。在实施例中，装置10可以被实施为一个或多个处理单元、一个或多个处理设备、一个或多个处理模块、任何用于处理的部件(means)，等等。在一些实施例中，装置10可以对应于数字处理部件，例如处理器。换句话说，装置10可以被实施为在相应适配的可编程硬件上执行的软件。在其他实施例中，装置10可以对应于处理硬件，被适配为执行本文所描述的处理。在一些实施例中，装置10可以对应于处理器、控制器、数字信号处理器(DSP)等。

接收器100可以包括如随后将详细描述的另外的组件。将注意到，接收器100可以被实施为数字处理部件，具有不同的处理模块，诸如软件模块。例如，这样的处理部件(诸如相干接收器100中的DSP)中所包括的算法之一可以是通过恒模算法(CMA)更新的自适应蝴蝶均衡器。

图1进一步图示了可选的滤波器结构12，其可以对应于这样的使用CMA的蝴蝶均衡器。在实施例中，滤波器结构12可以提供多种特征，诸如均衡、偏振解复用、偏振模式色散(PMD)补偿、残余色散补偿和/或重定时。在下文中，假设这样的算法对具有高于符号率的采样频率的输入信号进行操作，高于符号率例如等于两倍的符号率，其也可以被表达为每符号两个样本(2Sps)。实施例可以使能每符号的样本数目的减少，而进一步允许接收器100的功耗上的降低，例如，在模数转换器(ADC)部分中和在色散补偿(CD comp)部分中。一些实施例因此可以例如操作在1.5Sps。实施例因此可以提供装置10来重采样符号率，这还可以包括CMA以用于每符号减少的样本。

图2图示了一种实施例中的光接收器100，其将被用来说明光接收器100的处理链中的至少一些可能的组件。在图2的组件之下，以Sps来提供对应的采样率。图2示出了包括装置10的接收器100。在当前的实施例中，假设接收器100和装置10接收电信号，该电信号对应于光信号的模拟基带表示。如本领域中已知的，光接收器100可以包括另外的组件，诸如光元件，例如光电二极管或光电晶体管，用以接收光信号并且将光信号转换为电信号。此外，接收器100、装置10可以分别包括另外的组件，诸如放大器，例如低噪声放大器(LNA)；或者滤波器电路，例如带通滤波器；混频器或下变频器等。如图2中所示出的，模拟电信号被提供给一个或多个ADC 14，一个或多个ADC14将模拟电信号转换为数字电信号。换句话说，在图2中所示出的实施例中，装置10包括ADC 14，也就是说，装置10可操作为将经光电转换的模拟信号数字化以获得第一采样率的数字化样本。

在当前的实施例中，第一采样率被假设为2Sps。如图2中进一步示出的，存在两个信号处理分支，一个处于顶部并且一个处于底部。一般而言，可以使用多个分支来处理光信号的不同模式或偏振。换句话说，装置10可以可操作为基于光信号的多种偏振和/或多种模式来输入具有第一采样率的数字化样本的多个并行流。在一些实施例中，装置10可以进一步可操作为使用将在随后详述的多个滤波器系数来解复用光信号的不同偏振和/或不同模式的样本。如图2中所示出的，数字化样本以第一采样率被提供给两个色散补偿单元16a和16b，它们耦合至ADC 14。换句话说，这两个色散补偿单元16a和16b可以对应于滤波器电路或滤波器组件，它们补偿可能在光信号中所出现的色散，该色散例如由通过光纤(诸如单模或多模光纤)的通信所引起。

如图2中所示出的，两个单元16a和16b操作在第一采样率。经补偿的数字样本然后也以第一采样率被提供给时钟恢复单元18，时钟恢复单元18从数字样本恢复时钟频率并且被耦合至单元16a和16b。在当前的实施例中，假设时钟恢复18恢复数字化样本的载波频率。在一些实施例中，这样的载波频率可能是确切的，但是数字化样本的相位对准以及光信号中的实际符号可能还未实现。这样的同步可以例如借助于由滤波器引入的分数延迟而在时钟恢复块18中或在后续的CMA块12中被实现。在耦合至时钟恢复18的后续CMA块12中，重采样可以从第一采样率至第二采样率(在当前的实施例中从2Sps至1Sps)发生。如随后将进一步描述的，CMA 12可以包括一个或多个滤波器结构，用以执行多种功能或处理特征。在重采样至第二采样率之后，在每个分支中存在耦合至CMA 12的块20a和20b，它们执行载波频率估计和校正(CFE)和载波相位估计和校正(CPE)。这些处理块可以操作在第二采样频率(1Sps)并且可以执行载波和相位估计以及载波和相位补偿或校正。例如，偏移校正可以被执行。

如上文已经提到的，图2中所描述的组件中的一些组件可以借助于DSP和对应的软件模块而被实施。CMA滤波器结构12可以包括用以将采样率从第一采样率降低至第二采样率的部件。在当前的实施例中，第二采样率低于第一采样率。在另外的实施例中，第一采样率与第二采样率的比率不同于整数。换句话说，不同于当前实施例中的比率2Sps/1Sps＝2，这种比率可以不是整数，而是对应于实数或有理数，例如1.5Sps/1Sps＝1.5。

在实施例中，CMA块12可以包括蝴蝶滤波器的集合，例如，基于单个4-有限脉冲响应(FIR)的扩展的标准CMA的蝴蝶滤波器组。CMA 12可以进一步包括能够基于CMA的独立自适应更新功能的集合。CMA 12可以进一步包括用于样本的块的滤波器的正确初始化的元件以便避免灾变事件。也就是说，装置10可以可操作为自适应地更新CMA 12中所应用的滤波器系数。例如，滤波器系数可以基于恒模或多模算法(诸如CMA、MMA等)被更新。此外，至少在一些实施例中，装置10可以可操作为基于CMA或MMA来初始化滤波器系数。随后，将解释这些元件可以如何被操作以便使能CMA块的处理特征，CMA块可以对具有任意样本速率的输入信号进行操作。例如，滤波器更新可以通过针对8/16或64QAM样本的MMA被完成。

图3示出了用于光信号的接收器100的实施例的框图。在图3的实施例中，操作在1.5Sps的ADC/DSP使用降低SPS的CMA 12并且从1.5Sps下采样至1Sps。图3的实施例示出了与图2的实施例类似的组件，除了第一采样率为1.5Sps并且第二采样率为1Sps。关于组件的特征或功能，参考图2的描述。在图3中所描绘的实施例中，输入信号包括作为第一采样率的1.5Sps的样本。在可能的实施方式中，DSP将操作在1.5Sps。在该情况下，ADC 14以1.5Sps来采样，并且色散补偿16a、16b与降低SPS的CMA 12之间的其他组件或DSP块也操作在第一采样率1.5Sps。这些块(例如，色散补偿块16a、16b和时钟恢复18)的在1.5Sps的实施方式能够被考虑为是图2中针对2Sps的采样率所描述的内容的变化。滤波器结构12或降低SPS的CMA 12在当前的实施例中执行重采样。它的输入信号处于1.5Sps的第一采样率，并且输出信号处于1Sps的第二采样率。在一些实施例中，装置10的降低SPS的CMA 12可以执行另外的信号处理或信号操作，诸如光信号的多个偏振的偏振解复用、均衡、重定时和下采样。这些操作可以立刻被执行或者与重采样依次被执行。

图4图示了如图3中所示出的实施例的处理示例。图4在顶部示出了时间线，针对其图示了奇数输出样本(情况1)和偶数输出样本(情况2)。由方形标记描绘的符号表示处于1Sps的第二采样率的光信号的经滤波的样本。在方形标记之下存在一系列的菱形标记，其表示处于1.5Sps的第一采样率的光信号的数字化样本。图4图示了输入样本(菱形)与输出符号(方形)之间的时间对准的简化表示。此外，假设就时钟恢复18和分数延迟而言已经实现了某种同步。输出符号可以被考虑为是两个不同集合(偶数和奇数)的一部分。奇数输出符号是与输入样本对准的那些输出符号。偶数输出符号是落在图4顶部的两个输入样本之间的中间的那些输出符号。为了简单的原因，如果忽略对于偏振解复用均衡和重定时的需求，则偶数输出符号可能要求0.5个符号持续期的分数延迟(被归一化到输入信号的采样率，即1.5Sps的第一采样率)。

在这种意义上，能够想到奇数和偶数输出符号都传递通过分数延迟滤波器，分数延迟滤波器为了简单的缘故而能够基于截断sinc-函数。这些sinc-函数针对情况1(奇数)和情况2(偶数)输出符号被描绘在图4的底部。用于奇数输出符号的滤波器将是以整数值采样的sinc，它们在除了t＝0之外的任何地方都为0。用于奇数输出符号的滤波器因此也可以被考虑为是简单的Dirac脉冲或delta函数。对于偶数输出的符号(情况2)，输出符号在图4中所描绘的示例中可以在t＝-3.5,-2.5,-1.5,-0.5,0.5,1.5,2.5,3.5处被采样。

换句话说，图4示出了针对偶数符号和奇数符号的两种可能情况的表示。在情况1中，奇数符号与输入信号中的对应样本时间对准，并且在情况2中，偶数样本处于输入信号的两个样本之间的中间。针对符号的偶数集合和奇数集合使用具有适当值的定时内插器可以提供由输出符号的偶数集合和奇数集合都要求的重定时功能。如图4中所图示的，可以针对奇数符号和偶数符号使用不同的滤波函数。例如，如后续的附图中所图示的，在用于奇数符号的蝴蝶结构中可以使用四个FIR滤波器，并且在用于偶数输出符号的蝴蝶结构中可以使用四个不同的FIR滤波器。

图5示出了一种实施例中的滤波器结构12的示例。在图5中所描绘的实施例中，对具有第一采样率的数字化样本的多个并行输入流滤波，第一采样率可以基于光信号的多种偏振和/或多种模式。对应地，该实施例提供了多个输出经滤波数字化样本。如图5中进一步示出的，具有滤波器结构12的装置10可操作为使用用于奇数输出样本的多个并行滤波器22a、22b、22c、22d(传递函数h_CMA)以及用于偶数输出经滤波的样本的多个并行滤波器24a、24b、24c、24d(传递函数H_内插*h_CMA)的结构对数字化样本进行滤波。如图5中所描绘的实施例中所示出的滤波器为并行FIR结构。

多个并行滤波器22a-d和24a-d中的每个滤波器可操作为基于传入的输入样本来输出经滤波的样本。例如，如图5中所示出的，滤波器2a基于输入样本1、2、3、4和5确定输出样本3，滤波器24d基于输入样本11、12、13、14和15确定输出样本10，等等。此外，从针对相应滤波器22a-d和24a-d的输入样本的编号能够看出，两个连续的奇数或偶数滤波器22a-d和24a-d之间存在1.5×2个样本的位移。换句话说，在图5中，示出了并行因数8以及五抽头CMA。多个并行滤波器22a-d、24a-d之一的样本输出速率低于第二采样率，因为它们的输出被组合并且所有滤波器的整体输出速率那么可以对应于第二采样率。

在当前的实施例中，因此假设第一采样率对应于1.5Sps并且第二采样率对应于1Sps。换句话说，针对每2个输出样本存在3个输入样本。如果进一步假设输出样本3在时间上与符号3对准或同步，则能够进一步假设符号5、7和9对应地与样本6、9和12对准，如图5右侧的表格中所给出。此外，使用内插来确定偶数样本，这由传递函数H_内插所指示，其与对应的滤波器传递函数h_CMA卷积。偶数输出样本基于内插和滤波，如在图5的右手侧的表格的下部所指示。例如，输出符号4基于输入样本4和5；输出符号10基于输入样本13和14，等等。图5进一步图示了转移函数的计算模块25，其在当前的实施例中基于恒模算法。

在以下实施例中，装置10、降低SPS的CMA模块12分别进一步包括自适应滤波器12a、12b，其可操作为对第一采样率的数字化样本滤波。图6图示了一种实施例中的在时域中利用自适应滤波器12a、12b的处理示例。自适应滤波器12a、12b包括相关器12a和16抽头滤波器12b，其将自适应滤波器12a、b的系数的更新基于自适应滤波器12a、b的输出样本的分数。应当注意，使用16抽头的滤波器12b的尺寸为示例尺寸，在其他实施例中可以使用不同的抽头数目。在图6中所描绘的实施例中，1.5Sps在自适应滤波器的输出处被假设有后续的下采样至1Sps。如图6中所示出的，装置10进一步包括下采样器，其具有内插器(6抽头)12c和两个抽取器12d和12e。应当注意，6抽头的尺寸仅是示例值并且在其他实施例中可以使用其他尺寸或不同的抽头数目。例如，8抽头内插器可能具有更高的准确性，其针对更高阶调制(诸如16QAM、64QAM)可能更好。抽取器12e可操作为选择被用于对自适应滤波器12a、b的系数进行更新的样本以作为光信号的经滤波的样本中的样本。装置10包括内插器12c，其与后续的抽取器12d组合(串联)，并且它们可操作为确定光信号的经滤波的样本中的其他样本。换句话说，图6中所示出的组件可以说明一种实施例中的用于降低的采样率操作的操作模式。

如图6中所示出的，模块12可以(是降低采样率的CMA)被划分为两个部分，自适应滤波器12a、b以及下采样器12c、d、e。第一部分12a、b操作在第一采样率(例如1.5Sps)并且负责所有的滤波部分，例如均衡、偏振解复用、PMD补偿等。第二部分12c、d、e是将采样率从第一采样率(例如1.5Sps)改变为第二采样率(通常为1Sps)的下采样器。

自适应滤波器12a、b的更新通过使用对应于符号中心的样本被完成。在图6中所示出的实施例中的1.5Sps操作的情况下，这对应于输入样本的三分之一。这些样本(或它们的一部分)被用来更新自适应滤波器12a、b。通过使用这些样本来更新自适应滤波器12a、b，由自适应滤波器计算的样本的三分之一与一半的符号自动地时间对准(当自适应滤波器12a、b已经成功收敛时)。换句话说，输入样本中每第三样本具有等于符号中心的采样时刻，更精切地，是等于每第二符号中心。例如，使用快速傅里叶变换(FFT)和逆向FFT(iFFT)来降低DSP复杂度，自适应滤波器12a、b能够在时域中或在频域中被实现。

图7图示了另一实施例中的在频域中利用自适应滤波器12a、b的处理示例。图7示出了用以将输入样本变换至频域的16抽头FFT12f。应当注意，图7将16抽头FFT指示为一种实施例中的示例尺寸。在另外的实施例中，FFT大小可以大得多，例如大3至8倍。例如，可以使用标准的“重叠且保存方法”。具有64抽头的FFT可以被计算以应用16抽头滤波器。因此，针对每个FFT可以正确计算64-16+1个样本。下一或后续FFT然后可以再次计算64个样本，具有64-16+1个样本的样本位移。换句话说，16抽头FFT可以指示16抽头为等效“滤波器大小”，其中实际的滤波器或FFT大小可能不同。FFT大小可能显著大于目标滤波器大小以便在计算上是有效的。有关FFT的尺寸设定以及“重叠且保存方法”的更多细节能够在J.C.Geyer等人的“Efficient Frequency Domain Chromatic Dispersion Compensation in a Coherent Polmux QPSK-Receiver”，Optical Fiber Communication(OFC)，collocated National Fiber Optic Engineers Conference(NFOEC)，2010Conference on(OFC/NFOEC)中找到。

滤波器12b在频域中操作并且它的输出样本然后由16抽头iFFT12g变换回到时域中。相关器12a在时域中操作，并且经更新的滤波器系数在滤波器12b中被使用之前由16抽头FFT 12h变换至频域。如针对图6中所示出的时域实施例所解释的，iFFT 12g的每第三输出样本被假设与偶数符号时间对准。图7进一步图示了抽取器12d和12e以及如上文针对图6所讨论的6抽头内插器12c。6抽头内插器12c被用来计算奇数符号。在一些实施例中，处理容量或乘法可以被节省，因为处于1.5Sps的输出样本中仅三分之一可能需要被计算并且可以考虑0.5个样本的样本位移。

如图6和图7的实施例所示出的，抽取器12d和12e处的输出样本对应于“偶数符号”并且能够直接被后面的DSP块所使用。为了计算其他符号，需要内插器。内插器的长度越长，计算准确性可以越好。能够使用6或8抽头内插器以充分的准确性计算新样本，新样本应当以与第一采样率持续期的一半相对应的持续期而位移。出自三个新计算的样本中的一个样本对应于奇数符号，它们然后结合偶数符号一起被转发至下一DSP块。能够注意到，样本内插和抽取可以高效地同时完成，例如，仅计算对应于奇数符号的右侧样本。

图8图示了一种实施例中的在时域中利用自适应滤波器的另一处理示例。图8中所描绘的实施例包括与之前附图中所图示的实施例类似的组件。在图8中，假设第一采样率为4/3Sps并且第二采样率为1Sps。下采样器因此包括附加的6抽头内插器12h和附加的抽取器12i。如之前所描述的，如随后将借助于图12进一步详述的，类似技术可以被应用到各种采样率。在每符号4/3个样本的情况下，出自由自适应滤波器12a、b所计算的4个符号中的一个符号对应于符号或者具有等于符号中心的采样时刻。这些样本(或者它们的一部分)被用于自适应滤波器更新。三分之一的符号因此能够利用样本抽取12e直接从自适应滤波器12a、b被提取。其他三分之二由两个分离的内插器12c、12h来计算。

换句话说，实施例示出了装置10可以可操作为使用由操作在第一采样率的自适应滤波器1a、b所组成的结构对数字化样本滤波，并且使用分数的输出样本(1/p)来更新自适应滤波器12a、12b。装置10可以进一步包括下采样器，其由选择被用于滤波器更新的样本的一个或多个抽取器12c、12h所组成。下采样器可以进一步包括取决于第一和第二采样率的比率而由内插器12c、12h和抽取器12d、12i所组成的一个或若干个(q-1)块(12c+12d，12h+12i)。

图9示出了一种实施例中的滤波器结构12的示例。在图9中所描绘的实施例中，数字化样本的具有第一采样率的多个输入并行流X₁、X₂被滤波，第一采样率可以基于光信号的多种偏振和/或多种模式。对应地，多个输出经滤波数字化样本Y₁、Y₂由该实施例所提供。如图9中进一步示出的，具有滤波器结构12的装置10可操作为使用针对奇数输出样本的多个并行滤波器22a、22b、22c、22d(传递函数H_ODD,11、H_ODD,12、H_ODD,21、H_ODD,22)和针对偶数输出经滤波的样本的多个并行滤波器24a、24b、24c、24d(传递函数H_EVEN,11，H_EVEN,12,H_EVEN,21，H_EVEN,22)的结构对数字化样本进行滤波。如图9中所描绘的实施例中所示出的滤波器为已知的蝴蝶FIR结构。多个并行滤波器22a-d和24a-d中的每个滤波器可操作为输出经滤波的样本。多个并行滤波器22a-d、24a-d之一的样本输出速率低于第二采样率，因为它们的输出被组合并且所有滤波器的整体输出那么可以对应于第二采样率。在当前的结构中，滤波器22a和22c的输出由加法器26a所指示的被组合以提供经滤波的奇数输出样本Y₁。对应地，滤波器22b和22d的输出由加法器26b组合以提供用于Y₂的经滤波的奇数输出样本。在偶数侧，滤波器24a和24c的输出由加法器26c组合以提供Y₁，滤波器24b和24d的输出由加法器26d组合以提供偶数的经滤波的输出样本Y₂。例如，能够假设Y₁和Y₂对应于光信号的针对不同偏振的两个经滤波的输出。如能够看到的，上方四个分支提供了奇数输出样本并且下方四个分支提供了偶数输出样本。换句话说，在这一实施例中，滤波器结构可以操作在第二采样率的一半，因为滤波器可以对奇数输出样本或偶数输出样本提供贡献。

如图9中所示出的，奇数输出样本和偶数输出样本由不同的蝴蝶滤波器22a-d和24a-d所生成。可以注意到，滤波器22a-22d、24a-24d可以被实施在实时DSP中，实时DSP可以在并行架构中利用降低的时钟进行工作。在这样的情况下，可能分别存在FIR滤波器22a-22d、24a-24d中的每个FIR滤波器的若干副本。例如，可能存在按照并行性可能要求的多至H₁₁个滤波器(参见图9中的22a和24a)。不同的滤波器可以对属于相同的并行数据块的不同样本进行操作。为了简单的缘故，可以考虑这种结构的部分表示，其中仅考虑一个输入流并且仅考虑一个输出流。这种简化可以对应于仅单个偏振被操作的情况。在这种情况下，蝴蝶结构中的四个FIR滤波器的整个集合可以减少到称为H_ODD(22a-22d)或H_EVEN(24a-24d)的单个元件。

图10图示了一种实施例中的滤波器结构12的另一示例。图10示出了滤波器22a、22b、22c、22d、24a、24b、24c、24d，如它们已经关于图9被解释的。此外，图10图示了多个输入样本30和多个输出样本32。此外，图10描绘了哪些输入样本在哪个滤波器中被考虑。这通过在每个分支中给出编号为34a-d和36a-d的输入样本来完成。也就是说，滤波器22a对输入样本34a进行操作(在输入样本的块30中具有时序位置1、2、3、4、5)，滤波器22b对输入样本34b进行操作(在输入样本的块30中具有时序位置4、5、6、7、8)，等等。滤波器24a基于输入样本36a进行操作(在输入样本的块30中具有时序位置2、3、4、5、6)，滤波器24b基于输入样本36b进行操作(在输入样本的块30中具有时序位置5、6、7、8、9)，等等。图10的分支中直接给出的编号32对应于经滤波的输出样本的流内的后续输出符号的时序。例如，滤波器22a输出了输出样本编号3，滤波器24a输出了经滤波的输出样本编号4，滤波器22b输出了输出经滤波的样本编号5，等等。

图10图示了这样的滤波器结构12的并行性的示例。此外，图10中所示出的示例假设五抽头FIR滤波器，所以在每个并行分支中考虑五个输入样本，其具有并行性8，所以每输入块或者每时钟时间生成八个输出符号。在其他实施例中，具有更多抽头或更少抽头的滤波器可以按类似的方式被使用。图10的滤波器结构12可以被实施在DSP上。块H_ODD或H_EVEN中的每个块包含四个五抽头FIR滤波器(22a-d，24a-d)以用于生成对应的输出。如上文已经提到的，输入中和输出中的第二偏振的存在为了简单的缘故而被忽略。在图10中所示出的示例中，输入信号被假设处于1.5Sps的第一采样率，其然后被用来通过两个独立的蝴蝶滤波器系列22a-d和24a-d而生成处于1Sps的第二采样率的经滤波的输出符号或样本。实施例提供了一种方法，用于结构12使用的偶数滤波器和奇数滤波器的正确且一致的更新。在一些实施例中，对应于多个滤波器系数的滤波器函数H_ODD可以通过CMA来更新，其可以仅在奇数符号上被执行。

其他滤波器系数H_EVEN可以通过H_ODD滤波器的分数延迟被计算。这样的滤波器的实施方式显示了良好的性能。然而，可能存在小的惩罚，例如通常低于0.5dB，其可能关联于分数内插器，其对于大的信噪比(SNR)是可见的。在一些实施例中，奇数滤波器22a-22d H_ODD可以通过仅在奇数符号上的CMA来更新。偶数滤波器H_EVEN然后可以通过第一阶段(例如被称作收敛阶段)中的奇数滤波器22a-22d H_ODD的分数延迟来计算。在收敛阶段之后，偶数滤波器22a-22d H_EVEN可以通过仅在偶数符号上执行的另一CMA来计算。后一种选择关于相同数据的2Sps处理可能根本不存在惩罚。如图4中所例示的，对于分数内插器的典型情况可以是截断sinc-函数、拉格朗日内插器、或加窗截断sinc-函数，如Lanczos分数延迟。可以注意到，由于DSP中所要求的可能远高于二的并行性，DSP复杂度可能不会通过使用奇数滤波器和偶数滤波器而增加。例如，该并行性针对100G的相干应答器可能处于32和256之间。

图11图示了用于光信号的接收器100的另一实施例的框图。在图11中所示出的实施例中，图示了使用下采样器和低通滤波器(LPF)38a和38b的用于ADC 14DSP的不同方案。如由图11中的相应组件之下给出的采样率所指示的，采样率由下采样器和LFP 38a和38b从2Sps减小至1.5Sps。图11中所示出的其他组件具有如上文所描述的类似功能。在图11中所示出的实施例中，ADC 14可以仍然操作在2Sps而DSP操作在1.5Sps，这通过包括反混叠LPF的初始下采样器38a、38b而成为可能。图11描绘了具有滤波器结构12的替换方案，其如上文所描述的降低了采样率。

如上文所描述的实施例所示出的，装置10可以可操作为使用一个或多个蝴蝶滤波器对光信号的数字化样本滤波。装置10可以可操作为使用一个或多个FIR滤波器结构对光信号的数字化样本滤波，其中在其他实施例中也可以使用无限脉冲响应(IIR)滤波器。此外，装置10可以可操作为使数字化样本同步于第一采用率的光信号的符号流。这通过上文的如下实施例来说明，在该实施例中，输出流的奇数符号已经与输入流的符号对齐。关于偶数样本也存在某种同步，因为它们处于输入流和上述示例的两个样本之间。在实施例中，装置10可以可操作为在第一采样率的数字化样本内基于时钟恢复18使数字化样本同步。

换句话说，时钟恢复18或所恢复的时钟信号可以被用来提供用于同步的基础，其中分数延迟或相位校正可以由滤波器结构或降低SPS的CMA 12来执行。此外，装置10可以可操作为减少第一采样率的光信号的数字化样本中的色散，例如，如上文使用色散补偿块16a和16b所解释的。在图11中所描绘的最后实施例中，实际上存在三种采样率。初始采样率为2Sps，之后为1.5Sps的第一采样率。这样的下采样通过下采样器38a和38b来实现。色散补偿16a和16b然后将可操作在第一采样率上，第一采样率已经从初始采样率被下采样。此外，装置10可以可操作为例如借助于如上文所描述的ADC 14来数字化经光电转换的模拟信号，以获得第一采样率的数字化样本。在一些实施例中，装置10可以进一步包括下采样器38a、38b，以基于初始采样率的数字样本来获得第一采样率的数字化样本。

在以下实施例中，将考虑具有任意采样率的更为一般的情况。例如，在输入信号中的每符号考虑X个样本。换句话说，输入信号在每输出符号包括X个样本。例如，有关X的分数延迟可以按分数数目X＝p/q被转化。图12图示了光信号的输入信号或数字化样本的采样率相对p/q比率的可能数值的示例表格。比率p/q可以为重采样方法的实施例的实施提供关键信息。更简单地说，针对每q个输出符号或样本存在p个输入样本。这一陈述可以表达滤波器结构12中对于q个不同蝴蝶结构的需求。每个蝴蝶结构可以由内插器或由独立CMA在基于一个或多个内插器的收敛阶段之后进行更新。内插器的数目可以为q-1，因为第一行的滤波器可以利用CMA被更新。

在一种实施例中，关于每个蝴蝶结构需要哪些输入样本具有清楚的规则可能是有用的，尤其是在结构的数目为大时。此外，实施例可以使能针对每个内插器提供正确的分数延迟，并且可以考虑到参考滤波器是第一蝴蝶结构中的滤波器。换句话说，在实施例中可能存在多个并行滤波器12中的两个滤波器的至少两个经滤波输出样本，并且多个并行滤波器中的这两个滤波器的这两个经滤波输出样本可以通过延迟而被时间位移。该延迟可以基于第一和第二采样率之间的关系，例如，p/q。在一些实施例中，多个并行滤波器22a-22d、24a-24d可操作为处理光信号的后续数字化样本的块，其在图10中由十六个输入样本30所图示。在图10中的实施例中，滤波器22a-d的输出是输出样本的块32。图10已经图示了针对十六个输入样本存在八个输出样本并且因此p/q＝2。在这一实施例中，多个并行滤波器22a-d、24a-d可操作为处理光信号的后续数字化样本的块30。多个并行滤波器22a-d、24a-d中的两个滤波器中的第一滤波器22a、24a对应于参考滤波器，参考滤波器输出后续经滤波的样本32的块中的第一经滤波的样本，后续经滤波的样本32的块具有第二采样率并且对应于光信号30的后续数字化样本的块。

多个并行滤波器22a-d、24a-d中的两个滤波器的第二滤波器22b-d对应于输出第二经滤波的样本的滤波器。假设第二经滤波的样本为在后续经滤波的样本的块32中的第一经滤波的样本之后的k_interp个样本。延迟相对于来自光信号的后续数字化样本的块30的最早输入样本34a-d、36a-d的定时而被确定，其被多个并行滤波器22a-d、24a-d中的第二滤波器22b-d、24b-d所使用。该定时通过下式被延迟：d_interp(k_interp)＝(k_interp)/resampling_rate-round((k_interp)/resampling_rate)，其中d_interp对应于最早输入样本34a-d、36a-d的定时与第二经滤波的样本的输出之间的延迟。重采样率对应于第一和第二采样率的比率。在一般情况中，d_interp(k_interp)可以对应于如下的延迟，该延迟被归一化为在输出处于1Sps的情况下针对重采样率为q/p的第k_interp个分数延迟内插器的输入采样率。

针对滤波器22a-d、24a-d的每个集合的输入样本可以通过下式来确定：

t_in＝round((t_out-1)/resampling_rate)。

换句话说，由多个并行滤波器22a-d、24a-d中的第二滤波器22b-d、24b-d所使用的后续数字样本的块30中的最早输入样本34a-d、36a-d的位置t_in可以对应于上述等式，t_out可以对应于后续经滤波的样本的块32中的第二经滤波的样本的位置。换句话说，t_out可以是输出符号的索引并且t_in可以是第一输入样本的索引。那么，在每个滤波器22a-d、24a-d中可能存在与相应滤波器22a-d、24a-d中存在的抽头一样多的样本。在一些实施例中，t_out＝k_interp+1。

例如，在1.6Sps输入信号(p＝8；q＝5)中的七抽头滤波器中，每个滤波器中存在输入样本：

q＝0：

0 1 2 3 4 5 6(没有内插器，这是参考情况)

q＝1：

2 3 4 5 6 7 8(具有分数延迟d＝-0.4的内插器)

q＝2：

3 4 5 6 7 8 9(具有分数延迟d＝+0.2的内插器)

q＝3：

5 6 7 8 9 10 11(具有分数延迟d＝-0.2的内插器)

q＝4：

6 7 8 9 10 11 12(具有分数延迟d＝+0.4的内插器)

q＝0(下一并行的行)：

8 9 10 11 12 13 14(没有内插器，这是参考情况)

应当注意，在实施例中，CMA算法可以被用来基于具体的误差函数更新滤波器系数，该误差函数可以具有低复杂度。例如，可以使用误差ε＝M-abs(Y)²，其中M是恒定模数，通常M＝1，并且Y是蝴蝶滤波器的给定输出上的输出符号。上文所提出的实施例甚至可以被应用到CMA的变化，它们可以是具有不同误差函数的已知算法。存在如多模算法(MMA)的算法，其可以在误差函数中使用针对Y的阈值并且将Y关联到给定区域。那么，对于每个区域k，可以存在针对恒定模数M_k的具体值。

在下文中，将借助于图13来呈现与基于28GBd PDM-8QAM信号的实验相对应的一系列波形的一些处理结果。图13示出了仿真结果，这些仿真结果显示了以dB为单位的q²因数相对于以dB/0.1nm为单位的光信噪比(OSNR)。q²因数被考虑为是用于光数据检测中的眼开(eye-opening)的测度。如图13中所示出的，在2Sps处获得的仿真结果由菱形标记指示，并且在1.5Sps处获得的仿真结果由方形标记指示。为了获得图13中所示出的结果，已经利用2M字节数据处理了大约140个波形，每个处于不同的信噪比。已经利用MMA算法处理了每符号两个样本，并且然后遵循上文实施例而利用MMA的降低采样率的版本处理了每符号1.5个样本。如从图13能够看到的，在1.5Sps和2Sps处获得的结果几乎相同。

实施例可以准许利用降低的采样率进行操作以便降低例如ADC14以及色散补偿滤波器16a和16b的功耗。在将采样率从2降低到1Sps时可以实现25％的范围中的功率降低。例如，按每秒65G样本，ADC、DSP和数模转换器(DAC)可以被用于43GBaud的信号而替代要求86G样本/秒。这可以导致对于电子器件的降低的功耗和更合理的规范。随着许多操作在不同的“每符号比特”速率的新调制格式被引入，对于更高波特率的需求被证明正当可以是简单的。实施例可以在容量/范围方面提供独有的益处，并且可以具有经适配的符号率以便匹配于客户端比特率(其经常可以被固定在100或400Gb/s)。

图14示出了用于光信号的接收器100的方法的实施例的框图。该方法包括：输入52第一采样率的光信号的数字化样本。该方法进一步包括：基于多个滤波器系数对数字化样本滤波54以获得第二采样率的光信号的经滤波的样本。第二采样率不同于第一采样率。该方法进一步包括：输出56第二采样率的光信号的经滤波的样本。

另外的实施例是一种存储指令的计算机可读存储介质，这些指令当被计算机执行时使得计算机实施本文所描述的方法之一。其他实施例是具有程序代码的计算机程序或计算机程序产品，在该计算机程序或计算机程序产品在处理器、计算机、或可编程硬件上被执行时，该程序代码用于执行上文所描述的方法中的任一种。

本领域的技术人员将会容易认识到，上文所描述的各种方法的步骤能够由经编程的计算机来执行。在本文中，一些实施例还意图覆盖程序存储设备，例如数字数据存储介质，其是机器或计算机可读的并且编码机器可执行或计算机可执行的指令程序，其中所述指令执行本文所描述的方法的步骤中的一些或全部步骤。程序存储设备例如可以是数字存储器；磁性存储介质，诸如磁盘和磁带；硬盘；或者光可读数字数据存储介质。实施例还意图覆盖被编程为执行本文所描述的方法的所述步骤的计算机、或者被编程为执行上文所描述的方法的所述步骤的(现场)可编程逻辑阵列((F)PLA)或者(现场)可编程门阵列((F)PGA)。

本描述和附图仅说明了本发明的原理。将因此意识到，本领域的技术人员将能够设计出各种布置，它们虽然未在本文明确描述或示出，但是却体现了本发明的原理并且被包括在它的精神和范围之内。此外，本文所记载的所有示例原则上明确地意图仅用于教导的目的，以帮助读者理解本发明的原理以及由(多位)发明人为促进本领域所贡献的概念，并且将被解释为不限制于这样具体记载的示例和条件。此外，本文中记载本发明的原理、方面和实施例以及其具体示例的所有陈述意图涵盖其等价物。

被标示为“用于……的部件”(执行某种功能)的功能块应该被理解为如下的功能模块，它们包括分别被适配用于执行或被适配为执行某种功能的电路。因此，“用于某事的部件”也可以被理解为“被适配或适合用于某事的部件”。被适配用于执行某种功能的部件因此不暗示这样的部件必然(在给定时刻)正执行所述功能。

附图中所示出的各种元件(包括被标记为“部件”、“用于处理的部件”等的任何功能块)的功能可以通过使用诸如“处理器”等的专用硬件以及能够执行软件的硬件关联于适当软件来提供。此外，本文中被描述为“部件”的任何实体可以对应于或者被实施为“一个或多个模块”、“一个或多个设备”、“一个或多个单元”等。当由处理器提供时，功能可以由单个专用处理器、由单个共享处理器、或者由多个个体处理器(其中的一些可以被共享)来提供。此外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应当被解释为排他地指代能够执行软件的硬件，并且可以隐含地不带限制地包括数字信号处理器(DSP)硬件、网络处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)、以及非易失性存储装置。还可以包括其他常规或定制的硬件。它们的功能可以通过程序逻辑的操作、通过专用逻辑、通过程序控制和专用逻辑的交互、或者甚至手动地被执行，特定技术是由实施者在从情境更具体地理解时可选择的。

本领域的技术人员应当意识到，本文的任何框图表示体现本发明原理的说明性电路的概念视图。类似地，将意识到，任何流程图表、流程图、状态转换图、伪代码等表示基本上可以表示在计算机可读介质中并且因此由计算机或处理器执行的各种过程，而不论是否明确示出了这样的计算机或处理器。

将进一步注意到，说明书中或权利要求中所公开的方法可以由设备来实施，该设备具有用于执行这些方法中的相应步骤中的每个步骤的部件。