控制混合接头的信号隔离控制装置及方法与流程
本发明涉及一种例如可用于控制混合接头以提供双工功能的类型的信号隔离控制装置。本发明还涉及一种控制混合接头的方法，该方法的类型为例如控制混合接头以提供双工功能。
背景技术：
在无线通信系统中，此类系统包括网络基础设施和用户装备，其可例如是便携通信设备。此类通信设备典型地通过相同的天线或天线组接收和发射信号。这意味着需要一些形式的双工方案，从而允许装置分离进入的和流出的信号，以使得前者不被后者覆没。在这方面，时分双工(tdd)和频分双工(fdd)都是公知的双工方案。
在其中操作通信系统的射频谱的可用性是已知的限制因素。所谓的4g或长期演进(lte)是现存的2g和3g通信系统的继承。实际上，服从lte的网络已经在很多国家运行。出于历史原因，存在如在lte标准的3g合作项目(3gpp)rel11中所定义的针对lte标准的38个lte运行频带，其中26个需要fdd操作。由于政府在多个领域中利用移动宽带谱，lte标准的后续版本可定义更多频带。
在fdd射频操作中，存在不同频率的两个分离的载波，一个用于上行传输一个用于下行传输。通常，通过称为双工滤波器(双工器或天线共用器)的发射/接收滤波器实现下行和上行传输之间的隔离。这些滤波器典型地被实施为两个高选择性滤波器，一个集中在接收频带，另一个集中在发射频带，以分离发射和接收信号，从而防止发射信号被接收信号干扰。声共振器滤波器(如表面声波(saw)滤波器)典型地用于提供需要低插入损耗和急剧衰减的双工滤波器。尽管其个别是小的且廉价的，但是将要支持多频带的通信装置对于被支持的每个频带需要一个双工滤波器，并且进一步地，需要用于频带之间的选择的射频(rf)切换，以使得双工滤波器可共享天线。
此外，由于高q共振器用于构建saw滤波器，这些滤波器不可以与cmos电路集成，因此其必须被实施在芯片外。对于以单频带运行的简单无线电收发器，这通常不是问题。然而，现代无线电收发器通常是多频带的。如上所提及，lte标准目前指定26个fdd频带。由于每个支持的频带需要一个双工滤波器，支持所有指定的频带需要用户装备的制造商使用多个滤波器。离散双工器组是一个已知的方式，该组经由多路rf开关连接至天线、发射器和接收器，多路rf开关基于需要的操作频带选择适宜的双工器。此方式增加用户装备的复杂性，且增加了多频带收发器的整体大小和成本。此方式还可导致性能损失；例如，由于支持多频带，rf开关的引入可导致功率损失。
许多设备制造商通过设计和制造支持不同操作频带的集合的不同配置的设备简单地绕开此问题。因此，制造商提供设备的范围，其中每个设备可在具有不同频带组合的领域的不同组合中操作。因此，可理解的是，消除对上述滤波器的需求可移除“全球手机”的制造的障碍，其优点在于可提供移动电话制造业的规模经济，并且减轻国际旅行者的不便。
因此，存在能够以支持多个(优选地，所有)频带的便携设备替代固定调谐双工器的方案的重大市场需求。
尽管可能调谐组成双工器的双工滤波器，但由于需要非常高的q因子共振器实现期望的选择性和低功率损耗，此方式目前在技术上是不可行的。目前，为了实现所需的小的滤波器大小，此类共振器仅可实现为声共振器，其具有公知的将其电调谐限制至仅很小的范围的双共振特性。
可选的双工解决方案是所谓的混合接头或混合电路的使用。此为4端网络，其可将传输线中的正向和逆向波方向相分离。混合接头可以以多种方式实现，包括使用变换器、波导(“魔t(magictee)”)或微带(“定向耦合器”)。还可使用有源电路实现混合接头，如现代电子模拟有线电话那样。
混合接头典型地包括第一(发射)端，第二(天线)端，第三(接收)端和第四(平衡)端。在理想的混合接头的操作中，在发射端入射的所有功率在天线端和平衡端之间划分。同样地，入射至接收端上的所有功率在天线端和平衡端之间划分。该设备因此是无损耗的并且是互逆的，并且具有两个对称的具有相互类似的性质的平面。
可使用变换器和单变换器电路实现宽带混合，例如，如“amultibandrfantennaduplexeroncmos:designandperformance”(m.mikhemar,h.darabi,anda.a.abidi,ieeejournalofsolid-statecircuits,卷48,页2067-2077,2013)所描述。
当被用作为双工器时，理论的混合接头具有耦接至其发射端的发射链的功率放大器以及耦接至接收端的低噪声放大器。如上所述，由功率放大器施加在发射端的发射功率被在天线端和平衡端之间划分，并且低噪声放大器被隔离，即，只要天线端和平衡端处的反射系数平衡，则不存在至接收器的发射信号的泄漏。
然而，实际上，将混合接头用作双工器遭受许多缺点。首先，天线的阻抗以及因此通过延伸在天线端处的阻抗典型地展示在时域和频域中的变化。天线的阻抗可随时间变化，例如，由于在天线的附近移动的物体，因此有必要将平衡端处的阻抗动态地适应天线端处的阻抗以考虑这些变化。天线阻抗也典型地随频率变化，因此为了获得在感兴趣的特定频率处的平衡，必须相应地适应平衡端处的阻抗，并且，在足够宽的系统带宽(例如，lte信道所需的20mhz)上可能不能实现良好的平衡。
其次，其他耦合机制导致从混合接头的发射端至接收端的传输信号的一些的泄漏。就此而言，接收端与发射端的隔离被限制。
将混合接头用作双工器的另一技术抑制因素是实现阻抗平衡所需的功率的吸收。在这方面，如上面所提及，混合接头是典型对称的，其在混合接头的每个分支中具有相等的3db的损失。因此，在双工的上下文中，发射功率的一半被“浪费”并且3db被有效地附加至噪声因数，由于接收的功率的浪费影响接收的信号的信噪比(snr)。
尽管上面提及的缺点与混合接头用作为双工器相关联，已尝试消除或至少减轻缺陷。例如，“optimumsingleantennafullduplexusinghybridjunctions”(laughlin,beach,morrisandhaine,ieeejournalofselectedareasincommunications,卷32,号9,2014年9月,页1653-1661)考虑具有随频率剧烈变化的阻抗和可能是最小10db的级别的返回损失的任意天线(只要不存在失谐临近效应)。这是收发器电路可被构建至宽范围的最终产品并且有可能通过未知长度的传输线被连接的实际情况。所谓的混合接头的电平衡(eb)在上面引用的文件中被提出。
然而，lte(和其他)通讯标准以考虑到的常规双工滤波器书写，其支持发射和接收频带之间的双工间隙。不幸的是，eb混合接头双工器的平衡阻抗仅提供有限带宽上的良好的隔离，理想地，此可衰减带内信号对接收器的干扰和发射器对带外信号的干扰，且因此需要覆盖发射和接收频带。就此而言，相关标准的双工间隙不受eb混合接头双工器的支持。并且，尝试使用实际可变的物理阻抗平衡足够宽的带宽上的实际(不完美的)eb混合接头双工器是非常困难的。
因此，与现存双工滤波器相比，目前，eb混合接头双工器的使用是不现实的。
技术实现要素：
根据本发明的第一方面，提供用于控制待通过天线发射和从天线接收的信号的双工的信号隔离控制装置，该装置包括：用于耦接至发射器链的发射器链分接输入；以及被可操作地耦接至发射器链分接输入的辅助发射器链，以用于处理从发射器链分接的瞬时信号，辅助发射器链包括自适应滤波器单元和用于可操作地耦接至混合接头的平衡节点的平衡节点输出；其中自适应滤波器单元具有用于可操作地耦接至混合接头的输出节点的信号泄漏监控输入；以及辅助发射器链被布置为处理分接的瞬时信号，以便生成隔离信号并将隔离信号施加至平衡节点输出，以用于使合接头的输入节点与混合接头的输出的隔离最大化。
此隔离信号可以是前馈信号。
隔离信号可以等于从天线反射的发射信号或是从天线反射的发射信号的倍数或部分。因此，平衡节点和天线节点处看见的有效反射系数可以是大体上相同的。
装置还可包括被可操作地耦接至信号泄漏监控输入的信号泄漏监控分接头；其中辅助发射器链可被布置为当使用时经由信号泄漏监控输入接收接收器处理后的泄漏信号。
装置还可包括被可操作地耦接至信号泄漏监控输入的接收器，以用于在混合接头的输出节点处接收器处理泄漏信号。
接收器可包括下变频器。接收器可被布置为关于与发射带和接收带对应的带宽而操作。
辅助发射器链可包括具有被可操作地耦接至自适应滤波器单元的输出的输入和被可操作地耦接至平衡节点输出的输出的发射器链处理阶段单元，发射器链处理阶段单元可被布置为根据用于发射器链的期望的调制方案完成分接的瞬时信号的处理。
隔离信号可以是用于抵消由发射器链生成的发射信号的基本反相的信号。
发射器链处理阶段单元可包括被布置为修改由辅助发射器链处理的瞬时信号以使得由辅助发射器链生成的隔离信号包括故意的非线性信号分量的非线性生成器单元。
发射器链处理阶段单元可包括非线性生成器单元之后的放大器，并且由放大器对辅助发射器链中生成的且由非线性生成器单元修改的预放大隔离信号的处理导致包括非线性信号分量的隔离信号。
输出节点处的泄漏信号可包括发射频带外的谱分量，可包括与泄漏信号的谱分量反相且谱一致的谱分量的隔离信号的非线性信号分量在发射频带外。
因此，隔离信号可被用于将信号分量输入至混合接头，抵消或大体上衰减发射信号的带外信号分量。
装置还可包括被可操作地耦接至平衡节点输出且使得平衡节点输出处的功率输出下降的阻抗。阻抗可以是可控的。
可通过提供一些可切换式选择的可选电阻使得阻抗是可控的。还可提供一些可以是可切换式选择的固定电容或电感。
根据本发明的第二方面，提供双工器装置，包括：关于本发明的第一方面的以上提出的信号隔离控制装置；以及具有用于接收发射信号的输入节点、用于耦接至天线的天线节点、用于从天线输出接收的信号的输出节点以及平衡节点的混合接头；其中辅助发射器链的平衡节点输出被可操作地耦接至混合接头的平衡节点；以及信号泄漏监控输入被可操作地耦接至混合接头的输出节点。
自适应滤波器单元可包括具有被布置为近似混合接头的输入节点和输出节点之间的信号泄漏的幅度和相位的估计的传递函数的自适应滤波器，生成的近似可以与信号泄漏反相。
传递函数可被布置为对仅可归因于作为天线节点和平衡节点之间的阻抗失配的结果的混合接头中反射的信号的混合接头的泄漏特性进行建模。
自适应滤波器单元可在分接的发射链信号的存在的检测期间适应滤波器系数。
自适应滤波器单元可包括频域均衡器，其被布置为通过将瞬时信号的傅里叶变换的分量和与传递函数对应的复系数向量相乘对来自分接的发射链信号的副载波进行处理。
自适应滤波器单元可被布置为当使用时响应于接收反馈信号修改自适应滤波器的系数。
当发射信号被施加至混合接头的输入节点时，发射信号可经由理论自干扰信道被泄漏至混合接头的输出节点，并且当隔离信号被施加至混合接头的输入节点时，隔离信号可经由理论抵消信道被泄漏至混合接头的输出节点。
自适应滤波器单元可被布置为修改分接的瞬时信号，以使得当修改的瞬时信号被辅助发射器链完全处理时，修改的瞬时信号导致经由对经由自干扰信道在输出节点处接收的泄漏发射信号进行抵消的抵消信道在输出节点处接收的隔离信号。
自适应滤波器单元可包括被可操作地耦接至信号泄漏监控输入和自适应滤波器的系数处理器，系数处理器可被布置为当使用时响应于接收反馈信号修改自适应滤波器的系数。
根据本发明的第三方面，提供无线收发器装置，包括：关于本发明的第二方面的以上提出的双工器装置；以及被可操作地耦接至混合接头的输入节点且被布置为生成发射信号并将发射信号施加至混合接头的输入节点的发射器链。
分接的瞬时信号可以是在副载波映射之前的发射器链分接出的信号。可选地，分接的瞬时信号可以是在副载波映射之后的发射器链分接出的信号。
在辅助发射器链被布置为将隔离信号施加至平衡节点的时间期间，发射器链可被布置为生成测试信号并将测试信号施加至混合接头的输入节点；接收器可被布置为接收第一泄漏信号srx1(ω)；在辅助发射器链可被布置为处理与测试信号对应的瞬时信号并将从测试信号生成的隔离信号施加至混合接头的平衡节点处的时间期间，发射器链可被布置为在第一泄漏信号srx1(ω)的测量之后不将测试信号施加至混合接头的输入节点；接收器可被布置为接收第二泄漏信号srx2(ω)；以及自适应滤波器单元可被布置为使用第一和第二泄漏信号srx1(ω)、srx2(ω)计算自适应滤波器的系数。
测试信号可以用于生成起始阶段的隔离信号，随后随着通过混合接头发射非测试的发射信号，可以调整起始阶段的隔离信号。
测试信号可以是具有适合的谱的声音信号，以探测通过混合接头的从其输入节点至输出节点的信号泄漏的响应。当测试信号可被施加至天线时，隔离信号可被设置为零；混合接头的平衡节点可被固定的正常化阻抗终止。混合接头的输出节点处的信号可构成根据混合接头的泄漏特性被滤波的发射信号。
在随后的声音信号和/或实际数据符号的期间，可以将输出节点处的信号与分接的发射链信号相关，以得到校正的滤波器系数，例如使用以每副载波为基础的标准最小均方类型的算法。
辅助发射器链还可包括被布置为增加分接的发射链信号的取样率的升取样器。
隔离信号可被布置为破坏性地干扰在感兴趣的频率范围内泄漏至混合接头的输出节点的发射信号。
发射信号可包括不想要的非线性信号分量，故意的非线性信号分量可与不想要的非线性信号分量反相。
发射器链可包括上变频器，并且辅助发射器链可包括另一上变频器；上变频器和另一上变频器可被布置为保证相位相干性，从而抵消本地振荡器噪声分量。
根据本发明的第四方面，提供通信设备，其包括关于本发明的第一方面的上面提出的信号隔离控制装置、关于本发明的第二方面的上面提出的双工器装置，和/或关于本发明的第三方面的上面提出的收发器装置。
根据本发明的第五方面，提供控制用于对待通过天线发射和从天线接收的信号进行双工的混合接头的方法，混合接头包括用于接收发射信号的输入节点、用于耦接至天线的天线节点、用于从天线输出接收的信号的输出节点以及平衡节点，该方法包括：将瞬时发射信号分接出发射器链；提供辅助发射器链；辅助发射器链接收瞬时发射信号并生成前馈隔离信号，以将混合接头的输入节点与混合接头的输出节点的隔离最大化；以及将前馈隔离信号施加至平衡节点。
因此，有可能提供信号隔离控制装置、双工器装置、无线收发器装置和用于其的方法，其可以以自适应的方式依据天线的响应在平衡节点提供隔离信号，因而实现跨越宽范围的频带的操作。
由于可在信号处理比在模拟域中更容易进行的数字域中执行混合接头关于不同的频带的自适应，可避免对物理阻抗的切换或配置的依赖。因此，可通过使制造所需的部件和与使收发器装置动态地适应不同的频带相关联的功率损失最小化的方式实现更高的效率。
此外，由于用于生成隔离信号的自适应方案尝试消除发射信号至输出节点的馈通，无论耦合机制如何，自适应方案还对非理想混合接头的不完美进行补偿。
由于频域均衡是两个复向量的向量乘积，这简化了处理，因为关于信号后副载波映射的操作是相对简单的操作。就此而言，因为隔离信号的生成可遵循与采用的正常发射链类似的方案，因此可以提供可能的自适应的范围以支持宽范围的频带。例如，对于用于lte的sc-fdma调制，自适应滤波器实际上是频域均衡器。
并且，通过遍及分接的发射器链信号的存在的检测期间将泄漏信号和分接的发射信号进行比较，可以定期地更新隔离信号，从而考虑天线节点处的反射系数随时间的变化。
此外，混合接头的平衡节点处的阻抗的值因此可更接近天线节点处的阻抗值，因而增大混合接头的输入节点和输出节点之间的被动隔离，因此降低用于隔离信号的功率驱动需求并提升输入节点和输出节点之间的整体隔离。
另外，通过提供耦接至平衡节点的阻抗，到达混合接头的平衡节点的任何功率不需要被装置吸收或消散。
附图说明
现在将结合附图通过仅示例的方式描述本发明的至少一个实施例，其中
图1是构成本发明的实施例的用户装备设备的示例图。
图2是构成本发明另一实施例的由图1的用户装备设备使用的收发器装置的部分的示例图。
图3是图2的混合接头设备中的信号泄漏的示例图。
图4是构成本发明的再一实施例的图2的收发器装置的双工功能的操作的流程图。
图5是更详细的图2的收发器装置的示例图。
图6是构成本发明的又一实施例的控制用于对信号进行双工的混合接头的方法的流程图。
图7是由图5的收发器装置应用的设置滤波器系数的方法的流程图。
图8是构成本发明的另一实施例的图5的收发器装置的替换方案的示例图。
图9是构成本发明的再一实施例的图5和图8的收发器装置的再一替换方案的示例图。
图10是构成本发明的实施例的用于控制图9的混合接头的另一方法的流程图。
图11是由图9的收发器装置应用的设置滤波器系数的另一方法的流程图。
具体实施方式
在以下的描述中，相同的附图标记将自始至终被用来表示类似的部件。
参照图1，在lte通信系统中操作的用户装备(ue)设备包括处理资源102，处理资源102在此示例中是蜂窝通信终端的芯片集。处理资源102被耦接至发射器链104和接收器链106，发射器链104和接收器链106被耦接至双工装置108。双工装置108被耦接至天线110。
ue设备100还具有易失性存储器(例如ram112)和非易失性存储器(例如rom114)，其各自耦接至处理资源102。处理资源102还被耦接至麦克风116、扬声器单元118、键盘120以及显示器122。本领域技术人员应理解，以上描述的ue设备100的架构包括其他元件，但为了保持说明书的简明和清楚，不在此描述此类附加的元件。
转向图2，在收发器中，图1的发射器链104包括发射调制器单元200和功率放大器202。发射调制器单元200的输出被可操作地耦接至功率放大器202的输入。
图1中绘示的双工装置108包括具有输出节点206、输入节点208、天线节点210和平衡节点212的混合接头204。在此，当关于混合接头204使用时，术语“输入节点”和“输出节点”从混合接头204的角度被表示为参照点。输出节点206被耦接至低噪声放大器214的输入，接收器链106包括低噪声放大器214和后续处理阶段(未示出)。天线110被可操作地耦接至天线节点210。双工装置108还包括以如下方式被可操作地耦接至混合接头204、发射调制器单元200和功率放大器202的信号隔离控制装置216。
信号隔离控制装置216包括自适应滤波器单元218、可控电流源220、阻抗222和信号监控单元224。自适应滤波器单元218的信号输入被可操作地耦接至发射调制器单元200的输出以及功率放大器202的输入。自适应滤波器单元218的泄漏信号监控输入被可操作地耦接至信号监控单元224的监控输出。在此示例中，信号监控单元224是以发射功率操作并且包括复合下变频器(未示出)的测量接收器。测量接收器能够在发射的或接收的信号的全带宽上操作并接收器处理由测量接收器接收的任何信号，由于需要以从混合接头204的输入节点208至输出节点206的任何信号泄漏为特征从而获得关于混合接头204的信号泄漏的响应。自适应滤波器单元218的控制输出被可操作地耦接至可控电流源220的控制输入。
可控电流源220的第一端被耦接至混合接头204的平衡节点212并且可控电流源220的第二端被耦接至例如在地电位的共轨226。在此示例中，可控电流源220为跨导放大器。然而，可使用任何适当的已知电路来实施可控电流源220以提供以下描述的类型的隔离信号。阻抗222还具有被可操作地耦接至平衡节点212的第一端和被耦接至共轨226的第二端。信号监控单元224的输入经由装置216的信号泄漏监控输入(未示出)被可操作地耦接至混合接头204的输出节点206和低噪声放大器214的输入之间的分接点228。
为了更好地理解双工装置108的操作，在此将描述理想的以及不理想的混合接头的操作的原理。对于理想的混合接头，可从数学角度示出，当连接至平衡节点212的反射系数等于或“匹配”于连接至天线节点210的反射系数时，可实现输出节点206和输入节点208之间的信号隔离，即将输入节点208处的发射信号
为了使得天线节点210处的反射系数与平衡节点212处的反射系数相等，需要将信号(下文称为隔离信号)从信号隔离控制装置216注入平衡节点212。将理解的是，可控电流源220由于其具有无穷大的并联阻抗而不因其自身影响阻抗222，但是通过注入来源于发射信号的电流信号，有效阻抗可以被改变，使得平衡端口212处的集合信号等同于从天线节点210反射回至混合接头204的信号。
应当理解的是，在一些示例中，混合接头204的设计可以是这样的：通过将故意的“偏斜”引入混合设计而通过隔离信号(从天线节点210反射回至混合接头204的信号的倍数或部分)实现混合接头204的平衡。此具有如下优点：可减少转向平衡节点212的传输信号的部分，并且使得更大的功率可用于发射节点210。而且，可减少需要由隔离控制装置216生成的功率的量。
可通过假设天线节点210具有与其相关联的天线节点反射系数ρa并且平衡节点212具有与其相关联的平衡节点反射系数ρb获得用于此类匹配的混合接头的传递函数。天线反射系数ρa是频率相依的。平衡节点被视为匹配的，但“负载”是有源的并且可以生成入射波ab。为了简明，还假设输入和输出节点208、206也分别是匹配的。
然后，通过下面的入射波幅度和散射矩阵的乘积给出反射波幅度：
其中ao是输入节点208处的入射波，ab是平衡节点212处的入射波，bo是输入节点208处的反射波，ba是天线节点210处的反射波，bi是输出节点206处的反射波，bb是平衡节点处的反射波，以及k和k′是耦合系数。由于混合接头204被假设为无损的，k2+k′2＝1。对于相等的功率划分，
将散射矩阵的第三列和第四列互换，再将散射矩阵的第三行和第四行互换，并相应地改变列向量的分量的顺序，得到：
由此：
bi＝k′ρaba-kab
为了隔离，我们想让bi为零，为此：
k′ρakao＝kab，且因此
ab＝k′ρaao
因此，需要的传递函数简化为k′ρa。
然而，本领域技术人员将理解，实际中，混合接头204的性能不是理想的。正因如此，混合接头204受到其他耦合机制的支配，导致除在天线节点210和平衡节点212处反射的信号之外从输入节点208至输出节点206的信号泄漏。
参照图3，操作中，由发射调制器单元200生成上变频的调制基带信号stx。此上变频的信号stx被功率放大器202放大以在功率放大器202的输出处并因此在混合接头204的输入节点208处得到经放大的信号(发射信号)
再次参照图2，依据混合接头204的配置，在天线节点210和平衡节点212之间将施加至输入节点208的发射信号
在另一示例中，可例如通过使用由例如自适应滤波器单元218的控制器(未示出)控制的开关电阻器组使得阻抗222是自适应的。当然，此仅为一个示例，可使用例如可切换选择的固定电容器和/或电感器以及电阻器控制阻抗来考虑阻抗调谐的任何合适的方法。然而，通过使平衡节点212处看到的阻抗接近天线节点210处看到的阻抗，可能增强混合接头204的输入节点208和输出节点206之间的固有隔离，因而降低待注入平衡节点212的隔离信号所需的功率，并且还可增强混合接头204的输入节点208和输出节点206之间的整体隔离。例如，阻抗222可以是25、50和100欧姆的电阻器以使上至2:1的电压驻波比(vswr)的驱动需求最小化。
操作中(图4)，在信号监控单元224的监控输出处使用监控信号调节自适应滤波器单元218，构成接收反馈信号，从而控制隔离信号的控制生成。在这方面，信号监控单元224分接(步骤400)在混合接头204的输出节点206处存在的泄漏信号的部分并用作在与发射信号
以上示例涉及频域中的处理实施，但应当理解的是，对于一些应用，可选地可在时域中进行自适应滤波。然而，为了进一步减轻可归因于其他的泄漏信号，提出非平衡相关的耦合机制。
参照图5，对于lte通信系统指定的单载波频分多址波形的发射调制器单元200包括可操作地耦接至波形生成器302的数据映射器300。波形生成器302被可操作地耦接至数字傅里叶变换单元304，数字傅里叶变换单元304为m点数字变换单元。副载波映射单元306被可操作地耦接至数字傅里叶变换单元304和n点逆快速傅里叶变换单元308，其中n大于m。逆傅里叶变换单元308被可操作地耦接至上变频器310，上变频器310具有被可操作地耦接至功率放大器202的输入的输出。
在此示例中，当使用时，发射器链中的信号以复制的方式被分接。在这方面，分接点312位于数字傅里叶变换单元304的输出处并被耦接至装置216的辅助发射器链314，辅助发射器链314包括发射器链处理阶段单元，例如具有耦接至分接点312的输入和可操作地耦接至辅助副载波映射单元318的输入的输出的频域均衡器(fde)316。在此提出的示例中，频域均衡器316的输入构成装置216的发射器链分接输入并作为代表被发射的符号信号的m个傅里叶分量的集合。混合接头204的输入节点208和输出节点206之间的“泄漏信道”以及平衡节点212和输出节点206之间的“抵消信道”以本文后续描述的方式被自适应信号处理器326估计。这些信道估计用于以本文后续描述的方式确定用于fde316的系数。fde316可被实施为代表频域传递函数的复系数向量，例如以分接瞬时信号的傅里叶分量的m个频率的每个对频域传递函数的幅度和相位进行编码的m个复系数的集合。当使用时，频域均衡器316用来执行分接瞬时信号的每个傅里叶分量和上面提及的对应的复fde系数的逐点相乘，从而生成可被输入至辅助副载波映射单元318的m个修改的傅里叶分量。
辅助副载波映射单元318的输出被可操作地耦接至辅助n点逆快速傅里叶变换单元320的输入，辅助n点逆快速傅里叶变换单元320的输出被可操作地耦接至辅助上变频器322的输入。辅助上变频器322的输出被可操作地耦接至辅助功率放大器324的输入，构成电流源。辅助功率放大器324的输出被耦接至混合接头204的平衡节点212。在此示例中，构成系数处理器的自适应信号处理器326被可操作地耦接至频域均衡器316，其共同作为自适应滤波器单元218。自适应信号处理器326还被可操作地耦接至信号监控单元224的监控输出，并且还可依据自适应信号处理器326是否依赖需要分接的瞬时信号的数学方法而被可操作地耦接至分接点312。本地振荡器328被可操作地耦接至上变频器310、辅助上变频器322和信号监控单元224。如所看出，发射器链处理阶段单元用于根据期望的调制方案(例如ofdm)完成分接的瞬时信号的处理。
操作中，(图6)，使用数据映射器300和波形生成器302将m个数据位的块正交振幅调制(qam)调制到零中心频率处的载波信号上。调制的载波信号然后通过数字傅里叶变换单元304经受离散傅里叶变换(步骤602)以生成幅度和相位与qam波形重复对应的的m个等距的相邻副载波的集合，其根据lte标准占据m×15khz的带宽。相邻副载波的集合然后被副载波映射单元306映射(步骤604)至跨越lte标准的全带宽的n个副载波的更大的集合的部分。映射之后，由逆傅里叶变换单元308使得n个副载波的全部集合经受逆快速傅里叶变换(步骤606)以生成然后被上变频器310上变频(步骤608)以形成rf信号的时域波形。上变频的rf信号然后在被施加(步骤612)至输入节点208之前被功率放大器202放大(步骤610)。尽管用户装备100包括接收器链106，用户装备100的此部分的操作不直接涉及本发明在此提出的示例的操作，因此为了描述的清楚和简洁，将不对其进行进一步详述。
辅助发射器链314的发射器链处理阶段单元重现发射调制器单元200和功率放大器202的至少部分的处理。处理重复的量取决于由发射调制器单元200执行的处理中的阶段，其中瞬时信号从分接点被分接入发射调制器单元200以及因此的发射器链200、202(104)。在此示例中，分接的瞬时信号构成发射调制器单元200的处理(到并包括由数字傅里叶变换单元304进行的离散傅里叶变换的执行)。
辅助发射器链314再现由副载波映射单元306、n点逆快速傅里叶变换单元308和上变频器310执行的处理。在这方面，调制方案适用于生成隔离信号，在此示例中，辅助发射器链314提供至少与发射器链104相同的剩余处理阶段。为了生成隔离信号，用户装备100的发射调制器单元200在实现待生成的频域均衡系数的至少初始集的适合时间段期间最初生成(步骤650，图7)构成测试信号的具有适合的谱的声音或训练信号，以探测混合接头204关于信号泄漏的响应。可在发射非测试的发射信号之前使用此测试信号。基于提供上面提及的泄漏信道(下文称为“自干扰信道”)和所谓的“抵消信道”的混合接头204的操作生成频域均衡系数。
在这方面，混合接头的泄漏被视为理论(notional)自干扰信道并且此信道的效果需要被测量，并且这通过使用发射器链104最初发射声音信号stx1(ω)来实现，第一泄漏信号srx1(ω)响应于声音信号stx1(ω)的应用在混合接头204的输出节点206处出现。
第一泄漏信号srx1(ω)是自干扰信道对发射的声音信号stx1(ω)的影响的结果，其特征为关于接收作为刺激的声音信号stx1(ω)的输入节点208和响应于其提供泄漏信号srx1(ω)的输出节点206定义自干扰信道的响应的输入/输出传递函数lio(ω)。此可被表达为下式。
srx1(ω)＝lio(ω)stx1(ω)
因此，通过重新整理此表达式，获得传递函数lio(ω)的表达式。
对混合接头204的抵消信道对施加至平衡节点212的刺激的影响进行估计也是有必要的。在这方面，通过经由辅助发射器链314在平衡节点212处施加声音信号stx2(ω)测量平衡节点212和输出节点206之间的理论抵消信道，同时设置发射器链104从而不在输入节点208处施加任何信号。在这方面，在通过辅助发射器链314施加声音信号stx2(ω)的情况下，抵消信道可以以抵消传递函数lbo(ω)为特征，其关于接收隔离信号作为刺激的平衡节点208和响应于其提供第二泄漏信号srx2(ω)的输出节点206定义抵消信道的响应。此可被表达为下式。
srx2(ω)＝lbo(ω)stx2(ω)
因此，通过重新整理此表达式，获得抵消信道的传递函数lbo(ω)的表达式。
对于在输出节点206处待被隔离信号itx(ω)抵消的泄漏的发射信号stx3(ω)(即由混合接头204在其输入和输出节点之间泄漏的发射信号)，此两个信号的和必须为零：
stx3(ω)lio(ω)+itx(ω)lbo(ω)＝0(1)
通过将发射信号stx3(ω)和频域均衡器316的传递函数fdf(ω)相乘生成隔离信号itx(ω)。
itx(ω)＝fde(ω)stx3(ω)
将该表达式代入上式(1)：
stx3(ω)lio(ω)+fde(ω)stx3(ω)lbo(ω)＝0
可重新整理此表达式从而获得频域均衡器316的传递函数的表达式。
当使用相同的声音信号测量自干扰信道和抵消信道时，即，当stx1(ω)＝stx2(ω)时，频域均衡器316的传递函数的计算可被进一步简化为：
上式涉及连续频率情况。对于副载波等同情况，通式被简单地离散化：
类似地，在关于自干扰信道和抵消信道的估计使用相同的声音信号的特殊情况下，即当stx1(ω)＝stx2(ω)时，相应的表达式可被简单地离散化：
其中k＝1，2，...，n且n为副载波的数量，以及ωk为第k个副载波的频率。
就此而言，在频域均衡器316中对由数字傅里叶变换单元304生成并且构成分接的瞬时信号的m个副载波的集合进行处理(步骤614)，其实质上是使用响应于施加至输入节点208和平衡节点212的刺激在输出节点206处接收的信号将与副载波对应的向量和构成以上述方式确定的构成频域均衡器316的传递函数fde(ωk)的复系数向量相乘。在此方面，监控单元224生成监控信号，其通过接收器处理从混合接头204的输出节点206分接出的泄漏信号的部分而生成。由自适应信号处理器326以上述方式使用监控信号，从而引导由频域均衡器316对瞬时信号的分接部分的处理。
在由频域均衡器316进行处理之后，由辅助副载波映射单元318映射(步骤616)m个经缩放的副载波的经处理的集合，并且然后在由辅助上变频器322将其上变频(步骤620)至rf域中之前，由辅助逆快速傅里叶变换单元320使经映射的副载波经受逆快速傅里叶变换(步骤618)，映射、逆傅里叶变换以及上变频的处理阶段与发射器链104的对应的处理阶段相同。经上变频的分接信号然后被接收(作为模拟信号)并被辅助功率放大器324放大(步骤622)，并且由辅助功率放大器324生成的经放大的rf信号(隔离信号)被施加(步骤624)至混合接头204的平衡节点212。因此，辅助发射器链314(以及频域均衡器316)改变瞬时信号的分接的部分。
参照图7，当经处理的声音信号的形式的发射信号被施加至混合接头204的输入节点208以及因此被施加至天线110时，隔离信号被设置(步骤652)为零，以使得混合接头204的平衡节点212被阻抗222(图5中未示出)有效终止。从混合接头204的输出节点206分接的泄漏信号然后有效地使传递函数对施加至混合接头204的输入节点208的发射信号(最初，声音信号)进行滤波，传递函数以不想要的信号至输出节点206的耦接(不考虑耦合机制)(的估计的近似)为特征。在这方面，本文测量的输入节点208和输出节点206之间的泄漏可包含输入节点和输出节点之间的所有泄漏机制，包括但不限于由于天线节点210和平衡节点212之间的阻抗失配以及输入节点208和由于混合接头204的非理想性质导致的输入节点208和输出节点206之间的其他直接和间接耦接而产生的泄漏。作为经测量的泄漏信号的结果而生成的隔离信号可因此用来不管耦合机制地通过信号抵消来消除或至少减轻输入节点208和输出节点206之间的信号泄漏。
然后由自适应信号处理器326对由监控单元224生成(步骤654)的接收器处理的信号连同瞬时信号(与原始声音信号相关联)的分接的部分进行分析(步骤656)，从而计算(步骤658)上面提及的由频域均衡器316施加的频域均衡系数的初始集。
其他声音信号然后可被生成和/或使用(步骤660)实际数据符号以进一步改善频域均衡器316的性能和/或保持其性能(以适应动态环境条件)。为了获得校正的频域均衡系数，基于(发射器链104分接的)这些其他信号，响应于这些其他信号由信号监控单元224生成的监控信号可与瞬时信号的部分相关。可由自适应信号处理器326对每副载波基础应用标准最小均方(lms)类型的算法，以校正频域均衡系数(步骤654至658)。就此而言，平衡节点212处的发射信号的适应版本趋近于最佳信号，构成隔离信号。
当主发射信号被施加至输入节点208且因此主发射信号被耦接至混合接头204的天线节点210用于由天线110进行发射时，使用上面计算的频域均衡器系数和滤波器系数的改进生成的施加至平衡节点212的隔离信号用于使得混合接头204将输出节点206与输入节点208隔离。在此示例中，只要在分接点312处出现瞬时信号，则隔离信号的确定和生成继续。
因此，可以看出，声音信号可用于生成最初的、起始阶段的隔离信号，并且可使用待施加至混合接头204(以及通过混合接头204传输)的实际发射信号(即非测试的发射信号)调整隔离信号。
参照图8，信号隔离控制装置的另一示例与图5的示例类似，但以下列方式而不同。瞬时信号的部分源自与上述关于图5描述的分接点312不同的发射器链104中的点。就此而言，代替在数字傅里叶变换单元304的输出处从发射器链200、202(104)分接出的瞬时信号的部分，即副载波映射单元306的副载波映射的执行之前，在副载波映射单元306之后分接出瞬时信号的部分，因而消除对辅助副载波映射单元318的需要，因为副载波已经以此方式被处理。通过执行n个点的相乘而不是m个点的相乘修改频域均衡器316的操作以说明上面提及的变化，其中所有系数中只有m个不为零。因此，存在图5的方案和图8的方案的复杂度的小的差异，其中图8的示例中，整体仅需要一个副载波映射阶段，但存在频域均衡器316的复杂度的微小增加。
因此，操作中，信号隔离控制装置以与图5的信号隔离控制装置类似的方式进行操作，尽管其具有由上述的结构差异指示的差异。在这方面，辅助发射器链314复制由n点逆快速傅里叶变换单元308和上变频器310但没有副载波映射单元306执行的处理。因此，在此示例中，辅助发射器链314再次提供至少与发射器链104相同的剩余处理阶段。在频域均衡器316中对组成瞬时信号的分接的部分的副载波映射单元306输出的m个映射的副载波的集合进行处理，其实质上是将与映射的副载波对应的向量与对混合接头204的输入节点208和输出节点206之间的泄漏的响应进行建模的复系数向量相乘，考虑施加至频域均衡器316的输入的瞬时信号的部分的处理的更高级的阶段。在由频域均衡器316进行处理之后，在由辅助上变频器322上变频至rf域之前，由辅助逆快速傅里叶变换单元320使经映射的副载波的经处理的集合经受逆快速傅里叶变换，逆傅里叶变换和上变频的处理阶段与发射器链104的对应的处理阶段相同。然后，经上变频的分接信号被辅助功率放大器324接收(作为模拟信号)并被放大，并且由辅助功率放大器324生成的经放大的rf信号(隔离信号)以关于图5描述的相同的方式被施加至混合接头204的平衡节点212。因此，发射器链处理阶段单元用于根据期望的调制方案完成分接的瞬时信号的处理。
可以看出，装置216对天线110和混合接头204的响应进行估计。
上述信号隔离控制装置关于不大于故意发射的信号的带宽的信号带宽而操作，并因此仅用于将发射信号的频带中的信号泄漏功率最小化。因此，作为更高阶效应(例如混淆、本地振荡器噪声和功率放大器非线性)的结果的发射器链104中的带外(oob)信号功率可经过混合接头204而泄漏至其输出节点206，此功率尤其存在于接收频带中。
为了减轻oob信号功率的泄漏，可修改上述示例以故意使用辅助发射器链314从而抵消在接收频带和发射频带中的obb信号分量。
特别地，功率放大器202中的待发射的信号的傅里叶分量之间的互调导致发射频带之外的频率分量。为了减轻此类互调失真，对在辅助功率放大器324之前由辅助发射器链314处理的信号施加非线性；所施加的非线性是被适应性控制的，从而保证与由功率放大器202、324生成的非线性分量反相的额外的非线性分量的生成。当由辅助功率放大器324放大引入的预失真以得到反相非线性分量(其与由功率放大器生成的对应的非线性分量谱一致)时，可使用相消干扰的原理抵消功率放大器202中生成的对应的非线性分量。
参照图9，在此示例中，图2的发射调制器单元200包括可操作地耦接至波形生成器302的数据映射器300。波形生成器302被可操作地耦接至数字傅里叶变换单元304，数字傅里叶变换单元304为m点数字变换单元。副载波映射单元306被可操作地耦接至数字傅里叶变换单元304和n点逆快速傅里叶变换单元308，其中n大于m。逆傅里叶变换单元308被可操作地耦接至上变频器310，上变频器310具有被可操作地耦接至功率放大器202的输入的输出。
当装置在使用中时，发射器链中的信号的部分被分接。在这方面，分接点312位于副载波映射单元306的输出处并被耦接至噪声抵消辅助发射器链350，噪声抵消辅助发射器链350包括频域均衡器316，其输入被耦接至分接点312并且其输出被可操作地耦接至辅助n点逆快速傅里叶变换320的输入，其中n也大于m。混合接头204的输入节点208和输出节点206之间的信号泄漏的预定模型被再次设计并集成到频域均衡器316的功能中。可将预定模型实施为代表传递函数的复系数向量。
辅助n点逆快速傅里叶变换单元320的输出被可操作地耦接至升取样器(up-sampler)352，并且升取样器352的输出被可操作地耦接至非线性滤波器354的输入，构成非线性生成器单元。非线性滤波器354的输出被可操作地耦接至辅助上变频器322的输入，辅助上变频器322的输出被可操作地耦接至辅助功率放大器324的输入。辅助功率放大器324的输出被耦接至混合接头204的平衡节点212。在此示例中，自适应信号处理器326被可操作地耦接至频域均衡器316、非线性滤波器354和信号监控单元224的监控输出，作为自适应滤波器的示例的自适应信号处理器326和频域均衡器316用作自适应滤波器单元218。本地振荡器328被可操作地耦接至上变频器310、辅助上变频器322和信号监控单元224。
在此示例中，发射调制器单元200用于对用户装备设备100在其中使用的lte通信系统的上行链路支持单载波频分多址(sc-fdma)方案。
在操作中，(图10)，使用数据映射器300和波形生成器302将m个数据位的块qam调制(步骤100)到零中心频率处的载波信号上。然后由数字傅里叶变换单元304使得经调制的载波信号经受离散傅里叶变换(步骤702)以生成幅度和相位与qam波形重复对应的m个等距相邻的副载波的集合，根据lte标准占据m×15khz的带宽。然后由副载波映射单元306将相邻副载波的集合映射(步骤704)至跨越lte标准的全带宽的n个副载波的更大的集合的部分上。映射之后，由逆傅里叶变换单元308使得n个副载波的全集经受逆快速傅里叶变换(步骤706)以生成然后被上变频器310上变频(步骤708)以形成rf信号的时域波形。经上变频的rf信号然后在被施加(步骤712)至输入节点208之前被功率放大器202放大(步骤710)。尽管用户装备100包括接收器链106，但是用户装备100的此部分的操作不直接涉及本发明在此提出的示例的操作，因此为了描述的清楚和简洁，将不对其进行进一步详述。
噪声抵消辅助发射器链350再现发射调制器单元200和功率放大器202的至少部分的处理，但为了减轻由功率放大器202的非线性导致的obb效果，还引入非线性信号分量。复制的处理的量取决于由发射调制器单元200执行的处理中的阶段，其中瞬时信号的部分从发射调制器单元200及因此的发射器链200、202(104)中的分接点被分接。在此示例中，瞬时信号的部分构成发射调制器单元200的处理(上至且包括由副载波映射单元306进行的副载波映射的执行)。为了生成隔离信号，用户装备100的调制解调器(未示出)在实现待生成的频域均衡系数的至少初始集的适合的时间段期间最初生成(步骤700，图10)具有适合的谱的声音信号，以探测关于信号泄漏的混合接头204的响应。
除了引入预失真之外，噪声抵消辅助发射器链350复制由n点逆快速傅里叶变换单元308以及上变频器310执行的处理。在这方面，调制方案适用于生成隔离信号，在此示例中，辅助发射器链314提供与发射器链104相同的至少剩余处理阶段。在频域均衡器316中对由副载波映射单元306输出的且构成瞬时信号的分接部分的m个映射的副载波的集合进行处理(步骤714)，其实质上是使用响应于施加至输入节点208和平衡节点212的刺激在输出节点206处接收的信号将与副载波对应的向量和以上述方式确定的构成频域均衡器316的传递函数fde(ωk)的复系数向量相乘。在此方面，监控单元224生成构成接收反馈信号的监控信号，其通过接收器处理从混合接头204的输出节点206分接出的泄漏信号的部分而生成。由自适应信号处理器326以上述方式使用监控信号，从而引导由频域均衡器316和非线性滤波器354对瞬时信号的分接部分的处理。
在由频域均衡器316进行处理之后，在由升取样器352以取决于被抵消的非线性的阶(例如3、5或7)的适宜的因子进行升取样(步骤718)之前，由辅助逆快速傅里叶变换单元320使经处理的映射的副载波经受逆快速傅里叶变换。在这方面，升取样器提升了分接的瞬时信号的取样率。在功率放大器202中生成的非线性互调结果延伸遍布显著地宽于发射频带的频率范围，例如，由立方非线性生成的三阶互调结果占据比发射频带宽三倍的带宽，以及由第五功率非线性生成的五阶结果占据比发射频带宽五倍的带宽。因此，由噪声抵消辅助发射器链350处理的分接的瞬时信号的数字取样率因此必须被增加相应因子，从而保证可生成足够宽的带宽的适宜的(反相)抵消信号。升取样器352应用内插技术，例如，在5x升取样的环境下，根据适合的滤波函数(典型为sinc函数)内插4个额外的样本。平衡信号的所需的带宽将取决于双工。
经升取样的信号被施加至非线性滤波器354，且非线性函数被施加(步骤720)至接收的信号。对于简单的“良性”非线性，非线性函数可以是无记忆多项式。然而，对于具有“记忆”效果的系统，即，其中滤波器的输出的瞬时值取决于在先输出值的非线性，非线性滤波器354可以是例如volterra滤波器。为了控制反相互调结果的生成，自适应信号处理器326响应于从信号监控单元224接收的监控信号调整非线性滤波器354的系数。当滤波器系数被正确地采用，经由自干扰信道和抵消信道分别从输入节点208和平衡节点212接收的出现于输出节点206的信号应当具有相同的幅度，但反相，包括关于非线性互调结果。
由非线性滤波器354输出的信号包括失真并且然后被上变频(步骤722)，逆傅里叶变换和上变频的处理阶段与发射器链104的对应的处理阶段相同。经上变频的分接信号然后被辅助功率放大器324接收(作为模拟信号)并被放大(步骤724)，并且将由辅助功率放大器324生成的包含反相互调结果的经放大的rf信号(隔离信号)施加(步骤726)至混合接头204的平衡节点212。如所看出，发射器链处理阶段单元用于根据期望的调制方案完成分接的瞬时信号的处理。
参照图11，当经处理的声音信号的形式的发射信号被施加至混合接头204的输入节点208以及因此施加至天线110时，隔离信号被设置为零(步骤750)，以使得混合接头204的平衡节点212被构成正常化阻抗的阻抗222(图9中未示出)有效终止。从混合接头204的输出节点206分接的泄漏信号然后有效地使传递函数对施加至混合接头204的输入节点208的发射信号(最初的声音信号)进行滤波，传递函数以不想要的信号至输出节点206的耦接(的估计的近似)为特征(不考虑耦合机制)。然后由自适应信号处理器326对由监控单元224生成(步骤752)的接收器处理的信号连同瞬时信号(与原始声音信号相关联)的分接的部分进行分析(步骤754)，从而计算(步骤756)上面提及的由频域均衡器316施加的频域均衡系数的初始集，并计算(步骤758)非线性滤波器354的系数从而衰减obb信号分量。
其他声音信号然后可被生成和/或使用(步骤760)实际数据符号以进一步改善频域均衡器316和非线性滤波器354的性能。可使用关于响应于这些其他信号由信号监控单元224生成的监控信号的信息更新(步骤752至758)频域均衡器316和非线性滤波器354的系数。可由自适应信号处理器326对每副载波基础应用标准最小均方(lms)类型的算法，以校正频域均衡系数。就此而言，输入节点208处的发射信号的适应版本趋近于最佳信号，构成隔离信号。
当主发射信号被施加至输入节点208且因此主发射信号被耦接至混合接头204的天线节点210以用于由天线110进行发射时，施加至平衡节点212的具有输入节点208和输出节点206之间的混合接头204的泄漏性能的预定模型的应用以及对滤波器系数的改善的优点的隔离信号用于引起混合接头将输入节点208与输出节点206隔离，并抵消在感兴趣的频带内的oob信号分量(抵消或大体上衰减发射信号的oob信号分量)。在此示例中，只要在分接点312处呈现瞬时信号，则隔离信号的确定和生成继续。
因此，可以看出，声音信号可用于生成最初的、起始阶段的隔离信号，并且可使用待施加至混合接头204(以及通过混合接头204传输)的实际发射信号(即非测试的发射信号)调整隔离信号。
在上述示例中，尽管通过噪声抵消辅助发射器链350在数字域中引入了预失真，本领域技术人员将理解，可尤其在模拟域中应用提供改善的功率消耗的优点但是以降低的精确度为代价的其他预失真方案。对于模拟实施，因为可更容易地实现生成所需的更高阶的互调结果的必要带宽，可省略升取样器352。
在上述示例中，发射器链104和辅助发射器链314包括上变频器310和辅助上变频器322，以使用相同的本地振荡器328执行各自的上变频。就此而言，上变频器310、322应共享相同的本地振荡器相位噪声谱特性。为了减轻本地振荡器相位噪声，发射器链104和辅助发射器链314的混合器用于保证发射器链104和辅助发射器链314之间的相位相干性，从而使它们享有相同的本地振荡器相位噪声谱，因而尽可能地准确地抵消本地振荡器相位噪声。此还可施加至噪声抵消辅助发射器链350。
关于混合接头，本领域技术人员应理解，可应用任何适合的结构。例如，在上面的实施例中，已经描述了变换器混合接头。在另一实施例中，已经应用正交混合接头，尽管还可使用例如180°变换器混合接头的其他变型。还可应用其他适合类型的混合接头，例如波导混合接头。
本领域技术人员应理解，上述实施仅仅是所附权利要求的范围中可想到的各种实施的示例。的确，贯穿于以上说明书，已参考了从发射器链104中的分接点分接的瞬时信号。为此，本领域技术人员应理解，瞬时信号是在任何选择的点处通过发射器链104传播的信号，该信号的部分被提取并且可以是由功率放大器或处理瞬时信号的任何模拟阶段生成的发射信号的先导。
除了所描述的结构组件和用户交互之外，可在计算机系统(尤其在计算机硬件中或在计算机软件中)或在特制的或适应的集成电路中实施上面的实施例的系统和方法。
上面的实施例的方法可作为计算机程序或作为计算机程序产品或携带计算机程序的计算机可读媒介，当在计算机或其他处理器上运行程序时，其被布置为执行上述方法。
术语“计算机可读介质”包括但不限于可由计算机或计算机系统直接读取或访问的任何介质或媒介。媒介可包括但不限于如软盘的磁存储媒介、硬盘存储媒介和磁带；如光盘或cd-rom的光存储媒介；如存储器的电存储媒介，包括ram、rom和闪存；以及如上述磁/光存储媒介的混合和组合。
尽管上面已经描述本发明的特定示例，本领域技术人员将理解，任何等同的修改和变形是可能的。因此，上述提出的本发明的示例性实施例被视为解释性的并且不限于此。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可获得所描述的实施例的各种变化。
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