一种基于连续对数扫频的谐波失真测量方法及系统与流程

本发明涉及功放或扬声器测量评估领域，特别涉及一种基于连续对数扫频的谐波失真测量方法及系统。
背景技术：
：目前在电子电路中，例如功放器件等，都需要测量其总谐波失真(Totalharmonicdistortion,THD)这一参数，以评估其信号处理的性能；在扬声器等传感器系统中也需要测量其谐波失真。关于谐波失真的测量研究应该说历史久远，目前国内国际上也有较多的研究文献资料，并且有成熟的方案应用于各种测量仪器中。总的来说，谐波失真的测量可以分为两种办法。其一是离散扫频测量(Steppedfrequencysweep)。主要步骤是输入信号为离散频率点的单频信号，即每个时间段只有一个单个频率的信号，测量系统输出信号中的与输入信号相同的频率成分即为基频，其倍数频率成分即为谐波失真，由此可以知道该频率点的谐波失真情况，然后下一个时间测量下一个频率点的输入和输出，进行计算，按序进行，直至扫描完整个期望的频带。这种办法的测量结果相对比较准确，但是扫描速度太慢。另一种测量办法就是连续对数扫频(sweptresponse)。该办法的主要步骤是产生一个连续对数扫描信号，该信号的频率是随着时间连续变化的，同时产生一个扫频信号的逆信号，将该逆信号与系统的输出信号进行卷积，通过加窗可以分离得到系统的基频脉冲响应和各阶谐波失真的脉冲响应，将时域的脉冲响应变换到频域，就可以计算得到谐波失真随着频率的变化关系曲线。该方法的测量结果同样比较准确，并且速度比较快，甚至可以应用在产线上，迅速得到准确的测量结果。我们所要提出的方法同样是基于连续对数扫频的办法。关于连续对数扫频办法的诸多研究集中在频率随时间的变化函数的选择，并探讨研究了对数函数的扫频方式和线性函数的扫频方式对失真的分离度等，尚无人对连续对数扫频的参数等提出明确的要求，普遍学界的共识就是扫频信号的长度越长，精确度就越高。这个观点是正确的，因为信号的长度越长，逆信号就越准确。但是，扫频信号的长度等参数的定义其实有更多的要求，扫频信号的长度选择不合适导致谐波失真的测量估计不准确。技术实现要素：本发明的目的在于克服现有技术中谐波失真的计算估计不准确的问题，提供了一种基于连续对数扫频的谐波失真测量方法及系统，准确性较好。为达到上述目的，本发明采用技术方案为：一种基于连续对数扫频的谐波失真测量方法，包括如下步骤：10、一种基于连续对数扫频的谐波失真测量方法，其特征在于，依次包括如下步骤：S1、设置扫频信号参数，生成扫频信号及所述扫频信号的逆信号；S2、以所述扫频信号激励被测系统，同步采集所述被测系统的输出信号；S3、对所述输出信号和所述逆信号进行解卷积得到一个脉冲序列；S4、设置延时窗函数，从所述脉冲序列中截取各阶谐波引起的脉冲响应；S5、时域求解所述各阶谐波的脉冲响应；S6、变换到频域计算谐波的幅频响应，根据幅频响应得到总谐波失真和/或各阶谐波失真。优选地，步骤S1具体包括如下步骤：S1-1、设置扫频信号的起始角频率ω1、终止角频率ω2以及扫频信号的时间持续长度T，并满足式(1)，ξ＝0+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…(1)其中，S1-2、生成式(3)所示的扫频信号x(n)，x(n)＝A·sin[φ(n)](3)其中，A是扫频信号的幅度大小，n是采样点，N是扫频信号的总采样点数；S1-3、生成所述扫频信号的如式(4)所示的逆信号x~(n)=ω1ξ2πATe-nln(ω2/ω1)N·x(-n)---(4)]]>优选地，步骤S2中，将所述扫频信号馈给被测系统，通过声音传感器同步采集得到所述被测系统响应后的输出信号。更优选地，所述输出信号为电信号。优选地，步骤S3中，所述脉冲序列是由一段延时的脉冲响应序列组组成的一维脉冲响应序列。优选地，步骤S4中，通过多个不同的延时窗函数从所述脉冲序列k(n)中截取出各次谐波的脉冲响应分别为ki(n),i＝1,2…；ki(n)如通式(5)所示，ki(n)＝k(n)·[u(n+γi0)-u(n+γi0-Mi)](5)其中，u(n+γi0)是阶跃响应函数，γi0表示第i个脉冲响应的延时偏移量。更优选地，步骤S5中，根据式(6-1)求出线性脉冲响应h1(n)；h1(n)＝k1(n)+3k3(n)+5k5(n)(6-1)以及根据式(6-2)求出二次谐波脉冲响应h2(n)；h2(n)=-2Ak2(n)*δhil-8Ak4(n)*δhil---(6-2)]]>和/或，根据式(6-3)求出三次谐波脉冲响应h3(n)；h3(n)=-4A2k3(n)-20A2k5(n)---(6-3)]]>和/或，根据式(6-4)求出四次谐波脉冲响应h4(n)；h4(n)=8A3k4(n)*δhil---(6-4)]]>和/或，根据式(6-5)求出五次谐波脉冲响应h5(n)；h5(n)=16A4k5(n)---(6-5)]]>其中，δhil是希尔伯特滤波器，用于将正弦函数偏移90°相位变成余弦函数。优选地，步骤S6包括如下步骤：S6-1、将各阶谐波脉冲响应分别变换到频域，得到幅频响应Hq,q＝1,2…，Hq代表了第q次谐波分量的幅度；S6-2、根据式(7)求出总谐波失真THD；THD=H22+H32+...+HQ2H12+H22+H32+...+HQ2×100%---(7)]]>和/或，根据式(8)求出第q次谐波失真HDq；HDq=Hq2H12×100%---(8)]]>其中，HQ表示第Q次谐波分量的幅度，q＝1,2…Q。一种基于连续对数扫频的谐波失真测量系统，包括：连续扫频信号生成模块，用于根据预设的的起始频率、截止频率以及扫频信号长度生成连续对数扫频信号以及所述扫频信号的逆信号，以保证测量所需带宽的信号失真响应；一维脉冲序列计算模块，用于计算得到各阶谐波对应的脉冲序列，并且保证每个独立的脉冲序列是时域分离的；延时窗模块，用于计算得到各阶谐波所对应的延时窗函数，在脉冲序列上对应不同的延时窗，从整个脉冲序列上获取各阶谐波对应的脉冲响应；谐波响应计算模块，用于将各阶谐波的脉冲响应变换到频域上，计算各阶谐波的幅频响应，并由此计算得到总谐波失真响应和/或各阶谐波失真。优选地，所述谐波失真测量系统具有用于连接声音传感器的输入接口和用于连接被测系统的输出接口。本发明采用以上方案，消除了现有技术中的连续扫频测量谐波失真方法存在的测量结果准确性不可控的问题，本发明的方法具有准确性较好的优点。本发明的优选方案，还进一步具有如下优点：1、本发明首次明确提出了连续对数扫频信号所应该满足的起始频率、截止频率以及信号的时间长度所应该满足的条件标准，对于实际工程操作具有较好的指导意义；2、相对比传统的对数扫频办法，本发明所提出的信号要求和脉冲响应求解办法有利于准确得到各阶脉冲响应，而不会引入误差，包括幅度误差和相位误差；3、本发明给出了延时窗函数的计算办法，从而避免了相位延时误差，这对于一些逆滤波器的设计或者补偿具有重要的意义；4、本发明的连续对数扫频测量谐波失真的办法可以广泛应用于电视机，电脑和手机等个人音频领域电子器件的性能测量评估中，同时也可以应用于其他电子器件相关的测量，具有速度快(仅需要数秒即可)，测量准等优点。附图说明图1是本发明的基于连续对数扫频的谐波失真测量方法的流程图；图2是本发明的测量系统的示意图；图3a-1、3a-2分别为本发明的扫频信号的时域波形图和时频图；图3b-1、3b-2分别为本发明的与扫频信号对应的逆信号的时域波形图和时频图；图4为解卷积得到的脉冲序列时域曲线；图5a为本发明的测量方法与现有技术中连续对数扫频方法以及离散扫频方法测量得到的总谐波失真比较示意图；图5b为本发明的测量方法与现有技术中连续对数扫频方法以及离散扫频方法测量得到的二次谐波失真比较示意图；图5c为本发明的测量方法与现有技术中连续对数扫频方法以及离散扫频方法测量得到的三次谐波失真比较示意图；具体实施方式下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域的技术人员理解。本发明的基本思想是给出连续扫频信号的设置参数，以保持起始频率、截止频率和扫频信号时间长度需要满足的严格准则，以及相应的求解线性脉冲响应的时域求解办法。基于上述思想设计的本发明的测量方法消除了现有技术中的连续扫频测量脉冲响应方法存在的测量结果准确性不可控的问题。本发明的基于连续对数扫频的谐波失真测量方法，包括如下步骤：S1-1、设置扫频信号的起始角频率ω1、终止角频率ω2以及扫频信号的时间持续长度T，并满足式(1)，ξ＝0+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…(1)其中，它是关于起始角频率ω1、终止角频率ω2和长度T的函数；S1-2、生成式(3)所示的扫频信号x(n)，x(n)＝A·sin[φ(n)](3)其中，A是扫频信号的幅度大小，它是关于采样点n的函数，N是扫频信号的总采样点数，扫频信号的采样率为fs＝N/T，式(3)的另一种表达形式为，x(n)=Asin{ω1Tln(ω2/ω1)[enln(ω2/ω1)N-1]}]]>从上式可见，扫频信号是一个频率随时间变化的正弦信号，其频率变化呈指数型增长。S1-3、生成所述扫频信号的如式(4)所示的逆信号x~(n)=ω1ξ2πATe-nln(ω2/ω1)N·x(-n)---(4)]]>从上式可以看到，逆信号是对扫频信号的时间反转信号x(-n)进行指数衰减形式的调制，以满足逆信号与扫频信号x(n)的卷积为狄拉克函数δ(n)，它同样是一个频率随时间变化的信号，且频率变化随时间呈指数衰减关系。S2、将所述扫频信号x(n)馈给被测系统，通过声音传感器(如，麦克风)同步采集得到所述被测系统响应后的输出信号y(n)，输出信号y(n)可以是电信号，也可以是其他的能量形式，输出信号x(n)和输入信号y(n)的采集需要保持完全同步，这样可以避免测量计算中的相位延时误差。S3、对所述输出信号和所述逆信号进行解卷积得到一个脉冲序列，所述脉冲序列是由一段延时的脉冲响应序列组组成的一维脉冲响应序列k(n)。S4、通过多个不同的矩形延时窗函数从所述脉冲序列k(n)中截取出各次谐波的脉冲响应分别为ki(n),i＝1,2…；ki(n)如通式(5)所示，ki(n)＝k(n)·[u(n+γi0)-u(n+γi0-Mi)](5)其中，u(n+γi0)是阶跃响应函数(可参见“吴大正.信号与线性系统分析[M].高等教育出版社,2008”等)，γi0表示第i个脉冲响应的延时偏移量的常数；ki(n)具体为k1(n)=k(n)·[u(n)-u(n-M1)]k2(n)=k(n)·[u(n+γ20)-u(n+γ20-M2)]...kp(n)=k(n)·[u(n+γp0)-u(n+γp0-Mp)].]]>S5、根据式(6-1)求出线性脉冲响应h1(n)；h1(n)＝k1(n)+3k3(n)+5k5(n)(6-1)以及根据式(6-2)求出二次谐波脉冲响应h2(n)；h2(n)=-2Ak2(n)*δhil-8Ak4(n)*δhil---(6-2)]]>根据式(6-3)求出三次谐波脉冲响应h3(n)；h3(n)=-4A2k3(n)-20A2k5(n)---(6-3)]]>根据式(6-4)求出四次谐波脉冲响应h4(n)；h4(n)=8A3k4(n)*δhil---(6-4)]]>根据式(6-5)求出五次谐波脉冲响应h5(n)；h5(n)=16A4k5(n)---(6-5)]]>其中，δhil是希尔伯特滤波器，用于将正弦函数偏移90°相位变成余弦函数。这里仅仅考虑了三次和五次非线性失真的影响，并且消除了三次和五次非线性的影响而得到纯粹的线性脉冲响应。这足以描述一般的消费电子类器件的谐波失真，因为常见系统的谐波失真的幅度一般随着谐波失真的阶次增加而增大。当然，如果需要计算更高阶的谐波失真，只需要遵从上式的规律进行拓展即可。S6-1、将各阶谐波脉冲响应分别变换到频域，得到幅频响应Hq,q＝1,2…，Hq代表了第q次谐波分量的幅度，如H1、H2、H3等；S6-2、根据式(7)求出总谐波失真THD；THD=H22+H32+...+HQ2H12+H22+H32+...+HQ2×100%---(7)]]>根据式(8)求出第q次谐波失真HDq；HDq=Hq2H12×100%---(8)]]>其中，HQ表示第Q次谐波分量的幅度，即所求出的各阶谐波中的最高阶谐波分量的幅度，q＝1,2…Q。如，二次谐波失真HD2的定义为HD2=H22H12×100%.]]>一种基于连续对数扫频的谐波失真测量系统，包括：连续扫频信号生成模块，用于根据预设的的起始频率、截止频率以及扫频信号长度生成连续对数扫频信号以及所述扫频信号的逆信号，以保证测量所需带宽的信号失真响应；一维脉冲序列计算模块，用于计算得到各阶谐波对应的脉冲序列，并且保证每个独立的脉冲序列是时域分离的；延时窗模块，用于计算得到各阶谐波所对应的延时窗函数，在脉冲序列上对应不同的延时窗，从整个脉冲序列上获取各阶谐波对应的脉冲响应；谐波响应计算模块，用于将各阶谐波的脉冲响应变换到频域上，计算各阶谐波的幅频响应，并由此计算得到总谐波失真响应和/或各阶谐波失真。所述谐波失真测量系统具有用于连接声音传感器的输入接口和用于连接被测系统的输出接口。在一个具体实施例中，以测量评估扬声器的谐波失真来详细阐述本发明所述步骤。如图2所示，在全消声室内，放置一扬声器，距离其2.6m处放置B&K传声器4189，用来采集扬声器的系统输出信号。扬声器和传声器在同一高度，距离地面(钢丝网面，并不是真实的反射地面)1.5m。此外，实验还选用其他硬件装置，包括功率放大器，NI公司的PXIe-1075多通道数据采集系统以及PC机。本实施例的具体实施过程包括以下几步：A、按照图2所示，连接好硬件。在PC机上生成连续对数扫频信号。这里信号的参数为：扫频起始频率22Hz，终止频率20kHz，采样率为40kHz，根据本发明所要求的条件，即ξ＝0+2ηπ,η＝…,-1,0,1,2,…，选择扫频信号长度为T＝10.528325s。扫频信号的时域波形和时频分布如图3-a所示。同时生成的还有逆信号，其时域波形和时频分布如图3-b所示。此外，选择另外一个连续扫频信号作为对比，其起始频率为22Hz，终止频率20kHz，采样率为40kHz，扫频信号长度T＝9.8s。该扫频信号并不满足本发明所提出的条件准则。B、将扫频信号经过功放进行功率放大后馈给扬声器，同时，系统同步地采集麦克风采集到的信号y(n)，该信号就是扬声器系统的输出信号。需要注意的是，输入和输出必须保证同步，否则将会导致系统的相位响应测量结果出现误差。C、用扫频信号的逆信号卷积采集得到的系统输出信号y(n)，从而得到一组一维脉冲响应序列k(n)。该实例中得到的脉冲序列如图4所示。从图中可以看到，在时间轴上，脉冲序列是离散分布的。例如，图中的γ20是其中一个延时窗的起点，而γ30是另一个延时窗的起点，0时刻位置是k1(n)。需要指出的是，增加扫频信号的时间长度，可以使得脉冲序列之间的距离更远。其中k1(n)是由系统的线性响应、以及奇数次谐波响应共同作用形成的脉冲序列；k2(n)是二次谐波响应以及更高偶数次谐波响应共同作用形成的脉冲序列；同样的规律，k3(n)或者更高阶数的脉冲序列是由更高阶数的谐波响应共同作用形成的。通过不同的延时窗，可以从图4中的一维脉冲响应序列中分离出各阶脉冲序列k1(n)、k2(n)以及k3(n)等。D、根据本发明给出的时域求解公式，计算出各阶谐波失真的脉冲响应，并变换到频域中得到幅频和相频响应，进而计算总谐波失真和各阶谐波失真。在该实例中，采用离散步进扫频得到扬声器的总谐波失真、二次谐波失真以及三次谐波失真，并以此作为标准值。比较本发明提出的对数扫频法和现有的扫频测量办法得到的总谐波失真(如图5a)，二次谐波失真(如图5b)和三次谐波失真(如图5c)。从图中可以看到，本发明提出的测量方法给出的结果与离散扫频方法得到的结果基本是一致的；但是现有技术中的连续扫频办法，得到的总谐波失真与离散扫频办法得到的结果还是有一定的偏差。当然，本实例中扬声器的失真比较大，所以现有技术中的连续扫频方法和本发明的测量方法得到的总谐波失真和二次谐波失真差别比较大；当失真较小，例如三次谐波失真，两种办法得到的结果差别就不太大。这也是一般情况下，器件的失真较小的时候，现有技术中的连续扫频办法测量结果也比较准确。当失真较大的时候，现有技术中的扫频办法的弊端就开始显现出来。另外，需要说明的是，现有技术的连续扫频办法没有指出扫频信号的特征，留下了较大的自由度。实际测量中，测量结果的精度将会随着信号参数的选择而变化，可能会比较准确，也可能有较大的误差。而本发明主要贡献在于提出了扫频信号参数选择的标准和准则，并给出与之对应的时域求解办法，无论被测系统失真大小，都可以得到比较准确的测量结果。上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，是一种优选的实施例，其目的在于熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限定本发明的保护范围。凡根据本发明的精神实质所作的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。当前第1页1 2 3