一种非正交多维无载波幅度相位调制技术传输信号的方法与流程

本发明涉及通信领域，尤其涉及使用非正交多维无载波幅度相位调制技术的信号传输方法。

背景技术：

为了应对日益增长的互联网高清视频等大宽带业务，带宽需求也面临着严峻的挑战，以大容量为接入目的的宽带接入技术受到了越来越多的青睐。但是，高带宽需求带来成本、能耗的增加也是个需要考虑的问题。

截至目前，已经有包括WDMA(Wavelength Division Multiple Access)、TWDMA(Time Wavelength Division Multiple Access)和OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)等扩容技术应用于接入网中。其中WDMA技术和TWMDA技术需要可调波长激光器；OFDMA技术作为目前最热门的扩容技术，具有高带宽利用率和长距离传输的抗频率选择性衰落的问题，但是算法复杂，且需要ADC/DAC器件，这类器件动辄上千甚至上万美元，使得实现成本非常高，在较短距离的接入网环境中，一方面成本优势不够突出，另一方面高成本也不符合接入网的低成本应用需求。同时，结构的复杂也带来了巨大的能耗。据2012的OFC会议上相关数据显示，接入网能耗占光通信网络总能耗的67％。

无载波幅度相位调制(CAP)是一种低成本、高效的调制技术。该技术使用多个正交的无载波幅度相位调制滤波器来调制不同的信号，以满足不同用户的需求。这项技术只需要使用简单的固化滤波器就能实现信号的调制解调，从而可以降低系统的复杂度。在传统的无载波幅度相位调制中，各个用户使用的滤波器是一组占有相同的频谱宽度并且在时域上脉冲响应两两正交的波形，而为了保证正交性，这些波形所占用的频谱宽度较大，因此传统的无载波幅度相位调制技术在频谱效率难以进一步提高。

技术实现要素：

本发明提供了一种非正交多维无载波幅度相位调制技术传输信号的方法，用以解决现有技术中正交滤波器占用的频谱宽度较大问题，在保证误码率性能、不明显增加算法复杂度的情况下，提升多维无载波幅度相位通信系统的频谱利用效率。

本发明的目的通过以下措施实现：

在发送数据之前先进行非正交多维无载波幅度相位调制滤波器的设计；将待发射的数据经过上采样后，经非正交多维CAP发射滤波器滤波，然后在时域上叠加在一起。根据不同用户的带宽需求，不同维度的滤波器可以提供给一个或者多个用户，满足多用户的带宽资源灵活分配。接收端的数据首先被非正交多维匹配滤波器滤波，然后进行下采样操作，将各个维度信号等效为经过多进多出(MIMO)信道，然后使用基于MIMO信道的改进型的级联多模算法(MCMMA)与判决反馈的最小均方误差均衡算法(DD-LMS)，对匹配滤波与下采样后的数据进行预均衡。最后基于预均衡后的信号，使用码间串扰和通道间串扰消除算法(ICCA)对匹配滤波与下采样后的数据进行干扰消除。包括如下步骤：

(1)采用最小最大值的优化过程设计非正交多维无载波幅度相位调制滤波器，具体表述如下：

其中N代表滤波器个数，S_i是发送端滤波器s_i的傅立叶变换，S_i,HP是S_i高于频率响应截止频率f_B之外的部分，截止频率f_B为滤波器的目标带宽；接收端匹配滤波器可以表示为：m_i＝reverse(s_i),i＝{1,2,…,N}，reverse()表示取时域上的序列反转；

(1-1)对进行minmax迭代的各个发射滤波器s_i进行初始化得到初始化表达式为：

其中是升余弦函数，W为g(t)占用的带宽，β的取值一般为0～0.5；n＝1、2、…N/2；T_s是符号的持续时间；γ_n是用来控制滤波器中心频率偏离N/4T_s的自定义参数,一般取值为-0.5～0.5；

(1-2)进行minmax迭代且假设此时为第k次迭代(k＝0,1,2,…)。对进行傅里叶变换得到将各截取高于截止频率f_B的部分，得到对于非正交多维滤波器时f_B应该小于正交滤波器所需的最小带宽N/2T_s；

(1-3)挑出模的最大值，求出使该最大值模收敛于0的同时应该使逼近冲击函数δ，i≠j趋于0，符号代表卷积；

(1-4)k＝k+1,转(1-2)直到收敛于稳定为止，也即经过很多次比如m次迭代后的基本不变为止；这个时候得到的为最终的发射滤波器s_i，接收端匹配滤波器为m_i＝reverse(s_i),i＝{1,2,…,N}。

(2)将待发射的数据a_i经过上采样后，通过CAP发射滤波器s_i滤波，然后在时域上叠加，得到发射信号其中，Up表示对数据进行倍数为N_s的上采样操作，也即是在每相邻的两个符号之间插入N_s-1个0，s_i表示的是第i个滤波器。

(3)接收端的接收到的信号首先被匹配滤波器滤波然后进行下采样操作，得到的第i维数据可以表示为：

其中a_n,i是发射的第i维通道对应的第n个符号，a′_i是接收的的第i维通道对应的符号序列。d_ji表示的是包含信道与滤波器的响应，可以表示为：

其中，h_j(t)是第j维信号的信道响应。当i与j相等时，d_ii表示的是同一维度信号的码间串扰(ISI)；当i与j不相等时，d_ji表示的是不同维度信号的通道间串扰(CCI)。

(4)两级预均衡：将各个维度匹配滤波器传来的信号a′_i等效为经过MIMO信道的信号，然后使用基于MIMO信道的改进型的级联多模算法(MCMMA)与判决反馈的最小均方误差均衡算法(DD-LMS)对数据进行两级预均衡得到b_i，经过预均衡后的b_i会尽可能的近似发送端的信号a_i。

(5)使用码间串扰和通道间串扰消除算法(ICCA)对步骤(3)中匹配滤波后的数据进行干扰消除，具体步骤如下：

(5-1)估计出发射端与接收端之间信道响应h_i(t)；估计的方法为：将预均衡后的各个维度信号b_i分别经过发射滤波器并在时域上相加后再经过每个匹配滤波器得到不包含信道的各个维度接收信号z_i，其表达式可以写为：然后对z_i与a′_i使用最小均方迭代算法(LMS)即可得到h_i(t)。

(5-2)利用两级预均衡后的信号b_i和步骤(1)、(5-1)得到的非正交滤波器s_i、m_i和h_i(t)来估计码间串扰和通道间串扰；其中，步骤(3)中接收到的第i维通道上第k个符号a′_k,i受到的码间串扰和通道间串扰的计算表达式可以写为：

其中b_n,i是经过MCMMA与DD-LMS均衡后的第i维通道上第n个符号；当i与j相等时，d_ii表示的是同一维度信号的码间串扰(ISI)；当i与j不相等时，d_ji表示的是不同维度信号的通道间串扰(CCI)，ISI_CCI值的大小跟CAP滤波器非正交程度有密切关系，滤波器越不正交，其值越大，对接收信号的干扰越严重；

(5-3)从经过匹配滤波器与下采样后的信号a′_k,i中将该计算出的ISI_CCI减去得到消除干扰后的信号；

观察消除干扰后的信号的误码率是否达到前向纠错编码硬判决线(BER＝3.8x10^-3)，否则转(5)进行ICCA迭代，不过这时候的b_i要换成(5-3)中消除干扰后的信号；是则进行后续处理。

本发明通过设置较小的滤波器的截止带宽，使之小于正交性滤波器对带宽的极限条件。在这个截止带宽下进行最小最大值优化，最后便可得到非正交的多维无载波幅度相位调制滤波器。所设计多维滤波器的不同维度可以独立地传输一定速率的数据，根据用户的带宽需求灵活分配维度资源，可将各维度分配给同一个用户或者不同的用户。本发明相对现有技术，具有以下优点：

1、在基于多维无载波幅度相位调制技术的通信系统中引入非正交的概念，在非正交的条件下，滤波器设计的要求放低，即不要求严格的两两正交，允许占用更小的带宽而引入滤波器之间的干扰，从而具有提高系统频谱效率的能力。

2、在非正交的多维无载波幅度相位调制通信系统中引入了基于干扰消除的均衡算法。该干扰消除算法可以消除非正交多维CAP滤波器带来的干扰，能够尽可能的提升非正交多维无载波幅度相位调制通信系统的误码率性能。

附图说明

图1为本发明的方案流程图；

图2为4维非正交CAP滤波器频谱图；

图3为4维非正交CAP滤波器串扰图；

图4为干扰消除算法ICCA原理图；

图5为10Gb/s的4维CAP系统中使用带宽为2.3GHz非正交滤波器时接收到的信号频谱图；

图6为10Gb/s的4维CAP系统中使用带宽为2.3GHz非正交滤波器，光纤长度为20km时的误码率曲线图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明提供了一种使用非正交多维无载波幅度相位调制技术的信号传输方法，包括：

1、设计非正交的N维无载波幅度相位调制的滤波器，包括：

确定最小最大值的优化的过程，即:其中，S_1,HP是发送端滤波器s_i频率响应截止带宽f_B之外的部分，截止频率可以表示滤波器的带宽，设计非正交滤波器时f_B小于正交滤波器的最小带宽N/2T_s；该最小最大优化过程可以使用MATLAB中的fminimax()函数完成。

其次，确定优化过程的初始值，即：

其中g(t)是升余弦函数，β是滚降系数；n＝1、2、…N/2；，T_s是符号的持续时间，γ_n是用来控制滤波器中心频率的自定义参数。

接收端匹配滤波器可以表示为：m_i＝reverse(s_i),i＝{1,2,…,N}，reverse()表示时域上的反转。

当N＝4时，设计出来的4维非正交滤波器频谱图与滤波器之间的响应关系分别为如图2、图3所示。

2、待发射的数据经过上采样后被发射滤波器滤波然后在时域上叠加在一起，即：其中，Up表示对数据进行倍数为N_s的上采样操作，符号表示的是卷积，a_i表示发射端第i维上的符号序列，s_i表示的是第i维的发射滤波器；前述操作可在MATLAB中实现，上采样可用upsample()函数，卷积可用conv()函数；在4维(N＝4)的非正交滤波器中，上采样的倍数是N_s＝5。

3、接收端的数据首先被匹配滤波器与下采样操作，即：其中，a′_i(t)表示接收到的第i维信号，Down表示对数据进行下采样的操作，符号表示的是卷积，m_i表示的是第i维的匹配滤波器。

4、将各个维度的信号等效为MIMO信道，基于该MIMO均衡器模型，对经过匹配滤波器与下采样后的信号先使用改进型的级联的多模算法(MCMMA)进行第一级预均衡，再使用判决反馈的最小均方误差均衡算法(DD-LMS)对第一级均衡后的数据进行第二级预均衡，包括：

对数据进行均衡，在4维的CAP系统中，均衡器采用4进4出的MIMO结构，均衡后的输出信号表示为：

其中，b_i(t)是均衡后第i个维度上的输出信号，w_j,i(t)是第i个维度上输入为a′_j(t)的均衡滤波器。w_j,i(t)的抽头系数分别使用MCMMA与DD-LMS均衡算法更新。

5、使用码间串扰和通道间串扰消除算法ICCA计算干扰值并消除该干扰，得到比较准确的信号，包括：

如图4所示，在4维CAP系统中，先估计出信道响应h_j(t)，再利用MCMMA与DD-LMS联合预均衡后的信号b_i,i＝{1,2,3,4}和已知的非正交滤波器来估计码间串扰和通道间串扰，第i维通道上第k个符号受到的码间串扰和通道间串扰的计算表达式可以写为：

其中b_n,i是经过MCMMA与DD-LMS均衡后的第i维通道上第n个符号，h_j(t)表示信道传输特性。

然后将该计算得到的干扰值带到经过匹配滤波器后的信号中进行干扰消除。如有必要，可以对该码间串扰和通道间串扰消除算法进行迭代。

将基于下面几组仿真数据与实验结果来说明该方法的特点：

下表为仿真与实验的非正交CAP系统参数。

图1为本发明的方案流程图，也即基于本发明的系统架构图。在发送端，一定长度的数据(PRBS-15)先经过编码映射为特定信号，如16-QAM信号；然后经过上采样与非正交CAP滤波器滤波之后将该信号发送，信号经过信道之后在接收端被接收；该信道在本实验与仿真中设为光纤信道，所以发射端的发射信号模块为将信号调制到波长为1550nm的激光上，接收端的接收信号模块为使用光探测器(PD)探测信号；之后的过程如图1中接收信号模块的后续过程一样，依次为匹配滤波器与下采样、MCMMA与DD-LMS均衡、ICCA干扰消除、数据解映射与解码、恢复数据。

图5为在10Gb/s的4维CAP仿真系统中使用带宽为2.3GHz非正交滤波器时接收到的信号频谱图。可以看到，这个时候系统的频谱效率为10/2.3＝4.35bit/s/Hz。在此条件下的正交CAP系统中，频谱效率最高不超过4bit/s/Hz。

图6为在10Gb/s的4维CAP系统中使用带宽为2.3GHz非正交滤波器，光纤长度为20km时实验测得的误码率曲线图。其中MCMMA+DD-LMS+ICCA*m表示MCMMA与DD-LMS预均衡后使用m次干扰消除算法ICCA，看以看到，在滤波器严重不正交时，仅仅使用MCMMA+DD-LMS已完全不能将误码率降到FEC限(3.8×10^-3)下。但是通过使用ICCA算法消除非正交滤波器的干扰，可以提高系统的误码率性能，并且将ICCA迭代从3次降到1次将带来3.6dB的功率代价。图中嵌入的16-QAM星座图由4维CAP系统中两个维度的信号组合而成，其中每个维度的信号为4-PAM信号，可以看到加上ICCA*3后的星座图明显清晰了许多，这也表示ICCA干扰消除算法的有效性。

本发明在保证误码率性能、不严重增加算法复杂度的情况下，提升了无载波幅度相位调制通信系统中的频率效率。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。