载波频偏估测装置与载波频偏估测方法与流程

本发明与电子信号接收装置相关，并且尤其与电子信号接收装置中用以估测载波频率偏移(carrierfrequencyoffset,cfo)的技术相关。

背景技术：

随着电子领域中相关技术的进步，各种类型的通信系统愈来愈普及。通信系统的传送端与接收端都各自配备有至少一个振荡信号源(例如石英振荡器)，用以产生供其他电路参考的时钟信号。在运作过程中，传送端与接收端的时钟频率须有相当程度的一致性，接收端才能正确解读传送端发出的信号。若接收端对输入信号施以降频转换时采用的时钟信号频率不同于传送端对基频信号施以升频转换的时钟信号频率，一般称为接收端存在载波频率偏移(简称载波频偏)的问题。载波频偏可能会导致内载波干扰(inter-carrierinterference)等减损接收端系统效能的负面作用，严重时甚至会使得接收端无法判读其输入信号。由于传送端与接收端的振荡器要完全匹配极为困难，因此许多接收端针对载波频偏设计有补偿机制。一般来说，接收端必须先正确估计出载波频偏的大小，始能有效进行频偏补偿。

图1(a)呈现一种适用于正交相位偏移调变(quadraturephase-shiftkeying,qpsk)信号的载波频偏估测装置的方块图。载波频偏估测装置100包含四次方电路11、频谱产生电路12、峰值频率判断电路13与频偏决定电路14。四次方电路11的输入信号y(t)为一qpsk基频信号；该基频信号可能是一射频信号在进入载波频偏估测装置100所配合的接收端之后，经过低噪声放大电路、降频转换电路、模拟-数字转换器、低通滤波器…等等电路所产生的基频信号。四次方电路11对输入信号y(t)施以四次方运算，以产生一四次方运算结果y⁴(t)。频谱产生电路12利用快速傅立叶变换(fastfouriertransform,fft)为四次方电路11输出的四次方运算结果y⁴(t)产生四次方频谱z(f)。峰值频率判断电路13负责自四次方频谱z(f)中找出一峰值频率ω，其为频谱中一最高能量峰值所对应的频率。以图1(b)呈现的四次方频谱z(f)为例，峰值频率判断电路13会将能量p0选为最高能量峰值pmax，并将相对应的频率视为峰值频率ω。频偏决定电路14负责将峰值频率判断电路13找出的峰值频率ω除以四，以产生一载波频偏估测结果δfe。

然而，如果输入信号y(t)系透过多重路径(multipath)传播，输入信号y(t)中往往会混合有一回波(echo)信号。回波信号会对四次方频谱z(f)中的能量分布造成影响，严重时甚至会导致峰值频率判断电路13找出的峰值频率ω并非对应于四倍的载波频偏，进而使得频偏决定电路14产出错误的载波频偏估测结果δfe。

举例来说，请参阅图1(c)，图1(c)呈现一具有回波信号的输入信号的四次方频谱的范例z’(f)。于此范例中，能量p0所在的频率才对应于真正的四倍载波频偏，但峰值频率判断电路13会将能量p1选为最高能量峰值p’max，并将其所在频率选为峰值频率ω’，因而造成频偏决定电路14算出错误的载波频偏估测结果δfe。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明提出一种新的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法。

根据本发明的一具体实施例为一种载波频偏估测装置，其中包含n个陷波滤波器、一m次方电路、一频谱产生电路、一峰值频率判断电路、一比较电路与一频偏决定电路。该n个陷波滤波器各自具有不同的抑制频率，用以分别过滤一输入信号，以产生n个过滤后信号，其中n为大于二的整数。该m次方电路系用以分别对该n个过滤后信号施以m次方运算，以产生n个m次方过滤后信号，其中m为大于一的整数且与施于该输入信号的一调变方式相关。该频谱产生电路系用以针对该n个m次方过滤后信号中的每一个m次方过滤后信号分别产生一m次方频谱。该峰值频率判断电路分别根据该n个m次方频谱找出n个峰值频率。该比较电路自该n个峰值频率中找出一最佳峰值频率，其中该最佳峰值频率系为该n个峰值频率中与其他峰值频率相异的一峰值频率。该频偏决定电路系用以根据该最佳峰值频率决定一载波频偏估测结果。

根据本发明的另一具体实施例为一种载波频偏估测方法。首先，根据一输入信号，n个不同的抑制频率被设定，其中n为大于二的整数。该输入信号分别经过该n个不同的抑制频率过滤，以产生n个过滤后信号。其次，该n个过滤后信号各自被施以m次方运算，以产生n个m次方过滤后信号，其中m为大于一的整数且与施于该输入信号的一调变方式相关。针对该n个m次方过滤后信号中的每一个m次方过滤后信号，一m次方频谱分别被产生。接着，每一个m次方频谱各自被找出一峰值频率。一最佳峰值频率自该n个峰值频率中被找出，其中该最佳峰值频率系为该n个峰值频率中与其他峰值频率相异的一峰值频率。随后，根据该最佳峰值频率，一载波频偏估测结果被决定。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下发明详述及所附图式得到进一步的了解。

附图说明

图1(a)呈现一种适用于正交相位偏移调变信号的载波频偏估测装置的方块图。

图1(b)呈现一输入信号的四次方频谱的范例。

图1(c)呈现一具有回波信号的输入信号的四次方频谱的范例。

图2(a)呈现一输入信号的频谱的范例。

图2(b)呈现一具有回波信号的输入信号的频谱的范例。

图3为根据本发明的一实施例所绘示的一种载波频偏估测装置。

图4呈现三个抑制频率的位置范例。

图5呈现本发明抑制频率设定电路的一实施例。

图6(a)～图6(c)呈现本发明对应于图2(b)所示的输入信号的四次方频谱的范例。

图7呈现本发明比较电路采用的判断程序的一实施例。

图8为根据本发明的一实施例所绘示的一种载波频偏估测方法。

须说明的是，本发明的图式包含呈现多种彼此关联的功能性电路的方块图。该等图式并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序间的多种互动关系不一定要透过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的功能不一定要如图式中绘示的方式分配，且分布式的区块不一定要以分布式的电子元件实现。

符号说明

100、300：载波频偏估测装置11、31：四次方电路

12、32：频谱产生电路13、33：峰值频率判断电路

14、34：频偏决定电路35a～35c：陷波滤波器

36：抑制频率设定电路36a：中心频率判断电路

36b：滚降系数判断电路36c：抑制频率计算电路

38：比较电路s71～s77：流程步骤

s80～s86：流程步骤

具体实施方式

根据发明人的观察，当输入信号y(t)中不存在回波信号，其频谱y(f)的形状通常对称于中心频率fcenter，例如如图2(a)所示。另一方面，当输入信号y(t)中存在回波信号，其频谱y’(f)通常不会对称于在中心频率fcenter，例如如图2(b)所示。因此，为了消除回波信号的影响，本发明利用陷波滤波器(notchfilter)对输入信号y(t)进行滤波，以避免得到错误的载波频偏估测结果。

本发明的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法可应用于多种通信系统的接收端，例如但不限于数字电视卫星广播(digitalvideobroadcasting–satellite,dvb-s)接收器与数字电视有线广播(digitalvideobroadcasting–cable,dvb-c)接收器。

根据本发明的一实施例中的载波频偏估测装置的方块图系绘示于图3。载波频偏估测装置300包含一四次方电路31、一频谱产生电路32、一峰值频率判断电路33、一频偏决定电路34、三个并联的陷波滤波器35a～35c、一抑制频率设定电路36，以及一比较电路28。

载波频偏估测装置300的输入信号y(t)为一正交相位偏移调变(qpsk)基频信号。实务上，该基频信号可以是一射频信号经过接收端中的低噪声放大电路、降频转换电路、模拟-数字转换器、低通滤波器…等电路所产生，但不以此为限。

抑制频率设定电路36根据输入信号y(t)将陷波滤波器35a～35c设定为具有不同的抑制频率fn1、fn2、fn3。陷波滤波器35a～35c各自对输入信号y(t)施以滤波程序，以产生过滤后信号y1(t)、y2(t)、y3(t)。以图2(b)所示的频谱y’(f)为基础，图4呈现抑制频率fn1、fn2、fn3的一种范例。如图4所示，抑制频率fn2被设定为等于输入信号y(t)的中心频率fcenter；抑制频率fn1被设定为中心频率fcenter减去一侧边频率fside，也就是(fcenter-fside)；抑制频率fn3被设定为中心频率fcenter加上该侧边频率fside，也就是(fcenter+fside)。

图5呈现本发明抑制频率设定电路36的一实施例。在此实施例中，抑制频率设定电路36包含一中心频率判断电路36a、一滚降系数(roll-offfactor)判断电路36b与一抑制频率计算电路36c。中心频率判断电路36a负责判断输入信号y(t)的中心频率fcenter。滚降系数判断电路36b则是用以判断输入信号y(t)的滚降系数a。随后，抑制频率计算电路36c便根据输入信号y(t)的中心频率fcenter、滚降系数a以及符号长度(symbolduration)t来计算抑制频率fn1、fn2、fn3，并分别输出至陷波滤波器35a～35c。其中，符号长度t可由接收端中的其他电路经由解析输入信号y(t)而得，亦可能为一个由传送端与接收端预先约定而预先储存在接收端的固定值。更具体地说，抑制频率计算电路36c可根据输入信号y(t)的中心频率fcenter决定抑制频率fn2，亦即令fn2＝fcenter。抑制频率计算电路36c另根据输入信号y(t)的滚降系数a与符号长度t计算出侧边频率fside，其中fside＝(1-a)/2t，再根据中心频率fcenter与侧边频率fside计算出抑制频率fn1、fn3，其中fn1＝(fcenter-fside)，fn3＝(fcenter+fside)。须说明的是，输入信号y(t)的中心频率fcenter、滚降系数a以及符号长度t的判断方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。此外，本发明并不限于利用滚降系数a与符号长度t来决定侧边频率fside。

四次方电路31分别对过滤后信号y1(t)、y2(t)、y3(t)施以四次方运算，以产生四次方过滤后信号接着，频谱产生电路32分别根据四次方过滤后信号产生对应的四次方频谱z1(f)、z2(f)、z3(f)表示。实务上，频谱产生电路32例如可为但不限于一快速傅立叶变换(fft)电路。随后，峰值频率判断电路33负责分别自四次方频谱z1(f)、z2(f)、z3(f)找出一峰值频率ω1、ω2、ω3。须说明的是，四次方运算电路21、频谱产生电路32、峰值频率判断电路33的实施方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

以图2(b)所示的输入信号为例，请参阅图6(a)～(c)，图6(a)～(c)呈现本发明对应于图2(b)所示的输入信号的四次方频谱z1(f)、z2(f)、z3(f)的范例。如图2(b)所示，由于图2(b)所示的频谱y’(f)中大于中心频率fcenter的频率所对应的能量较大，因此具有较低抑制频率的陷波滤波器35a与具有中间抑制频率的陷波滤波器35b无法有效地去除回波信号对输入信号y(t)的影响，而仅有具有较高抑制频率的陷波滤波器35c才可有效去除回波信号对输入信号y(t)的影响。因此，四次方频谱z1(f)、z2(f)的峰值频率ω1、ω2并未对应于真正的四倍载波频偏，而仅有四次方频谱z3(f)的峰值频率ω3对应于真正的四倍载波频偏。由此可知，多个峰值频率中与其他峰值频率相异的峰值频率，即为对应于真正四倍载波频偏的峰值频率。

比较电路38从峰值频率ω1、ω2、ω3中找出一最佳峰值频率ωo，其为多个峰值频率中与其他峰值频率相异的一个峰值频率，并输出最佳峰值频率ωo至频偏决定电路34。接着，频偏决定电路34便会根据最佳峰值频率ωo决定一载波频偏估测结果δfe。在一实施例中，频偏决定电路34可将最佳峰值频率ωo除以四来产生载波频偏估测结果δfe。

在一实施例中，比较电路28可由一处理器执行一存储器中所储存的指令来实现。图7呈现本发明比较电路38采用的判断程序的一实施例。首先，在步骤s71中判断峰值频率ω1、ω2是否相同。若峰值频率ω1、ω2被判断为相同，则在步骤s72中判断峰值频率ω2、ω3是否相同。若在步骤s72中峰值频率ω2、ω3被判断为相同，表示峰值频率ω1、ω2、ω3皆相同；其代表输入信号y(t)未受回波信号干扰，因此在步骤s74中可输出峰值频率ω1、ω2、ω3中任一峰值频率做为最佳峰值频率ωo。以图7为例，在步骤s74系输出ω2做为最佳峰值频率ωo。若在步骤s72中峰值频率ω2、ω3被判断为不相同，表示峰值频率ω3不同于其他两个峰值频率ω1、ω2，则在步骤s75中输出峰值频率ω3做为最佳峰值频率ωo。

若在步骤s71中峰值频率ω1、ω2被判断为不相同，则在步骤s73中判断峰值频率ω2、ω3是否相同。若在步骤s73中峰值频率ω2、ω3被判断为相同，表示峰值频率ω1不同于其他两个峰值频率ω2、ω3，则在步骤s76中输出峰值频率ω1做为最佳峰值频率ωo。若在步骤s73中峰值频率ω2、ω3被判断为不相同，表示峰值频率ω1、ω2、ω3皆不相同；其代表输入信号y(t)受到强大噪声干扰，因此在步骤s77中可输出峰值频率ω1、ω2、ω3中任一峰值频率做为最佳峰值频率ωo。以图6为例，在步骤s77中系输出ω2做为最佳峰值频率ωo。在另一实施例中，在步骤s77中亦可请求传送端重新传送输入信号y(t)。

在本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，前述判断步骤的顺序或其中的判断逻辑的组合方式可被等效调换，并且不会影响该判断流程的整体效果。

值得注意的是，在本发明的其他实施例中，载波频偏估测装置300可包含四个、五个甚至更多个陷波滤波器。

值得注意的是，在本发明的其他实施例中，四次方电路31可被替换为一m次方电路，其中m为大于一的整数，且与施于输入信号y(t)的调变方式相关。举例而言，若输入信号y(t)的调变方式为正交相位偏移调变(qpsk)，整数m可为四的整数倍，例如m等于四或八。依此类推，若输入信号y(t)的调变方式为八相位偏移调变(eightphase-shiftkeying,8psk)，则整数m可为八的整数倍，例如m等于八或十六。惟对应于m次方电路，峰值频率判断电路33所找出的峰值频率ω系对应于m倍的载波频偏δf，因此频偏决定电路34可根据数值m产生载波频偏估测结果δfe。举例来说，当m＝8，频偏决定电路34可将峰值频率判断电路33找出的峰值频率ω除以八，以产生一载波频偏估测结果δfe。

实务上，前述峰值频率判断电路33、频偏决定电路34与比较电路38可利用固定式的和可编程化的逻辑电路来实现，例如可编程化逻辑门阵列、针对特定应用的集成电路、微控制器、微处理器、数字信号处理器。此外，峰值频率判断电路33、频偏决定电路34与比较电路38亦可由一处理器执行一存储器中所储存的指令来实现。

图8为根据本发明的一实施例所绘示的一种载波频偏估测方法。首先，在步骤s80中，n个不同的抑制频率根据一输入信号被设定，其中n为大于二的整数。在步骤s81中，利用该n个不同的抑制频率分别过滤该输入信号，以产生n个过滤后信号。其次，在步骤s82中，分别对该n个过滤后信号施以m次方运算，以产生n个m次方过滤后信号，其中m为大于一的整数且与该输入信号的一调变方式相关。在步骤s83中，分别根据该n个m次方过滤后信号产生n个m次方频谱。接着，在步骤s84中，分别根据该n个m次方频谱找出n个峰值频率。随后，在步骤s85中，自该n个峰值频率中找出一最佳峰值频率。最后，在步骤s86中，根据该最佳峰值频率决定一载波频偏估测结果。

本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，先前在介绍载波频偏估测装置300时描述的各种操作变化亦可应用至图7中的载波频偏估测方法，其细节不再赘述。

藉由以上实施例的详述，系希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的权利要求的范畴内。