信号传输装置的制作方法

本发明涉及信号传输装置，特别涉及如下信号传输装置：在电力变换电路(例如逆变器)中使低电压区域与高电压区域之间电绝缘，并且从控制电路向半导体开关传输用于使半导体开关开闭的栅极驱动信号，上述低电压区域配置有控制电路(例如微型计算机)，上述高电压区域配置有半导体开关(例如igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极型晶体管))。

背景技术：

以往，在电力变换电路中一直使用信号传输装置，该信号传输装置具有使电力变换电路的输入输出之间绝缘的功能和传输信号的功能。

作为因这样的目的而被使用于电力变换电路的信号传输装置中的、使用在集成电路上制作出的微型变压器的信号传输装置的例子，有例如专利文献1记载的信号传输电路装置。在该专利文献1记载的信号传输电路装置中，接收侧电感被dc偏置到接地电压或者电源电压。另外，在信号传输中仅使用由接收侧电感所感应出的正负脉冲电压中的正脉冲。

现有技术文献

专利文献1：国际公开第2011/055611号

专利文献2：日本特开2011-146934号公报

专利文献3：国际公开第2010/095368号

技术实现要素：

在专利文献1所记载的以往的信号传输电路装置中，仅使用由接收侧电感所感应出的正负脉冲电压中的正脉冲来进行信号传输。因此，在变压器接收端的信号检测电路的延迟时间产生偏差的情况下，存在信号传输电路容易误动作的问题。另外，在专利文献1记载的以往的信号传输电路装置中，在使接收侧电感偏置到接地时，存在信号检测电路的功耗变大的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于得到一种抑制功耗、并且即使在信号检测电路的延迟时间产生偏差的情况下也能够进行稳定的信号传输动作的信号传输装置。

本发明提供一种信号传输装置，具备：发送电路，以来自第一电源的电力动作，根据输入信号生成发送信号；变压器，与所述发送电路连接；以及接收电路，以来自第二电源的电力动作，经由所述变压器接收所述发送电路输出的发送信号，其中，所述变压器包括第一变压器和第二变压器合计两个变压器，各变压器包括发送侧电感和接收侧电感，所述发送电路与所述输入信号的上升沿同步地对所述第一变压器的所述发送侧电感的发送端子输入包括单个或者多个脉冲的发送侧电压信号，与所述输入信号的下降沿同步地对所述第二变压器的所述发送侧电感的发送端子输入包括单个或者多个脉冲的发送侧电压信号，所述第一变压器以及第二变压器的所述接收侧电感的两个端子中的一方的各端子与所述接收电路的接地或者所述第二电源连接，另一方的各端子经由电容与设置于所述接收电路的信号检测电路的输入端子连接，所述信号检测电路包括单端型施密特触发电路。

在本发明中，通过在同一芯片上形成两个变压器和接收电路，能够做到不需要与接收电路的变压器连接端子连接的esd保护元件，所以能够在信号传输中使用构成变压器的接收侧电感中发生的负脉冲。由此，能够进行使用正脉冲和负脉冲这两方的信号传输，即使在信号检测电路的延迟时间产生偏差的情况下，也能够进行稳定的信号传输动作。另外，通过在信号检测电路中使用单端型施密特触发电路，能够构成低功耗的接收电路。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的信号传输装置的结构的电路图。

图2是表示本发明的实施方式1的信号传输装置的信号波形的说明图。

图3是表示在电力变换电路中使用信号传输装置的实施方式的一个例子的电路图。

图4是表示用于与本发明的实施方式1对比的比较例的信号传输电路的电路图。

图5是表示用于与本发明的实施方式1对比的比较例的信号传输电路上的信号波形的说明图。

图6是表示图1以及图4所示的微型变压器的等效电路的图。

图7是表示图6所示的微型变压器的阶跃响应的图。

图8是表示图6所示的微型变压器的发送波形和接收波形的图。

图9是表示由dv/dt噪声发生的信号电压的图。

图10a是表示将接收侧电感偏置到2.5v的情况下的、由dv/dt噪声发生的信号电压的仿真结果的图。

图10b是表示将接收侧电感dc偏置为接地电平的情况下的、由dv/dt噪声发生的信号电压的仿真结果的图。

图11a是表示信号检测电路的例子的图。

图11b是表示信号检测电路的例子的图。

图12a是表示设置于本发明的实施方式1的信号传输装置的单端输入施密特触发电路的动作的图。

图12b是表示图12a所示的单端输入施密特触发电路的动作的图。

图13a是表示降低了cmos逆变器的阈值电压时的延迟时间的增加的说明图。

图13b是表示降低了cmos逆变器的阈值电压时的延迟时间的增加的说明图。

图14a是表示以往的信号传输电路中的开关点电压的设定方法的说明图。

图14b是表示本发明的实施方式1的信号传输装置中的开关点电压的设定方法的说明图。

图15a是表示以往的信号传输电路中的针对延迟时间的要求的说明图。

图15b是表示本发明的实施方式1的信号传输装置中的针对延迟时间的要求的说明图。

图16a是表示本发明的实施方式5的信号传输装置中的芯片结构的立体图。

图16b是表示本发明的实施方式1的信号传输装置中的芯片结构的立体图。

图17是表示附加有esd保护元件时的结构的电路图。

图18是表示由本发明的实施方式1的信号传输装置实施的动作的仿真结果的说明图。

图19是表示dv/dt噪声对本发明的实施方式1的信号传输装置的影响的仿真结果的说明图。

图20是表示本发明的实施方式2的信号传输装置的基于同相噪声的误动作防止电路的结构的说明图。

图21a是表示本发明的实施方式3的信号传输装置中的单端输入施密特触发电路的其它例子的电路图。

图21b是表示本发明的实施方式3的信号传输装置中的单端输入施密特触发电路的其它例子的电路图。

图22是表示本发明的实施方式4的信号传输装置的使用多个脉冲时的信号波形的说明图。

图23是表示施密特触发电路的延迟时间变大时的动作的图。

图24a是表示施密特触发电路的延迟时间的定义的图。

图24b是表示施密特触发电路的延迟时间的定义的图。

图25是表示本发明的实施方式5的信号传输装置的结构的电路图。

具体实施方式

实施方式1.

图1表示本发明的实施方式1的信号传输装置的结构。另外，图2表示设置于图1的信号传输装置的各端子的信号波形。图1的各端子的符号和图2的各端子的符号一致。粗略划分，如图1所示，本实施方式1的信号传输装置包括变压器22、发送电路23以及接收电路24。

若进一步详细说明，则如图1所示，本实施方式1的信号传输装置配置有发送脉冲生成电路9、两个变压器22(22a以及22b)、两个耦合电容12、两对偏置电阻13、两个单端型施密特触发电路14以及一个rs触发器15。变压器22a以及变压器22b分别包括一对电感即发送侧电感10和接收侧电感11。在图1中，变压器22a是置位信号用的变压器(第一变压器)，变压器22b是复位信号用的变压器22b(第二变压器)。在图1的结构中，发送脉冲生成电路9构成发送电路23，耦合电容12、偏置电阻13、单端型施密特触发电路14以及rs触发器15构成接收电路24。另外，单端型施密特触发电路14构成信号检测电路。

变压器22a的发送侧电感10的两个端子中的一个端子与发送电路23的接地gnd1连接，另一个端子与发送脉冲生成电路9的输出端子s1连接，变压器22b的发送侧电感10的两个端子中的一个端子与发送电路23的接地gnd1连接，另一个端子与发送脉冲生成电路9的输出端子r1连接。另外，变压器22a、22b的接收侧电感11的两个端子中的一个端子与接收电路24的接地电平gnd2连接，被dc偏置为接地电平。变压器22a的接收侧电感11的另一个端子经由耦合电容12与单端型施密特触发电路14的输入端子s4连接，变压器22b的接收侧电感11的另一个端子经由耦合电容12与单端型施密特触发电路14的输入端子r4连接。在各耦合电容12与各单端型施密特触发电路14的输入端子s4以及r4之间分别设置有一对偏置电阻13。单端型施密特触发电路14的输入端子s4以及r4由偏置电阻13dc偏置到接地电平gnd2与电源电压vdd2的中间的电压。作为一个例子，在本实施方式1中，电源电压vdd2是5v，偏置电阻13的电阻值全部是25kω，所以dc偏置电压被设定为2.5v。单端型施密特触发电路14的输出端子s3以及r3与rs触发器15连接。

发送电路23以来自作为第一电源的电源vdd1的电力动作。发送电路23使用从外部输入的输入信号in，通过发送脉冲生成电路9生成发送信号。

另外，接收电路24以来自作为第二电源的电源vdd2的电力动作。接收电路24经由变压器22接收发送电路23输出的发送信号。

如图2所示，发送电路23与输入信号in的上升沿同步地向变压器22a的发送侧电感10的发送端子s1输入包括单一脉冲的发送侧电压信号。另外，发送电路23与输入信号in的下降沿同步地向变压器22b的发送侧电感10的发送端子r1输入包括单一脉冲的发送侧电压信号。此外，这些单一脉冲未必一定是单一的，也可以包括多个脉冲。

另外，如后述图16b所示，变压器22和接收电路24形成于同一芯片上。

构成信号检测电路的单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph以及下侧阈值电压vspl被设定为满足以下的两个条件。

(条件1)：未被输入输入信号in的无信号时的变压器22a、22b的接收侧电感11的端子s2、r2的电压(或者设置有偏置电阻13时的端子s4、r4的电压)处于单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph与下侧阈值电压vspl之间。

(条件2)：在输入到变压器22a、22b的发送侧电感10的发送端子s1、r1的信号(发送侧电压信号)的上升沿，变压器22a、22b的接收侧电感11的端子s2、r2的电压(或者端子s4、r4的电压)比单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph高，在该信号(发送侧电压信号)的下降沿，端子s2、r2的电压(或者端子s4、r4的电压)比单端型施密特触发电路14的下侧阈值电压vspl低。

接下来，图4表示用于与本实施方式1对比的比较例的结构。另外，图5表示图4所示的信号传输电路上的各部分的信号波形。

图4所示的比较例的信号传输电路包括发送脉冲生成电路9、两个变压器22、信号检测电路16以及rs触发器15。与图1的差异在于图4中未设置图1所示的耦合电容12、偏置电阻13以及单端型施密特触发电路14，而代替地设置有信号检测电路16。变压器22的接收侧电感11的一端与接收侧的接地gnd2连接，另一端(s2以及r2)与信号检测电路16的输入端子(+)连接。信号检测电路16将输入到输入端子(+)的s2以及r2的电压与参考电压vref进行比较，输出比较结果。作为信号检测电路16，例如，使用差动输入比较器。图11a以及图11b表示该差动输入比较器的结构例。信号检测电路16的输出端子s3以及r3与rs触发器15的置位端子(s)以及复位端子(r)连接。rs触发器15根据置位端子(s)以及复位端子(r)的输入而将信号电压输出到输出端子out。

图5表示图4的电路上的各部分的信号波形。发送脉冲生成电路9在输入信号in的上升沿向端子s1输出矩形波(电压脉冲)。另外，发送脉冲生成电路9在输入信号in的下降沿向端子r1输出矩形波(电压脉冲)。在对变压器22的发送侧电感10施加电压脉冲时，在接收侧电感11的端子s2以及r2感应出电压。信号检测电路16将s2以及r2的电压与参考电压vref进行比较。在s2以及r2的电压大于vref的情况下，信号检测电路16输出等于电源电压vdd2的电压(以后称为h)。另一方面，在s2以及r2的电压小于vref的情况下，信号检测电路16将等于接地电压gnd2的电压(以后称为l)输出到端子s3以及r3。rs触发器15将与置位端子(s)以及复位端子(r)的输入对应的电压输出到输出端子out。此外，与置位端子(s)以及复位端子(r)的输入对应的电压是指将输入到置位端子(s)的来自端子s3的电压成为h的时间点作为上升沿、将输入到复位端子(r)的来自端子r3的电压成为h的时间点作为下降沿的脉冲信号。这样，作为结果，在输出端子out再现出与输入信号in相同的电压波形。此外，在以往的信号传输电路中，比较s2和s3以及比较r2和r3可知，在信号传输中仅使用正脉冲。

接下来，图6表示变压器22的等效电路。图6所示的变压器22的等效电路是在集成电路上制作出的微型变压器。这样的微型变压器的电感l非常小，小到100nh左右，但另一方面，其寄生电阻rp为100ω左右。图7表示这样的变压器的针对阶跃电压输入的响应。在图7的图表中，横轴表示时间。另外，图7的图表的纵轴表示图7的电路图所示的输入电压vin以及输出电压vout。如图7所示，发生于接收侧电感的电压信号衰减的时间常数τ＝l/rp为1ns，为非常短的脉冲信号。为了检测这样短的脉冲信号，要求信号检测电路16具有高速的响应性。

图8表示向变压器的发送侧输入了矩形波时的、在变压器的接收侧生成的信号波形。在图8的图表中，横轴表示时间。另外，图8的图形的纵轴表示图8的电路图所示的输入电压vin以及输出电压vout。如图8所示，与发送侧矩形波的上升以及下降对应地，在接收侧发生正的信号和负的信号。在以往的信号传输电路中，仅使用其中的正脉冲进行信号传输。特别是，在例如如专利文献2以及专利文献3记载的以往的发送接收电路中，通过缩短发送侧电压波形的上升时间并延长下降时间，刻意地减小负脉冲的振幅，仅利用正脉冲进行信号传输。

在后叙述专利文献2、3与本实施方式1的差异，在此，简单地说明专利文献2、3记载的发送接收电路的结构。

专利文献2的电路(参照专利文献2的图3)使用一对变压器，通过改变在变压器中流过的电流的方向来传输置位信号和复位信号。

在专利文献3的图16所示的电路中，接收侧电感的一端经由电容与单端型施密特触发电路连接。在该例子中仅存在一个变压器，通过改变在发送侧电感中流过的电流的方向来区分置位信号和复位信号。

在如专利文献2、3记载的以往技术中，接收侧电感11被dc偏置到接地电压或者电源电压。这是基于如以下的理由作出的。

图3表示在电力变换电路中使用信号传输装置1时的方式的一个例子。如图3所示，电力变换电路具有低电压区域17和高电压区域18。低电压区域17配置有控制电路2。控制电路2例如包括微型计算机。另外，高电压区域18配置有栅极驱动电路4、半导体开关5、高压电源6、交流输出端子7以及续流二极管8。

为了防止控制电路2的误动作以及为了防止触电，通过信号传输装置1使配置有控制电路2的低电压区域17与设置有半导体开关5的高电压区域18之间电分离。

控制电路2产生的栅极驱动信号3通过信号传输装置1被输入到栅极驱动电路4。栅极驱动电路4依照栅极驱动信号3进行半导体开关5的开闭。在进行半导体开关5的开闭时，根据半导体开关5为接通(on)状态的时间，在电力变换电路的交流输出端子7中发生从接地电平至由高压电源6生成的电压(几百v至几千v)电平的范围的交流电压。

在图3的电力变换电路中，在半导体开关5进行开闭时，交流输出端子7的电压在从接地电平至高压电源6所生成的电压的范围变化。此时，栅极驱动电路4的接地与交流输出端子7连接，所以在信号传输装置1的发送侧与接收侧之间，每当开关时被施加大的电压(以下称为输入共模电压v)。将其称为dv/dt噪声。此外，在此，dv/dt是输入共模电压v的变化速度。因此，dv/dt的最大值为输入共模电压v可容许的变化速度的值。现在，在信号传输装置1的发送侧与接收侧之间被施加dv/dt噪声时，如图9的等效电路所示，电流通过变压器寄生电容20而流过变压器寄生电阻19以及dc偏置电路的输出电阻21，在接收侧信号端发生电压vout。在将变压器寄生电阻19的值设为rp、将dc偏置电路的输出电阻21设为rout时，由dv/dt噪声引起的电流所流过的部分的等效电阻req为req＝(rp/2+rout)。另外，在将变压器寄生电容20的值设为cp/2时，在变压器接收端发生的噪声电压的值vout为vout＝cp(dv/dt)req。在以下的估计中，设rp＝100ω、cp＝300ff。如图10a所示，在用两个25kω的电阻分割5v的电源电压、将接收侧电感偏置到2.5v的情况下，dc偏置电阻的输出电阻rout为12.5kω，所以等效电阻req＝12.55kω，由25kv/μs的dv/dt噪声在变压器接收端发生的信号电压为约90v。该电压具有大幅超过接收电路的电源电压的值。相对于此，如图10b所示，在将接收侧电感dc偏置到接地电平的情况下，req＝rp/2＝50ω，在变压器接收端发生的信号电压大幅变小为约0.4v。为了防止dv/dt噪声所致的接收电路的误动作，最好将接收侧电感dc偏置到接地电平或者电源电平。此外，在此，在图10a以及图10b的图表中，横轴表示时间。另外，图10a以及图10b的纵轴表示输入电压vin以及输出电压vout。

以下，依照图1以及图2，说明本发明的实施方式1的信号传输装置1的动作。发送脉冲生成电路9在输入信号in的上升沿在端子s1中生成脉冲，与此同时，在输入信号in的下降沿在端子r1中生成脉冲。根据变压器22的发送侧的端子s1以及r1的电压，变压器22的接收侧的端子s2以及r2中发生电压信号。如图2所示，该端子s2以及r2中发生的电压信号为以接地电平为中心的正脉冲和负脉冲。这些脉冲经由耦合电容12被电平移位至偏置电阻13所制作的dc电平，成为端子s4以及r4中的信号。这些信号成为单端型施密特触发电路14的输入信号。图12a表示单端型施密特触发电路14的电路结构。在图12a的例子中，单端型施密特触发电路14包括三个nmos(m1、m2、m3)和三个pmos(m4、m5、m6)。与图11a以及图11b所示的差动输入比较器不同，图12a的电路的输入端子仅为一个。单端型是将以接地电平为基准的电压信号作为输入的电路的意思，是与如图11a以及图11b所示将两个输入端子之间的电压差作为输入的电路的对比中的称呼。图12b表示该单端型施密特触发电路14的动作。图12b是输入电压vin和输出电压vout的关系。在图12b中，横轴表示输入电压vin，纵轴表示输出电压vout。作为图12a的电路结构的中心的是包括m1和m5的cmos(complementarymetal-oxide-semiconductor，互补金属氧化物半导体)逆变器30。在仅包括m1和m5的cmos逆变器30中，在输入电压vin低于预先设定的阈值的情况下，输出电压vout为h，在输入电压vin高于该阈值的情况下，输出电压vout为l。输出电压vout从h变化为l的输入电压是开关点电压vsp。在图12a的电路中，m2以及m3起到在输入vin从l变化为h时使开关点电压vsp偏移为高电压侧的开关点电压vsph的作用，m4以及m6起到在输入电压vin从h变化为l时使开关点电压vsp偏移为低电压侧的开关点电压vspl的作用。

在图1的电路中，在不存在耦合电容12以及偏置电阻13、接收侧电感11的一端与单端型施密特触发电路14的输入端子直接连接的情况下，产生如下问题。由于不能使消耗电流太大，所以能够在发送侧电感10中流过的电流存在上限。另外，接收侧电感11中发生的信号电压为电源电压的1/2以下的情形较多。在该情况下，需要使单端型施密特触发电路14的开关点电压vsph以及vspl小于电源电压的1/2。此时，vsph高于包括m1和m5的cmos逆变器30的开关点电压vsp，vspl低于vsp，所以cmos逆变器30的开关点电压vsp也需要设定为小于电源电压的1/2。在该情况下，如图13a以及图13b所示，相比于m1的电流驱动力，需要减小m5的电流驱动力，由此，为了对输出端子进行充电所需的时间变长，作为结果，输出电压从l变化为h时的延迟时间变长，无法追随脉冲宽度1ns左右的信号脉冲。

另一方面，在本发明的实施方式1中，如图1所示，通过耦合电容12以及偏置电阻13将dc偏置电平移位到电源电压的1/2附近，所以无需将开关点电压vsph以及vspl设定为接地电压的附近，不会发生单端型施密特触发电路14的延迟时间变长的问题。

即使接收侧电感11所发生的信号电压是电源电压的1/2以下，也能够在信号检测电路中使用图11a以及图11b所示的差动输入比较器。但是，为了使用差动输入比较器检测脉冲宽度1ns左右的信号脉冲，需要在比较器中总是流过1ma左右的电流，存在接收电路的功耗变大的问题。

在以往的信号传输电路中，因为在信号传输中仅使用正脉冲，所以如图14a所示，将高电压侧开关点vsph和低电压侧开关点电压vspl这两方设定在正脉冲的振幅内。另一方面，在本实施方式1中，在信号传输中使用正脉冲和负脉冲这两方，所以如图14b所示，以正脉冲横穿高电压侧开关点vsph、负脉冲横穿低电压侧开关点电压vspl的方式进行电压设定。这样，通过设定各开关点电压vsph、vspl，能够缓和针对单端型施密特触发电路14应满足的延迟时间的要求。将其表示在图15a以及图15b中。当如以往那样在信号传输中仅使用正脉冲的情况下，如图15a所示，在接收侧电感的端子s2的电压超过vsph之后，比较器的输出信号需要在降低至vspl之前的短的时间ta的期间从h变化为l。另一方面，在本实施方式1的信号传输装置中，在信号传输中使用正脉冲和负脉冲这两方，所以比较器的输出信号在图15b的tb的期间从h变化为l即可，因此即使使用延迟时间更长(慢)的施密特触发电路，也能够传输信号。

在此，图24a以及图24b表示施密特触发电路的延迟时间的定义。如图24a所示，将从施密特触发电路的输入信号s4超过vsph的时刻至施密特触发电路的输出信号s3低于下一段的逻辑电路的阈值电压的延迟时间设为tpdlh，如图24b所示，将从施密特触发电路的输入信号s4低于vspl的时刻至施密特触发电路的输出信号s3超过下一段的逻辑电路的阈值电压的延迟时间设为tpdhl。施密特触发电路的延迟时间除了由于半导体制造工艺的偏差、温度、电源电压而产生偏差以外，还根据布线延迟所引起的寄生电容的值而产生偏差。在施密特触发的延迟时间产生偏差而比预先设定的上限值长的情况下，如图23所示，因为施密特触发电路的输出s3未达到后段的逻辑阈值电压，所以产生误动作。为了防止这样的延迟时间的偏差引起的误动作，需要如图14b所示的本实施方式1所示地设定各开关点电压vsph、vspl，并进行使用正负两方的脉冲的信号传输。

为了进行使用正脉冲和负脉冲这两方的信号传输，芯片结构也需要变更。图16b表示本实施方式1中的信号传输电路的芯片结构。如图16b所示，在本实施方式1中的信号传输电路中，变压器22和接收电路24构成于同一芯片上。在假设变压器22和接收电路24如图16a所示构成于单独的芯片的情况下，变压器22和接收电路24通过导线25连接。此时，为了防止静电放电(electrostaticdischarge，esd)所致的芯片的损坏，如图17所示，需要在接收电路24的变压器连接部附加esd保护元件26。在该情况下，即使接收侧电感的端子s2中发生负的电压，由于作为esd保护元件26而连接的二极管被正向偏置，所以在端子s2中不发生超过二极管的正向电压的负的电压。因此，无法在信号传输中使用接收侧电感11中发生的负脉冲。但是，在本实施方式1中，如图16b所示，在同一芯片上构成变压器22和接收电路24，所以无需对接收电路24的变压器连接端子附加esd保护元件26，能够在信号传输中使用在接收侧电感11的端子s2中发生的负脉冲。

接下来，在本实施方式1中的单端型施密特触发电路14的开关点电压的设定时，进行如下的设定。设定为即使在被输入了所容许的最大的dv/dt噪声时，由在变压器寄生电容20以及变压器寄生电阻19中流过的电流发生的噪声电压也不超过单端型施密特触发电路14的开关点电压。具体而言，设定单端型施密特触发电路14的开关点电压，以使得vdc+cp(dv/dt)(rp/2)<vsph、vdc-cp(dv/dt)(rp/2)>vspl。在此，vdc是单端型施密特触发电路14的输入的dc偏置电压。由此，即使在被施加了dv/dt噪声的情况下，接收侧电感11所感应出的电压也不超过单端型施密特触发电路14的开关点电压，能够保证不误动作。

作为一个例子，在该实施方式1中，单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph被设定为3.5v，下侧阈值电压vspl被设定为1.5v。另外，vdc是2.5v，cp是300ff，rp是100ω，所以在dv/dt＝25kv/μs时，cp(dv/dt)(rp/2)＝0.375v，满足上述条件。

在此，比较专利文献2的电路和本实施方式1的电路。专利文献2的电路(参照专利文献2的图3)是使用一个变压器、通过改变流过变压器的电流的方向来传输置位信号和复位信号的结构，所以无法使用单端型施密特触发电路，需要在信号检测中使用差动输入比较器，功耗变大。相对于此，在本实施方式1中设置两个变压器，使用独立的变压器来传输置位信号和复位信号，所以能够使用单端型施密特触发电路14，具有能够减小功耗的优点。

进而，比较专利文献3的电路和本实施方式1的电路。在专利文献3的图16所示的电路中，接收侧电感的一端经由电容与单端型施密特触发电路连接。在该例子中仅存在一个变压器，通过改变流过发送侧电感的电流的方向来区分置位信号和复位信号。进而，需要用于加快发送电压的上升沿速度、减小下降沿速度的控制，发送电路变得复杂。相对于此，在本实施方式1中，在对发送侧施加的电压波形中，无需控制上升沿速度以及下降沿速度，能够用简单的电路结构实现。另外，在专利文献3的图6的结构中，需要通过pwm信号和时钟信号的组合来变更发送电压波形的电路，发送电路变得更复杂。即，在电路规模方面，本实施方式1的电路更出色。

最后，图18表示使用本实施方式1的信号传输电路发送了栅极驱动信号时的仿真结果。在图18中，横轴全部表示时间。另外，纵轴的各符号与图1的各端子对应。另外，vin表示输入电压，vout表示输出电压。如图18所示，因为使用接收侧电感11中发生的电压信号s2的正脉冲和负脉冲这两方来进行信号传输，所以可知单端型施密特触发电路14的输出信号s3具有恒定的脉冲宽度。

图19表示对本实施方式1的信号传输电路施加有25kv/μs的dv/dt噪声时的仿真结果。在图19中，横轴全部表示时间。另外，纵轴的各符号与图1的各端子对应。另外，vin表示输入电压，vout表示输出电压。如图19所示，对vin施加有振幅200v、上升以及下降时间8ns的dv/dt噪声。根据仿真结果可知，尽管被施加大的dv/dt噪声，但接收侧电感11中发生的电压信号极其微小，单端型施密特触发电路14的输出信号s3不反转，电路不发生误动作。

如以上所述，在本实施方式1中，如图2所示，发送电路23与输入信号in的上升沿同步地对变压器22a的发送侧电感10的发送端子s1输入包括单个或者多个脉冲的发送侧电压信号，与输入信号in的下降沿同步地对变压器22b的发送侧电感10的发送端子r1输入包括单个或者多个脉冲的发送侧电压信号。另外，变压器22a、22b的接收侧电感11的两个端子中的一个端子与接收电路24的接地或者电源vdd2连接，另一个端子经由耦合电容12与接收电路24的信号检测电路的输入端子连接。另外，由单端型施密特触发电路14构成该信号检测电路。另外，如图2所示，将单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph以及下侧阈值电压vspl设定为：未被输入输入信号in的无信号时的变压器22a、22b的接收侧电感11的端子s2、r2(或者s4、r4)的电压处于单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph与下侧阈值电压vspl之间，并且，在输入到变压器22a、22b的发送侧电感10的发送端子s1、r1的发送侧电压信号的上升沿，变压器22a、22b的接收侧电感11的端子s2、r2(或者s4、r4)的电压高于单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph，在输入到变压器22a、22b的发送侧电感10的发送端子s1、r1的发送侧电压信号的下降沿，变压器22a、变压器22b的接收侧电感11的端子s2、r2(或者s4、r4)的电压低于单端型施密特触发电路14的下侧阈值电压vspl。另外，如图16b所示，变压器22和接收电路24形成于同一芯片上。

在本实施方式中，通过这样地将变压器22a、变压器22b和接收电路24形成于同一芯片上，能够去掉与接收电路24的变压器连接端子连接的esd保护元件，所以能够在信号传输中使用接收侧电感11中发生的负脉冲。由此，能够进行使用正脉冲和负脉冲这两方的信号传输，即使在信号检测电路的延迟时间产生偏差的情况下也能够进行稳定的信号传输动作。另外，通过在信号检测电路中使用单端型施密特触发电路，能够构成低功耗的接收电路。

另外，根据本实施方式1，单端型施密特触发电路14的上侧阈值电压vsph被设定为高于在使电流流过接收侧电感11的变压器寄生电容20和设置于接收侧电感11的dc偏置设定电路的偏置电阻13时发生的电压的值，该电流具有将变压器22a、22b的变压器寄生电容cp和输入共模电压v的可容许的变化速度dv/dt相乘而得到的值。由此，即使在被施加了dv/dt噪声的情况下，信号检测电路的输入电压也不会达到开关点电压，具有不发生误动作的效果。

实施方式2.

在上述实施方式1中，如图1所示，单端型施密特触发电路14的输出信号被直接输入到rs触发器15。然而，在被施加超过预先设定为容许限度的值的大小的dv/dt噪声的情况下，可能引起单端型施密特触发电路14误动作而两个电路同时输出l的情况。为了防止这样的误动作，也可以如图20所示，将基于同相噪声的误动作防止电路27插入于单端型施密特触发电路14与rs触发器15之间。由于dv/dt噪声被施加到置位信号用的变压器22和复位信号用的变压器22这两方，所以基于同相噪声的误动作防止电路27的输入端子in1以及in2(s3以及r3)的输入都为l，但由于其两个输出被维持为h，所以在rs触发器15中设定的值不会变化。

实施方式3.

在上述实施方式1中，作为单端型施密特触发电路14，如图12a以及图12b所示，使用了包括三个nmos(m1、m2、m3)和三个pmos(m4、m5、m6)的结构，但不限于该情况，作为单端型施密特触发电路14，既可以是图21a所示的使用三个nmos(m1、m2、m3)以及一个pmos(m5)的结构、或者也可以是图21b所示的使用一个nmos(m1)以及三个pmos(m4、m5、m6)的结构。

实施方式4.

在上述实施方式1中，发送脉冲生成电路9在输入信号in的上升沿，在端子s1中生成单一的脉冲，在输入信号in的下降沿，在端子r1中形成单一的脉冲，但不限于该情况，为了提高信号传输的精度，如图22所示，也可以发生两发以上的任意个数的多个脉冲。在该情况下，即使在第一发脉冲产生误动作，也能够通过后续的第二发以后的任意的脉冲进行信号的修正。

实施方式5.

在上述实施方式1中，通过将变压器22a、22b和接收电路24形成于同一芯片上，能够去掉与接收电路24的变压器连接端子连接的esd保护元件，所以说明为能够在信号传输中使用接收侧电感11中发生的负脉冲。在实施方式5中，在如图16a所示变压器22和接收电路24构成于分开的芯片的情况下，通过将接收电路24的esd保护元件多级连接，能够将接收侧电感中发生的负脉冲用作信号传输。

图25表示实施方式5的信号传输电路。图25是如图16a所示地变压器22和接收电路24构成于分开的芯片、将接收电路24具备的gnd2所连接的esd保护元件28多级连接时的结构。

具体而言，如图25所示，在实施方式5中，在接收侧电感11的端子s2和耦合电容12的连接点与接收电路24的gnd2之间设置有esd保护元件28。另外，同样地，在接收侧电感11的端子r2和耦合电容12的连接点与接收电路24的gnd2之间设置有esd保护元件28。这样，各esd保护元件28串联地连接于接收来自发送电路23的发送信号的接收电路24的输入端子s2与gnd2之间、r2与gnd2之间。另外，以构成多级的方式并联地设置这些esd保护元件28。在图25的例子中，esd保护元件28设置有两级。此外，级数不限定于两级，可以为任意的级数。

在实施方式5中，使变压器22和接收电路24为单独的芯片结构，通过将接收电路24具备的gnd2所连接的esd保护元件28多级连接，能够抑制静电放电所致的芯片的损坏，并且在信号传输中使用接收侧电感11的端子s2和r2中发生的负脉冲。多级连接的esd保护元件28需要设定为在信号传输中所发生的负脉冲电压下不动作，在静电放电下动作。例如，在以gnd2为基准，在信号传输中发生的正负两方的脉冲电压是±1v、esd保护元件28的正向下降电压(vf)是0.6v的情况下，通过将与gnd2连接的esd保护元件28串联地累积两级，在信号传输中发生的负脉冲电压-1v下esd保护元件28不动作，在两倍的正向下降电压(vf)-1.2v以下esd保护元件动作。这样，通过将esd保护元件28的正向下降电压(vf)设定为大于接收电路24侧的接地电位以下的接收信号的振幅，多级连接的esd保护元件28在信号传输中产生的接收电路24的接收信号下不动作，在静电放电下动作。

在实施方式5中，这样，使变压器22和接收电路24为单独的芯片结构，通过将接收电路24具备的gnd2所连接的esd保护元件多级连接，能够抑制静电放电所致的芯片的损坏，并且在信号传输中使用接收侧电感11的端子s2和r2中发生的负脉冲。