本发明涉及无线通信中所使用的开关模块。
背景技术：
对近年的移动电话要求用一个终端应对多个频带以及无线方式(多带化以及多模化)。在应对多带化以及多模化的前端电路中，即使是应用以相同天线将不同的频带的多个发送信号或多个接收信号作为一个通信信号来同时使用的所谓的载波聚合(ca)方式的情况下，也谋求不使多个收发信号品质劣化地进行高速处理。
在专利文献1中，公开了即使是通过ca方式收发无线信号的情况也能得到最佳的天线特性的天线控制装置。
图10a是表示专利文献1记载的rf部300的内部结构的一部分的框图。另外，图10b是表示天线部370的内部结构的一部分的框图。
如图10b所示，在天线连接天线部370，图10a所示的rf部300经由rf信号以及外部设定信号atss的端子而与天线部370连接。rf部300具备同向双工器301、天线开关302-1以及302-2、双工器303-1～303-4、功率放大器304-1～304-4和无线频率集成电路305。无线频率集成电路305与lte频段1(b1)、lte频段2(b2)、lte频段5(b5)以及lte频段17(b17)的多个频段(频带)对应。在rf部300的上述结构中，作为ca模式的频段的组合，能举出(1)b1与b5的组合、(2)b1与b17的组合、(3)b2与b5的组合和(4)b2与b17的组合。
另外，如图10a所示那样，天线部370具备天线调谐器370-1以及3701-2。天线调谐器3701-1以及370-2通过根据外部设定信号atss用开关切换电容元件的组合来变更多个电容元件的合成电容，由此使天线特性最佳化。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：jp特开2014-187647号公报
技术实现要素：
-发明要解决的课题-
但在专利文献1公开的天线控制装置中，在天线部370的天线调谐器3701-1以及370-2与rf部300的天线开关302-1以及302-2之间配置使rf信号传播的传输线路，存在该传输线路所具有的寄生电感。为此，在获取从同向双工器301观察天线开关以及双工器侧时的复阻抗与观察天线侧时的复阻抗的匹配的情况下，不仅附加天线调谐器370-2的并联电容分量，还会将上述传输线路的寄生电感作为匹配分量来附加。由此，在ca模式以及非ca模式下，难以对应于由天线开关302-1以及302-2选择的lte频段的组合的变化而用天线调谐器370-2精度良好地获取阻抗匹配。另外，在为了进行上述寄生电感的补偿而串联附加天线调谐器370-1的情况下，产生由于天线调谐器370-1的追加所引起的传输线路上的寄生电阻而导致传播损耗增大的问题。
为此本发明为了解决上述课题而提出，目的在于，提供一种开关模块，在能选择同时使用不同的频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及不使用该多个接收信号或该多个发送信号的一部分信号的状态的系统中，能降低信号的传播损耗。
-用于解决课题的手段-
为了达成上述目的，本发明的一个方式所涉及的开关模块能选择同时使用无线通信用的第1频带和频带不同于该第1频带的无线通信用的第2频带的状态，所述开关模块具备：第1滤波电路，其使所述第1频带的信号选择性通过；第2滤波电路，其使所述第2频带的信号选择性通过；阻抗负载电路；和开关电路，其具有与天线元件连接的公共端子、与所述第1滤波电路的一端连接的第1选择端子、与所述第2滤波电路的一端连接的第2选择端子以及与所述阻抗负载电路连接的第3选择端子，切换所述第1选择端子以及所述第2选择端子的至少一者与所述公共端子的连接，在所述第1频带以及所述第2频带的双方被选择的情况下，所述开关电路将所述公共端子和所述第1选择端子以及所述第2选择端子连接，且不将所述公共端子和所述第3选择端子连接，在仅所述第1频带以及所述第2频带当中的任意一方被选择的情况下，所述开关电路将所述公共端子和仅所述第1选择端子以及所述第2选择端子当中的一方连接，且将所述公共端子和所述第3选择端子连接。
据此，在仅第1频带以及第2频带当中的任意一方被选择的模式下使rf信号传播的情况下，使所选择的上述一方的频带通过的滤波电路和阻抗负载电路连接到公共端子。即，取代与未被选择的频带对应的滤波电路，将与第3选择端子连接的阻抗负载电路连接到公共端子。为此，能使仅第1频带以及第2频带当中的任意一方被选择的状态下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与第1频带以及第2频带的双方被选择的状态下的rf信号的通过特性同等。因而，在能选择同时使用不同频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及不使用该多个接收信号或该多个发送信号的一部分的信号的状态的系统中，不管是哪种状态被选择的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外也可以，还具备：开关控制部，其接收被用作无线通信用的频带的选择信息，对所述开关电路输出基于所述选择信息的控制信号，所述开关控制部对所述开关电路输出所述控制信号，由此在所述第1频带以及所述第2频带的双方被选择的情况下，将所述公共端子和所述第1选择端子以及所述第2选择端子连接，且不将所述公共端子和所述第3选择端子连接，在仅所述第1频带以及所述第2频带当中的任意一方被选择的情况下，将所述公共端子和仅所述第1选择端子以及所述第2选择端子当中的一方连接，且将所述公共端子和所述第3选择端子连接。
由此，由于通过开关模块所具有的开关控制部从外部接受作为无线通信用使用的频带的选择信息来进行开关电路的切换，因此能实现开关模块的高功能化以及与控制信号的传输布线的缩短化相伴的高速开关切换。
另外也可以，所述阻抗负载电路是补偿所述第1电路的复阻抗的电路，使得仅所述第1频带以及所述第2频带当中的任意一方被选择的情况下形成的第1电路的复阻抗、和同时使用所述第1频带与所述第2频带的情况下形成的第2电路的复阻抗相等，其中所述第1电路是仅所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路当中的一方与所述公共端子连接而构成的，所述第2电路是所述第1滤波电路与所述第2滤波电路在所述公共端子合并而构成的。
据此，与第3选择端子连接的阻抗负载电路是对上述第1电路的复阻抗进行补偿以使其与上述第2电路的复阻抗相等的电路。因而，能使仅第1频带以及第2频带当中任意一方被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与第1频带以及第2频带的双方被选择的模式下的rf信号的通过特性同等。
另外也可以，在所述第1频带以及所述第2频带的双方被选择的情况下，在载波聚合(ca)模式下工作，在仅所述第1频带以及所述第2频带当中的任意一方被选择的情况下，在非载波聚合(非ca)模式下工作。
据此，在传输的信号的功率比较大的载波聚合的工作中，不管是ca模式以及非ca模式的哪种模式被选择的情况，都能降低信号的传播损耗，能降低阻抗的不匹配引起的信号的反射，特别是发送信号的反射。
另外也可以，所述开关模块能同时使用包含所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路的n(n是2以上的自然数)个滤波电路当中的至少两个滤波电路，所述n个滤波电路使包含所述第1频带以及所述第2频带的n个频带各自的信号选择性通过，所述开关模块具备：所述n个滤波电路；和包含所述阻抗负载电路的m(m是1以上的自然数)个阻抗负载电路，所述开关电路具有：一个所述公共端子；与对应于所述n个频带而设的所述n个滤波电路分别连接的n个选择端子；以及与所述m个阻抗负载电路分别连接的m个选择端子，在所述n个滤波电路被选择的情况下，所述开关电路将所述公共端子和所述n个滤波电路所对应的所述n个选择端子连接，且不将所述公共端子和所述m个阻抗负载电路所对应的所述m个选择端子连接，在(n-1)个以下的滤波电路被选择的情况下，所述开关电路将所述公共端子和所述(n-1)个以下的滤波电路所对应的(n-1)个以下的选择端子连接，且将所述m个阻抗负载电路的至少一者和选择端子连接，以使所述(n-1)个以下的滤波电路在所述公共端子合并而构成的第3电路的复阻抗与所述n个滤波电路在所述公共端子合并而构成的第4电路的复阻抗相等。
据此，在n个频带域当中(n-1)个以下的频带被选择的模式下使rf信号传播的情况下，使被选择的(n-1)个以下的频带通过的(n-1)个以下的滤波电路和m个阻抗负载电路的至少一者在公共端子合并。即，取代与未被选择的频带对应的滤波电路，将与上述m个选择端子连接的m个阻抗负载电路的至少一者连接到公共端子。为此，能使(n-1)个以下的频带被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与n个频带被选择的模式下的rf信号的通过特性同等。因而，在能选择同时使用不同频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及分别不使用该多个接收信号或该多个发送信号的一部分的状态的系统中，不管是哪种状态被选择的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，能通过n个频带域当中被选择的频带的组合来从m个阻抗负载电路当中可变选择进行连接的两个以上的阻抗负载电路。通过该可变选择，能使用于阻抗补偿的合成电容可变。进而，通过将m个阻抗负载电路对应于m个选择端子配置，通过选择多个m个选择端子当中与公共端子连接的选择端子，能实现多于m种的补偿用阻抗。因而，由于能降低阻抗负载电路的配置数以及配置区域，因此能实现开关模块的省面积化。
另外，所述阻抗负载电路可以包含电容元件。
在阻抗负载电路包含电容元件的情况下，为了将rf信号的通过特性最佳化，期望极力排除不贡献于阻抗匹配的电感分量。从该观点出发，根据本结构，由于阻抗负载电路与开关电路的选择端子直接连接，故能缩短所选择的滤波电路与阻抗负载电路之间的布线，因此不会附加不需要的电感分量。因而在能选择同时使用不同频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及不使用该多个接收信号或该多个发送信号各自一部分的信号的状态的系统中，能通过阻抗负载电路的电容元件高精度地获取天线元件与滤波电路的阻抗匹配，能有效地降低信号的传播损耗。
另外也可以，所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路的通频带外的复阻抗是电容性。
据此，成为在通频带外具有电容性的特性的复阻抗的滤波电路是包含电容元件的阻抗负载电路，能高精度地进行补偿。
另外也可以，所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路是声表面波滤波器或利用了baw(bulkacousticwave，体声波)的弹性波滤波器。
特别在声表面波(surfaceacousticwave，以下记作saw)滤波器或baw(bulkacousticwave，体声波)滤波器的情况下，通过特性的陡峭性高，激振频率(通频带)以外的频带的阻抗成为电容性。因而在能选择同时使用不同频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及不使用该多个接收信号或该多个发送信号各自一部分的信号的状态的系统中，不管是哪种状态被选择的情况，都能用包含电容元件的阻抗负载电路高精度且容易地补偿电容性的复阻抗。
另外也可以，所述电容元件和所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路的至少一方由同一芯片形成。
由此，由于能用与构成补偿阻抗的对象即滤波电路的电容分量相同的工艺来制作阻抗负载电路的电容元件，故阻抗负载电路以及滤波电路的电容元件的线宽以及膜厚等的偏差方向一致。因而能高精度地形成阻抗负载电路。
另外也可以，所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路是包含压电基板和形成在该压电基板上的梳形电极的声表面波滤波器，所述电容元件包含构成所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路的至少一方且形成于所述压电基板上的梳形电极，形成于所述压电基板上且构成所述第1滤波电路以及所述第2滤波电路的至少一方的所述梳形电极的配置方向和构成所述电容元件的所述梳形电极的配置方向不同。
由此，由于阻抗负载电路和滤波电路能由同一芯片形成，故能实现开关模块的小型化。另外，由于使形成于同一芯片上的saw滤波器的梳形电极的配置方向和阻抗负载电路的梳形电极的配置方向不同，因此能抑制梳形电极中的不需要的激振。因而能抑制saw滤波器以及电容元件的信号干涉而使电特性劣化。
另外，所述电容元件可以内置在包含所述开关电路的一个芯片中。
由此，能削减阻抗负载电路与开关电路的连接点即选择端子。即，能削减开关电路所具有的外部连接端子。因而能实现开关模块的小型化。
-发明的效果-
根据本发明所涉及的开关模块，在能选择同时使用不同频带的多个接收信号或多个发送信号的状态以及不使用该多个接收信号或该多个发送信号各自一部分的信号的状态的系统中，能降低信号的传播损耗。
附图说明
图1a是实施方式1所涉及的开关模块的非ca模式下的电路结构图。
图1b是实施方式1所涉及的开关模块的ca模式下的电路结构图。
图2a是比较例所涉及的开关模块的非ca模式下的电路结构图。
图2b是比较例所涉及的开关模块的ca模式下的电路结构图。
图3是实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的ca模式下的史密斯圆图。
图4a是实施方式1所涉及的开关模块的非ca模式下的史密斯圆图。
图4b是比较例所涉及的开关模块的非ca模式下的史密斯圆图。
图5是表示非ca模式下的实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的阻抗比较的史密斯圆图。
图6是表示实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的驻波比的比较的图表。
图7是实施方式1的变形例所涉及的开关模块的结构图。
图8a是实施方式2所涉及的开关模块的非ca模式下的电路结构图。
图8b是实施方式2所涉及的开关模块的ca模式下的电路结构图。
图9a是实施方式3所涉及的开关模块的连接状态1下的电路结构图。
图9b是实施方式3所涉及的开关模块的连接状态2下的电路结构图。
图9c是实施方式3所涉及的开关模块的连接状态3下的电路结构图。
图9d是实施方式3所涉及的开关模块的连接状态4下的电路结构图。
图10a是表示专利文献1记载的rf部的内部结构的一部分的框图。
图10b是表示专利文献1记载的天线部的内部结构的一部分的框图。
具体实施方式
以下使用实施方式以及其附图来详细说明本发明的实施方式。另外，以下说明的实施方式均表示总括或具体的示例。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接形态等都是一例，并非限定本发明的主旨。关于以下的实施方式的结构要素当中未记载于独立权利要求的结构要素，说明为任意的结构要素。另外，附图所示的结构要素的大小或大小的比不一定严密。
(实施方式1)
[1.1开关模块的电路结构]
图1a是实施方式1所涉及的开关模块1的非ca模式下的电路结构图。另外，图1b是实施方式1所涉及的开关模块1的ca模式下的电路结构图。在图1a以及图1b中示出实施方式1所涉及的开关模块1、天线元件2、接收信号放大电路4a以及4b和rf信号处理电路(rfic：radiofrequencyintegratedcircuit，射频集成电路)3。开关模块1、天线元件2、接收信号放大电路4a以及4b例如配置在应对多模/多带的移动电话的前端部。
开关模块1在多带以及多模应对的无线通信系统中配置在天线元件2与接收信号放大电路4a以及4b之间。开关模块1是切换信号路径与天线元件2的连接的高频开关模块，该信号路径传播从多个频带选出的一个以上的频带的接收信号。在开关模块1中，为了应对多模/多带，设置多个用于以多条频带为载波来接收无线信号的信号路径。进而，开关模块1是在通过载波聚合(ca：carrieraggregation)方式以及非ca方式接收无线信号的情况下切换用于得到高频接收信号的最佳的通过特性的信号路径的电路。
开关模块1具备天线匹配电路11、天线开关12、滤波器13a以及13b和阻抗负载电路14。
滤波器13a是使第1频带的高频(rf)接收信号选择性传播的第1滤波电路。第1频带例如例示lte(longtermevolution，长期演进)标准的band1(接收频带：2110-2170mhz)。
滤波器13b是使比第1频带低频侧的第2频带的rf接收信号选择性传播的第2滤波电路。第2频带例如例示lte标准的band3(接收频带：1805-1880mhz)。
阻抗负载电路14例如是包含电容元件、且具有相当于滤波器13a或滤波器13b的电容性的复阻抗的复阻抗的电路。
天线开关12是具有与天线元件2连接的公共端子12c、与滤波器13a的一端连接的选择端子12s1(第1选择端子)、与滤波器13b的一端连接的选择端子12s2(第2选择端子)以及与阻抗负载电路14的一端连接的选择端子12s3(第3选择端子)的开关电路。天线开关12通过上述结构切换选择端子12s1以及12s2的至少一者与公共端子12c的连接。
图1a所示的开关模块1的电路结构表征第1频带以及第2频带当中第1频带被选择为传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态1。连接状态1相对于仅单一频带被选择的非ca模式。如图1a所示那样，在连接状态1(非ca)下，天线开关12将公共端子12c和选择端子12s1连接，且将公共端子12c和选择端子12s3连接。由此，在连接状态1下，形成将天线元件2、天线开关12、滤波器13a以及阻抗负载电路14连接而构成的第1电路。
图1b所示的开关模块1的电路结构表征第1频带以及第2频带的双方被选择为同时传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态2。连接状态2相当于多个频带被同时选择的ca模式。如图1b所示那样，在连接状态2(ca)下，天线开关12将公共端子12c和选择端子12s1连接，且将公共端子12c和选择端子12s2连接。由此，在连接状态2下，形成将天线元件2、天线开关12、滤波器13a以及13b连接而构成的第2电路。
在此，阻抗负载电路14成为补偿第1电路的复阻抗的电路，以使得在上述第1电路中从公共端子12c观察滤波器侧的复阻抗与在上述第2电路中从公共端子12c观察滤波器侧的复阻抗相等。例如在滤波器13a以及13b是saw滤波器或baw滤波器的情况下，阻抗负载电路14包含具有滤波器13b的第1频带中的等效电容值的电容元件。
即，取代与未被选择的第2频带对应的滤波器13b，与选择端子12s3连接的阻抗负载电路14被连接到公共端子12c。为此，能使仅第1频带被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与第1频带以及第2频带的双方被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况下，都能降低信号的传播损耗。
例如在第1频带是band1以及第2频带是band3的系统中，将具有与第1频带即band1的频带中的band3的滤波器13b的等效电容同程度的电容(0.8pf)的电容元件设为阻抗负载电路14的结构即可，以使得仅band1被选择的非ca模式的情况下从公共端子12c观察滤波电路侧的复阻抗与band1以及band3双方被选择的ca模式的情况下从公共端子12c观察滤波电路侧的复阻抗相等。另外，在本实施方式中，作为非ca模式而例示了仅第1频带被选择的情况，但本实施方式所涉及的开关模块1作为非ca模式还能应用在仅第2频带被选择的系统中。在该情况下，在仅第2频带被选择的非ca模式的情况下，阻抗负载电路14包含具有滤波器13a的第2频带中的等效电容值的电容元件即可。
另外，本实施方式所涉及的开关模块1可以具备开关控制部，其接受被用作无线通信用的第1频带以及第2频带的选择信息，对天线开关12输出基于该选择信息的控制信号。在该情况下，开关控制部在通过对天线开关12输出控制信号，从而在仅第1频带以及第2频带当中任意一者被选择的情况下，使公共端子12c与选择端子12s1以及12s2当中仅一方连接，并且使公共端子12c与选择端子12s3连接。由此，由于开关模块1所具有的开关控制部通过从外部接受上述选择信息来进行天线开关12的切换，故能实现与开关模块1的高功能化以及控制信号的传输布线的缩短化相伴的高速开关切换。
或者，开关控制部也可以不是包含在开关模块1中，而是包含在rf信号处理电路3、或与rf信号处理电路3的后级连接的基带信号处理电路中。
[1.2比较例所涉及的开关模块的电路结构]
图2a是比较例所涉及的开关模块50的非ca模式下的电路结构图。另外，图2b是将比较例所涉及的开关模块50的不同的频带的多个接收信号或多个发送信号作为一个通信信号同时使用的状态ca模式下的电路结构图。在图2a以及图2b中示出比较例所涉及的开关模块50、天线元件2、接收信号放大电路4a以及4b和rf信号处理电路(rfic)3。
本比较例所涉及的开关模块50与实施方式1所涉及的开关模块1相比较，阻抗负载电路的配置结构不同。以下对开关模块50省略与开关模块1相同点的说明，以不同点为中心进行说明。
开关模块50具备天线匹配电路51以及55、天线开关52以及54和滤波器13a以及13b。
天线开关54是具有与天线元件2连接的公共端子54c、与天线开关52的公共端子52c连接的选择端子54s1以及与天线匹配电路55连接的选择端子54s2的开关电路。天线开关54通过上述结构来切换天线匹配电路55与天线元件2的连接以及非连接。
天线匹配电路55例如是包含电容元件、且具有相当于滤波器13a或滤波器13b的电容性的复阻抗的复阻抗的电路。
天线开关52是具有与天线开关54连接的公共端子52c、与滤波器13a的一端连接的选择端子52s1以及与滤波器13b的一端连接的选择端子52s2的开关电路。天线开关52通过上述结构来切换选择端子52s1以及选择端子52s2的至少一者与公共端子52c的连接。
图2a所示的开关模块50的电路结构表征第1频带以及第2频带当中第1频带被选择为传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态1。如图2a所示那样，在连接状态1(非ca)下，天线开关52将公共端子52c和选择端子52s1连接。另外，天线开关54将公共端子54c和选择端子54s1连接，且将公共端子54c和选择端子54s2连接。由此，在连接状态1下，形成将天线元件2、天线开关54以及52、滤波器13a以及天线匹配电路55连接而构成的第1比较电路。
图2b所示的开关模块50的电路结构表征第1频带以及第2频带的双方被选择为同时传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态2。如图1b所示那样，在连接状态2(ca)下，天线开关52将公共端子52c和选择端子52s1连接，且将公共端子52c和选择端子52s2连接。另外，天线开关54将公共端子54c和选择端子54s1连接。由此，在连接状态2下，形成将天线元件2、天线开关54以及52、滤波器13a以及13b连接而构成的第2比较电路。
在此，天线匹配电路55成为补偿第1比较电路的复阻抗的电路，使得在上述第1比较电路中从公共端子52c观察滤波器侧的复阻抗与在上述第2比较电路中从公共端子52c观察滤波器侧的复阻抗相等。例如在滤波器13a以及13b是saw滤波器或baw滤波器的情况下，天线匹配电路55包含具有滤波器13b的第1频带中的等效电容值的电容元件。
然而，在本比较例所涉及的开关模块50的结构中，将天线开关54以及天线开关54与开关52连接的传输线路介于公共端子52c与天线匹配电路55之间。为此在天线开关52与天线匹配电路55之间产生与滤波器13b的第1频带中的等效电容无关的寄生电感分量等。为此，在获取从公共端子52c观察滤波电路侧时的复阻抗与观察天线元件2侧时的复阻抗的匹配的情况下，不仅附加天线匹配电路55的并联电容分量，还附加上述传输线路的寄生电感等，以作为匹配分量。由此，在ca模式以及非ca模式下，难以对应于由天线开关52选择的频带的组合的变化使用天线匹配电路55精度良好地获取阻抗匹配。另外，为了进行上述寄生电感的补偿虽然还能在天线开关52与54之间串联附加其他的天线匹配电路，但在该情况下，产生由于串联附加的天线匹配电路的追加所引起的传输线路上的寄生电阻而传播损耗增大的问题。
[1.3实施方式以及比较例所涉及的开关模块的特性比较]
图3是实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的ca模式下的史密斯圆图。在该图3的史密斯圆图中，示出图1b所示的实施方式1所涉及的开关模块1的ca模式下的从公共端子12c观察滤波器侧的情况下的阻抗、和图2b所示的比较例所涉及的开关模块50的ca模式下的从公共端子54c观察滤波器侧的情况下的阻抗。在此，在图3中，开关模块1的上述阻抗特性与开关模块50的上述阻抗特性一致。即，实施方式1所涉及的开关模块1中将滤波器13a以及13b双方连接且不连接阻抗负载电路14的第2电路、和比较例所涉及的开关模块50中将滤波器13a以及13b的双方连接且不连接天线匹配电路55的第2比较电路成为等效的电路。
图4a是实施方式1所涉及的开关模块1的非ca模式下的史密斯圆图。另外，图4b是比较例所涉及的开关模块50的非ca模式下的史密斯圆图。另外，图5是表示非ca模式下的实施方式1所涉及的开关模块1以及比较例所涉及的开关模块50的阻抗比较的史密斯圆图。
如图4b以及图5所示那样，比较例所涉及的开关模块50的非ca模式下的从公共端子54c观察滤波器侧情况下的第1频带的复阻抗(图4b的实线部分、图5的粗虚线部分)向比图3所示的ca模式下的第1频带的复阻抗(实线部分)更高阻抗侧移位。非ca模式下的上述阻抗的移位源于：从公共端子52c观察滤波电路侧情况下的复阻抗和观察天线元件2侧情况下的复阻抗由于存在于天线开关52与天线匹配电路55之间的寄生电感分量等而未精度良好地匹配。
与此相对，如图4a以及图5所示那样，实施方式1所涉及的开关模块1的非ca模式下的从公共端子12c观察滤波器侧情况下的第1频带的复阻抗(图4a的实线部分、图5的实线部分)与图3所示的ca模式下的第1频带的复阻抗大致一致。
图6是表示实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的驻波比的比较的图表。在该图6中示出连接状态1(非ca模式)下的实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的第1频带中的驻波比的比较、和连接状态2(ca模式)下的实施方式1以及比较例所涉及的开关模块的第2频带中的驻波比。该图明确地示出实施方式1所涉及的开关模块1与比较例所涉及的开关模块50的第1频带中的阻抗特性的差异。即，明确可知，在连接状态1(非ca模式)下，实施方式1所涉及的开关模块1的第1频带中的驻波比小于比较例所涉及的开关模块50的第1频带中的驻波比。
以上，在本实施方式所涉及的开关模块1中，在第1频带被选择的非ca模式下，取代与未被选择的第2频带对应的滤波器13b，与第3选择端子连接的阻抗负载电路14连接到公共端子12c。为此与上述比较例比较，能使非ca模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，如上述那样，滤波器13a以及13b的复阻抗也可以是电容性。据此，通过使阻抗负载电路14包含电容元件，能将寄生电感分量排除来高精度地补偿电容性的滤波电路所具有的复阻抗。
例如在滤波器13a以及13b是saw滤波器或baw滤波器的情况下，通过特性的陡峭性高，激振频率(通频带)以外的频带的阻抗成为电容性。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能用包含电容元件的阻抗负载电路14高精度且容易地补偿saw滤波器或baw滤波器所具有的电容性的复阻抗。
另外，如上述那样，阻抗负载电路14优选包含电容元件。在阻抗负载电路14包含电容元件的情况下，为了将rf信号的通过特性最佳化，期望极力排除不贡献于阻抗匹配的电感分量。从该观点出发，根据本实施方式的结构，阻抗负载电路14与开关电路的选择端子12s3直接连接，因此能缩短经由所选择的滤波电路与阻抗负载电路14之间的公共端子12c的布线，从而不会附加不需要的电感分量。因而能高精度地获取天线元件2与滤波电路的阻抗匹配，能有效地降低信号的传播损耗。
本实施方式所涉及的开关模块1是将多个滤波器经由天线开关12合并(并联)连接的结构。并且，成为在特定的使用状态的情况下，将一部分的滤波器的连接切断，同时连接阻抗负载电路14的虚设电容，从而抑制合并连接点即公共端子12c的阻抗变化的结构。另外，若与比较例比较，则成为上述虚设电容配置得比合并连接点(公共端子12c)更靠滤波器侧的结构。
特别在滤波器13a以及13b是电容性的滤波器元件的情况下，在选择滤波器的通频带中，非选择滤波器作为电容发挥功能。在此，若通过非ca模式以及ca模式的切换，并联连接的滤波器的个数改变，则滤波器的电容分量变化，因此合并连接点的阻抗变化。在本实施方式中，使电容元件通过阻抗负载电路14虚设连接，使其成为与合并状态下连接的(ca模式下的)滤波器的电容同程度的电容，由此，即使改变滤波器的合并连接状态，也能抑制合并连接点(公共端子12c)的复阻抗的变化。为此能抑制滤波电路的反射特性以及通过特性的劣化。
另外，阻抗负载电路14除了电容元件以外，还可以附加感应元件等其他电路元件。
[1.4阻抗负载电路的结构]
另外，阻抗负载电路14可以内置在天线开关12、和滤波器13a以及13b的至少任意一个芯片。由此，能使开关模块1小型化。
特别在阻抗负载电路14包含电容元件的情况下，该电容元件可以与滤波器13a以及13b的至少一方由同一芯片形成。由此，由于能通过与构成补偿阻抗的对象即滤波器13a或13b的电容分量相同的工艺来制作阻抗负载电路14的电容元件，因此阻抗负载电路14以及滤波电路的电容元件的线宽以及膜厚等的偏差方向一致。因而，能高精度地形成阻抗负载电路14。
图7是实施方式1的变形例所涉及的开关模块1a的结构图。该图7所示的开关模块1a与实施方式1所涉及的开关模块1比较，在利用芯片20将滤波器13a以及13b、和阻抗负载电路14单芯片化的方面，结构不同。
如图7的下段所示那样，滤波器13a以及13b、和阻抗负载电路14的电容元件形成在公共的压电基板21。在压电基板21的表面形成idt(interdigitaltransducer：梳形)电极。滤波器13a例如是包括由压电基板21和idt电极形成的三个串联谐振器131s、以及两个并联谐振器131p的梯型的声表面波滤波器。滤波器13b例如是包括由压电基板21和idt电极形成的三个串联谐振器132s、以及两个并联谐振器132p的梯型的声表面波滤波器。
阻抗负载电路14的电容元件包含形成于构成滤波器13a以及13b的压电基板21上的idt电极。在此，优选构成形成于压电基板21上的滤波器13a以及13b的idt电极的配置方向和构成阻抗负载电路14的电容元件的idt电极的配置方向不同。在本变形例中，构成滤波器13a以及13b的idt电极的配置方向和构成上述电容元件的idt电极的配置方向相异90度。即，构成滤波器13a以及13b的idt电极中的高频信号的传播方向和构成上述电容元件的idt电极的排列方向不同。
由此，由于阻抗负载电路14和滤波电路由同一芯片20形成，因此能实现开关模块1a的小型化。另外，由于形成于同一芯片20上的滤波电路的idt电极的配置方向和阻抗负载电路14的idt电极的配置方向不同，因此能抑制idt电极中的不需要的激振，能抑制滤波器13a以及13b和电容元件的信号干涉而使得电特性劣化。
另外，在本变形例中，将滤波器13a以及13b、和阻抗负载电路14单芯片化，但并不限于此，也可以将仅滤波器13a以及13b的任意一方和阻抗负载电路14单芯片化。由此也能使开关模块小型化。
另外，阻抗负载电路14的电容元件如上述，可以不是形成在形成滤波器13a以及13b的压电基板21上，而是形成在收纳滤波器13a以及13b的封装件内部。或者，也可以将上述电容元件自身构成为smd(surfacemounteddevice，表面且装器件)部件。
另外，虽未图示，但阻抗负载电路14的电容元件也可以内置在包含天线开关12的一个芯片。由此能削减阻抗负载电路14与天线开关12的连接点即选择端子12s3。即，能削减天线开关12所具有的外部连接端子。因而能实现开关模块的小型化。另外，天线开关12通常包含cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互补金属氧化物半导体)，因此在该情况下，上述电容元件也能用相同的cmos工艺构成。由此，能廉价地制造开关模块。
(实施方式2)
在实施方式1中说明了天线开关12切换使接收信号通过的多条信号路径的结构，但在本实施方式中说明切换使接收信号以及发送信号双方通过的多条信号路径的结构。
[2.1开关模块的电路结构]
图8a是实施方式2所涉及的开关模块1b的非ca模式下的电路结构图。另外，图8b是实施方式2所涉及的开关模块1b的ca模式下的电路结构图。在图8a以及图8b示出实施方式2所涉及的开关模块1b、天线元件2、发送信号放大电路4at以及4bt、接收信号放大电路4ar以及4br和rf信号处理电路(rfic)3。开关模块1b、天线元件2、发送信号放大电路4at以及4bt和接收信号放大电路4ar以及4br例如配置在应对多模/多带的移动电话的前端部。
开关模块1b在多带以及多模应对的无线通信系统中配置在天线元件2与发送信号放大电路4at以及4bt和接收信号放大电路4ar以及4br之间。开关模块1b是切换传播从多个频带选出的一个以上的频带的收发信号的信号路径与天线元件2的连接的高频开关模块。在开关模块1b中，为了应对多模/多带，设置多条用于以多个频带为载波来收发无线信号的信号路径。进而，开关模块1b是在通过ca方式以及非ca方式收发无线信号的情况下切换用于得到rf收发信号的最佳的通过特性的信号路径的电路。
开关模块1具备天线匹配电路11、天线开关12、发送滤波器23at以及23bt、接收滤波器23ar以及23br和阻抗负载电路14b。
本实施方式所涉及的开关模块1b与实施方式1所涉及的开关模块1比较，取代传播接收信号的多条信号路径，设置传播收发信号的多条信号路径，在这点上结构不同。以下对本实施方式所涉及的开关模块1b省略与实施方式1所涉及的开关模块1相同点的说明，以不同点为中心进行说明。
发送滤波器23at是使第1频带的rf发送信号选择性传播的滤波电路。另外，接收滤波器23ar是使第1频带的rf接收信号选择性传播的滤波电路。发送滤波器23at以及接收滤波器23ar通过以固定布线合并而构成第1滤波电路即双工器23a。双工器23a能使第1频带的rf发送信号和第1频带的rf接收信号通过频分双工(fdd)方式同时通过。第1频带例如例示lte标准的band1(发送频带：1920-1980mhz：接收频带：2110-2170mhz)。
发送滤波器23bt是使第2频带的rf发送信号选择性传播的滤波电路。另外，接收滤波器23br是使第2频带的rf接收信号选择性传播的滤波电路。发送滤波器23bt以及接收滤波器23br通过以固定布线合并而构成第2滤波电路即双工器23b。双工器23b能使第2频带的rf发送信号和第2频带的rf接收信号通过fdd方式同时通过。第2频带例如例示lte标准的band3(发送频带：1710-1785mhz：接收频带：1805-1880mhz)。
阻抗负载电路14b例如是包含电容元件、且具有相当于双工器23a或双工器23b所具有的电容性的复阻抗的复阻抗的电路。
天线开关12是具有与天线元件2连接的公共端子12c、与双工器23a的天线侧端子连接的选择端子12s1(第1选择端子)、与双工器23b的天线侧端子连接的选择端子12s2(第2选择端子)以及与阻抗负载电路14b的一端连接的选择端子12s3(第3选择端子)的开关电路。天线开关12通过上述结构来切换选择端子12s1以及选择端子12s2的至少一者与公共端子12c的连接。
图8a所示的开关模块1b的电路结构表征第1频带以及第2频带当中第1频带被选择为传播rf收发信号的频带的情况下的连接状态1。连接状态1相对于仅单一频带被选择的非ca模式。如图8a所示那样，在连接状态1(非ca)下，天线开关12将公共端子12c和选择端子12s1连接，且将公共端子12c和选择端子12s3连接。由此，在连接状态1下，形成将天线元件2、天线开关12、双工器23a以及阻抗负载14b连接而构成的第1电路。
图8b所示的开关模块1b的电路结构表征第1频带以及第2频带的双方被选择为同时传播rf收发信号的频带的情况下的连接状态2。连接状态2相当于多个频带被同时选择的ca模式。如图8b所示那样，在连接状态2(ca)下，天线开关12将公共端子12c和选择端子12s1连接，且将公共端子12c和选择端子12s2连接。由此，在连接状态2下，形成将天线元件2、天线开关12、双工器23a以及23b连接而构成的第2电路。
在此，阻抗负载电路14b成为补偿第1电路的复阻抗的电路，使得在上述第1电路中从公共端子12c观察双工器侧的复阻抗与在上述第2电路中从公共端子12c观察双工器侧的复阻抗相等。例如在双工器23a以及23b是利用saw滤波器或baw滤波器的双工器的情况下，阻抗负载电路14b包含具有滤波器23bt以及滤波器23br的第1频带中的等效合成电容值的电容元件。
即，取代与未被选择的第2频带对应的双工器23b，将与选择端子12s3连接的阻抗负载电路14b连接到公共端子12c。为此，能使仅第1频带被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与第1频带以及第2频带的双方被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，阻抗负载电路14b由于不是设置在使第1频带以及第2频带的收发信号传播的信号路径上，而是另外设置，因此能使将构成双工器的发送滤波器和接收滤波器连结的布线设为固定布线。因而能抑制发送信号与接收信号之间的相位变化以及振幅偏差等。
另外，在本实施方式中，作为非ca模式而例示了仅第1频带被选择的情况，但本实施方式所涉及的开关模块1b还能应用在作为非ca模式而仅第2频带被选择的系统中。在该情况下，在仅第2频带被选择的非ca模式的情况下，阻抗负载电路14b包含具有双工器23a的第2频带中的等效电容值的电容元件。
以上，在本实施方式所涉及的开关模块1b中，在第1频带被选择的非ca模式下，取代与未被选择的第2频带对应的双工器23b，将与第3选择端子连接的阻抗负载电路14b连接到公共端子12c。为此，能使非ca模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，如上述那样，双工器23a以及13b的复阻抗也可以是电容性的。据此，通过使阻抗负载电路14b包含电容元件，能排除寄生电感分量并高精度地补偿电容性的双工器所具有的复阻抗。
例如在双工器23a以及23b包含saw滤波器或baw滤波器的情况下，通过特性的陡峭性高，激振频率(通频带)以外的频带的阻抗成为电容性。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能用包含电容元件的阻抗负载电路14b高精度且容易地补偿电容性的复阻抗。
另外，如上述那样，阻抗负载电路14b优选包含电容元件。在阻抗负载电路14b包含电容元件的情况下，为了将rf信号的通过特性最佳化，期望极力排除不贡献于阻抗匹配的电感分量。从该观点出发，根据本实施方式的结构，阻抗负载电路14b由于与开关电路的选择端子12s3直接连接，因此能缩短经由所选择的双工器与阻抗负载电路14b之间公共端子12c的布线，从而不会附加不需要的电感分量。因而能高精度地获取天线元件2与双工器的阻抗匹配，能有效地降低信号的传播损耗。
另外，阻抗负载电路14b除了电容元件以外，还可以附加感应元件等其他电路元件。
(实施方式3)
在实施方式1中说明了天线开关12切换两个频带的结构，但在本实施方式中，说明天线开关22切换三个(3以上的)频带的结构。
[3.1开关模块的电路结构]
图9a是实施方式3所涉及的开关模块1c的连接状态1下的电路结构图。另外，图9b是实施方式3所涉及的开关模块1c的连接状态2下的电路结构图。另外，图9c是实施方式3所涉及的开关模块1c的连接状态3下的电路结构图。另外，图9d是实施方式3所涉及的开关模块1c的连接状态4下的电路结构图。在图9a～图9d中示出实施方式3所涉及的开关模块1c、天线元件2、接收信号放大电路4a、4b以及4c和rf信号处理电路(rfic)3。开关模块1c、天线元件2、接收信号放大电路4a、4b以及4c例如配置在应对多模/多带的移动电话的前端部。
开关模块1c在多带以及多模应对的无线通信系统中配置在天线元件2与接收信号放大电路4a、4b以及4c之间。开关模块1c是切换传播从多个频带选择的一个以上的频带的接收信号的信号路径与天线元件2的连接的高频开关模块。在开关模块1c，为了应对多模/多带而设置用于以多个频带为载波来接收无线信号的多条信号路径。进而，开关模块1c是在通过将多个频带同时作为一个通信信号使用的ca方式以及非ca方式接收无线信号的情况下切换用于得到高频接收信号的最佳的通过特性的信号路径的电路。在ca方式下，开关模块1c与信号控制电路连接，使得一个通信信号形成为分割成多个频带的发送信号，或形成为分割成多个频带的接收信号。开关模块1c具备天线匹配电路11、天线开关22、滤波器13a、13b以及13c和电容元件141以及142。
本实施方式所涉及的开关模块1c与实施方式1所涉及的开关模块1比较，传播接收信号的频带不是应用两个而是应用三个，在这点上结构不同。以下对本实施方式所涉及的开关模块1c省略与实施方式1所涉及的开关模块1相同点的说明，以不同点为中心进行说明。
滤波器13a是使第1频带的rf接收信号选择性传播的第1滤波电路。第1频带例如例示lte标准的band1(接收频带：2110-2170mhz)。
滤波器13b是使比第1频带更低频侧的第2频带的rf接收信号选择性传播的第2滤波电路。第2频带例如例示lte标准的band3(接收频带：1805-1880mhz)。
滤波器13c是使比第1频带以及第2频带更高频侧的第3频带的rf接收信号选择性传播的第3滤波电路。第3频带例如例示lte标准的band7(接收频带：2620-2690mhz)。
电容元件141以及142分别是具有相当于滤波器13a～13c各自的复阻抗或滤波器13a～13c的至少两个的合成复阻抗的复阻抗的阻抗负载电路的一例。
天线开关22是具有与天线元件2连接的公共端子22c、与滤波器13a的一端连接的选择端子22s1、与滤波器13b的一端连接的选择端子22s2、与滤波器13c的一端连接的选择端子22s3、与电容元件141的一端连接的选择端子22s4以及与电容元件142的一端连接的选择端子22s5的开关电路。天线开关22通过上述结构来切换选择端子22s1、选择端子22s2以及选择端子22s3的至少一者与公共端子22c的连接。
图9a所示的开关模块1c的电路结构表征第1频带、第2频带以及第3频带的全部频带被选择为同时传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态1(3频段ca)。连接状态1相当于多个频带全部被同时选择的ca模式。如图9a所示那样，在连接状态1下，天线开关22将公共端子22c和选择端子22s1、22s2以及22s3连接。由此，在连接状态1中，形成将天线元件2、天线开关22、和滤波器13a、13b以及13c连接而构成的第4电路。
图9b所示的开关模块1c的电路结构表征第1频带以及第2频带被选择为传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态2(两频段ca)。连接状态2相当于三个频带当中的两个频带被选择的ca模式。如图9b所示那样，在连接状态2下，天线开关22将公共端子22c和选择端子22s1以及22s2连接，且将公共端子22c和选择端子22s4连接。由此，在连接状态2下，形成将天线元件2、天线开关22、滤波器13a以及13b、和电容元件141连接而构成的第3电路。
在此，电容元件141成为补偿第3电路的复阻抗的电路，使得在上述第3电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗与在上述第4电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗相等。例如在滤波器13a～13c是saw滤波器或baw滤波器的情况下，电容元件141包含具有滤波器13c的第1频带以及第2频带中的等效电容值的电容元件。
即，取代与未被选择的第3频带对应的滤波器13c，将与选择端子22s4连接的电容元件141连接到公共端子22c。为此，能使第1频带以及第2频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与全部频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而，在能选择多种类的ca模式的系统中，能降低信号的传播损耗。
图9c所示的开关模块1c的电路结构表征第1频带以及第3频带被选择为传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态3(两频段ca)。连接状态3相当于三个频带当中的两个频带被选择的ca模式。如图9c所示那样，在连接状态3中，天线开关22将公共端子22c和选择端子22s1以及22s3连接，且将公共端子22c和选择端子22s5连接。由此，在连接状态3下，形成将天线元件2、天线开关22、滤波器13a以及13c、和电容元件142连接而构成的第3电路。
在此，电容元件142成为补偿第3电路的复阻抗的电路，使得在上述第3电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗与在上述第4电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗相等。例如在滤波器13a～13c是saw滤波器或baw滤波器的情况下，电容元件142包含具有滤波器13b的第1频带以及第3频带中的等效电容值的电容元件。
即，取代与未被选择的第2频带对应的滤波器13b，将与选择端子22s5连接的电容元件142连接到公共端子22c。为此，能使第1频带以及第3频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与全部频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而，在能选择多种类的ca模式的系统中，能降低信号的传播损耗。
图9d所示的开关模块1c的电路结构表征仅第1频带被选择为传播rf接收信号的频带的情况下的连接状态4(非ca)。连接状态4相当于三个频带当中一个频带被选择的非ca模式。如图9d所示那样，在连接状态4下，天线开关22将公共端子22c和选择端子22s1连接，且将公共端子22c和选择端子22s4以及22s5连接。由此，在连接状态4下，形成将天线元件2、天线开关22、滤波器13a、和电容元件141以及142连接而构成的第3电路。
在此，电容元件141以及142成为补偿第3电路的复阻抗的电路，使得在上述第3电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗与在上述第4电路中从公共端子22c观察滤波器侧的复阻抗相等。例如在滤波器13a～13c是saw滤波器或baw滤波器的情况下，电容元件141以及142包含具有滤波器13b以及13c的第1频带中的等效合成电容值的并联连接的电容元件。
即，取代与未被选择的第2频带以及第3频带对应的滤波器13b以及13c，将与选择端子22s4连接的电容元件141以及与选择端子22s5连接的电容元件142连接到公共端子22c。为此，能使仅第1频带被选择的非ca模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与全部频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，在本实施方式所涉及的开关模块1c中，设为作为阻抗负载电路而配置了两个电容元件141以及142的结构，但电容元件的配置数并不限于此，可以对应于使用的模式使配置数增加。
以上，在本实施方式所涉及的开关模块1c中，在第1频带～第3频带当中两个以下的频带被选择的模式下，取代与未被选择的频带对应的滤波电路，将与选择端子22s4以及选择端子22s5连接的电容元件141以及142的至少一者连接到公共端子22c。为此，能使两个以下的频带被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与全部频带被选择的ca模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，如上述那样，滤波器13a、13b以及13c的复阻抗可以是电容性。据此，通过使阻抗负载电路包含电容元件141以及142，能将寄生电感分量排除并高精度地补偿电容性的滤波电路所具有的复阻抗。
例如在滤波器13a、13b以及13c是saw滤波器或baw滤波器的情况下，通过特性的陡峭性高，激振频率(通频带)以外的频带的阻抗成为电容性。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是哪种模式被选择的情况，都能用包含电容元件的阻抗负载电路高精度且容易地补偿电容性的复阻抗。
另外，优选如本实施方式那样阻抗负载电路包含电容元件。在阻抗负载电路包含电容元件的情况下，为了将rf信号的通过特性最佳化，期望极力排除不贡献于阻抗匹配的电感分量。从该观点出发，根据本实施方式的结构，由于电容元件141以及142分别与天线开关22的选择端子22s4以及22s5直接连接，因此能缩短经由所选择的滤波电路与电容元件之间的公共端子22c的布线，从而不会附加不需要的电感分量。因而能高精度地获取天线元件2与滤波电路的阻抗匹配，能有效地降低信号的传播损耗。
另外，与选择端子22s4以及22s5连接的阻抗负载电路除了电容元件141以及142以外，还可以附加感应元件等其他电路元件。
另外，本实施方式所涉及的开关模块1c并不限定于配置三个频带的结构。本实施方式所涉及的开关模块1c还能应用在配置n个(n是2以上的自然数)频带的结构中。
即，本实施方式所涉及的开关模块1c能选择同时使用n(n是2以上的自然数)个频带当中至少两个频带的ca模式、以及使用一个频带的非ca模式，具备：使n个频带的信号各自选择性通过的n个滤波电路；和m(m是1以上的自然数)个阻抗负载电路。另外，开关模块1c进一步具备天线开关，其具有：一个公共端子；与对应于上述n个频带而设的n个滤波电路分别连接的n个选择端子；和与m个阻抗负载电路分别连接的m个选择端子。
上述天线开关在全部n个滤波电路被选择的情况下，将公共端子和n个滤波电路所对应的上述n个选择端子连接，且不将公共端子和m个阻抗负载电路所对应的上述m个选择端子连接。
另外，上述天线开关在(n-1)个以下的滤波电路被选择的情况下，将公共端子和上述(n-1)个以下的滤波电路所对应的(n-1)个以下的选择端子连接，且将m个阻抗负载电路的至少一者和选择端子连接，以使上述(n-1)个以下的滤波电路在公共端子合并而构成的第3电路的复阻抗与n个滤波电路在公共端子合并而构成的第4电路的复阻抗相等。
据此，在n个频带当中(n-1)个以下的频带被选择的模式下使rf信号传播的情况下，使被选择的(n-1)个以下的频带通过的(n-1)个以下的滤波电路和m个阻抗负载电路的至少一者在公共端子合并。即，取代与未被选择的频带对应的滤波电路，与上述m个选择端子连接的阻抗负载电路的至少一者连接到公共端子。为此，能使(n-1)个以下的频带被选择的模式下的rf信号的通过特性不附加不需要的电感分量以及电容分量就与n个频带被选择的模式下的rf信号的通过特性同等。因而在能选择ca模式以及非ca模式的系统中，不管是选择哪种模式的情况，都能降低信号的传播损耗。
另外，能通过n个频带当中被选择的频带的组合来从m个阻抗负载电路当中可变选择进行连接的阻抗负载电路，能通过该可变选择使用于进行阻抗补偿的合成电容可变。进而，通过将m个阻抗负载电路对应于m个选择端子配置来选择多个m个选择端子当中与公共端子连接的选择端子，能实现比m种多的补偿用的阻抗。因而，由于能降低阻抗负载电路的配置数以及配置区域，因此能实现开关模块1c的省面积化。
(其他实施方式等)
以上对本发明的实施方式所涉及的开关模块举出实施方式以及其变形例进行了说明，但本发明的开关模块并不限定于上述实施方式以及其变形例。组合上述实施方式以及其变形例中的任意的结构要素而实现的其他实施方式、对上述实施方式以及其变形例在不脱离本发明的主旨的范围实施本领域技术人员能想到的各种变形而得到的变形例、内置本公开的开关模块的各种设备也包含在本发明中。
例如在实施方式2以及3所涉及的开关模块中，也可以如实施方式1的变形例那样将阻抗负载电路和滤波电路单芯片化。另外，在实施方式2以及3所涉及的开关模块中，也可以将阻抗负载电路内置于天线开关的芯片中。由此，在实施方式2以及3所涉及的开关模块中也能起到与实施方式1所涉及的开关模块同样的效果。
另外，本发明所涉及的开关控制部也可以实现为集成电路即ic、lsi(largescaleintegration，大规模集成电路)。另外，作为集成电路化的手法，可以用专用电路或通用处理器实现。也可以在lsi制造后利用能编程的fpga(fieldprogrammablegatearray，现场可编程门阵列)、能重构lsi内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器。进而，若由于半导体技术的进步或派生的其他技术而对lsi进行置换的集成电路化的技术出现，当然也可以用该技术进行功能块的集成化。
另外，在上述实施方式以及其变形例所涉及的开关模块中，可以在将附图中公开的各电路元件以及信号路径连接的路径间插入其他高频电路元件以及布线等。
-产业上的可利用性-
本发明作为采用载波聚合方式的应对多带/多模的开关模块，能广泛利用在移动电话等通信设备中。
-符号说明-
1、1a、1b、1c、50开关模块
2天线元件
3rf信号处理电路
4a、4ar、4b、4br、4c接收信号放大电路
4at、4bt发送信号放大电路
11、51、55天线匹配电路
12、22、52、54、302-1、302-2天线开关
12c、22c、52c、54c公共端子
12s1选择端子(第1选择端子)
12s2选择端子(第2选择端子)
12s3选择端子(第3选择端子)
13a、13b、13c滤波器
14、14b阻抗负载电路
20芯片
21压电基板
22s1、22s2、22s3、22s4、22s5选择端子
23a、23b、303-1、303-2、303-3、303-4双工器
23ar、23br接收滤波器
23at、23bt发送滤波器
52s1、52s2、54s1、54s2选择端子
131p、132p并联谐振器
131s、132s串联谐振器
141、142电容元件
300rf部
301同向双工器
304-1、304-2、304-3、304-4功率放大器
305无线频率集成电路
370天线部
370-1、3701-2天线调谐器。