本发明涉及分波装置及其设计方法，特别涉及可应对3个以上的多频段化的分波装置及其设计方法。
背景技术：
以往，已知有发送频带和接收频带彼此不同的无线通信机的发送机中，组装入包括放大器的分波装置的结构(例如，参照专利文献1)。
该发送机(分波装置)中，通过在放大器的前级设置阻抗匹配·相位调整电路，从而将输入至放大器的发送信号的相位调整成预定的相位范围内的相位。由此，根据该发送机，能够抑制接收频带的噪声分量。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2007-181021号公报
技术实现要素：
发明所要解决的技术问题
针对近些年的通信机中所使用的分波装置，要求对于多个通信频带(频段)的应对、所谓的多频段化。
然而，在使用公共的放大器来对上述现有的分波装置进行多频段化的结构中，存在会产生接收灵敏度劣化的通信频带的信号路径的情况。
为了消除这种问题，例如考虑在各通信频带的信号路径上分别设置上述的阻抗匹配·相位调整电路的结构。然而，即使采用该结构，在伴随着进一步的多频段化而使得通信频带的信号路径的数量增加的情况下，也难以将发送信号的相位调整成适当的相位范围内。因此，即使采用该结构，也会产生收发端子间的隔离劣化、难以抑制接收频带的噪声分量、接收灵敏度劣化的通信频带。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种分波装置及其设计方法，其能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
用于解决技术问题的技术方案
为了达到上述目的，本发明的一个形态所涉及的分波装置包括：对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的放大器；多个信号路径，该多个信号路径设置成共用所述放大器的输出端子且对所述多个通信频带中各自所对应的通信频带的信号进行传输；以及多个收发滤波器，该多个收发滤波器设置于所述多个信号路径且对各自所对应的通信频带的发送信号和接收信号进行分离，多个所述接收信号的频带中的所述放大器的各个增益比多个所述发送信号的频带中的所述放大器的各个增益要小。
由此，多个接收信号的频带中的由放大器进行放大后的信号都要比多个发送信号的频带中的由放大器进行放大后的信号更小。因此，能够抑制经由收发滤波器朝接收侧泄漏的接收信号的频带的信号。即，能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
此外，为了达到上述目的，本发明另一个形态所涉及的分波装置也可为，包括：对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的放大器；多个信号路径，该多个信号路径设置成共用所述放大器的输出端子且对所述多个通信频带中各自所对应的通信频带的信号进行传输；以及多个收发滤波器，该多个收发滤波器设置于所述多个信号路径且对各自所对应的通信频带的发送信号和接收信号进行分离，在以所述放大器的输出阻抗进行归一化后的第一史密斯圆图中，从所述输出端子观察所述多个收发滤波器侧时的多个所述接收信号的频带中的所有第一负载阻抗位于从所述放大器的增益的最大点起相位相差45度以上的区域。
由此，在第一史密斯圆图中，第一负载阻抗位于从放大器的增益的最大点起相位相差45度以上的区域，从而能够使多个接收信号的频带中的放大器的增益都要比多个发送信号的频带中的放大器的增益更小。因而，可起到与上述相同的效果。即，能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
此外，也可为，在所述第一史密斯圆图中，所述第一负载阻抗位于从所述最大点起相位相差90度以上的区域。
由此，在第一史密斯圆图中，第一负载阻抗位于从放大器的增益的最大点起相位相差90度以上的区域，从而可在抑制接收信号的频带内的放大器的增益的同时，实现该增益的均匀化。因此，能够抑制同一通信频带内的接收灵敏度的变动。
此外，还可为，多个所述接收信号的频带中的所述放大器的增益比多个所述发送信号的频带中的所述放大器的增益要小。
由此，能够更加不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
此外，也可为，还包括：设置于所述输出端子和所述多个信号路径的公共节点之间的公共匹配电路；以及设置于所述公共节点和所述多个收发滤波器之间的所述多个信号路径上的多个独立匹配电路。
由此，能够利用独立设置于多个信号路径的多个独立匹配电路，对从公共匹配电路的输出端观察独立匹配电路侧时的接收信号的频带中的负载阻抗进行高精度调整。因此，能够将负载阻抗调整成利用公共匹配电路容易实现阻抗匹配的相位。
此外，也可为，在以所述多个信号路径的阻抗进行归一化后的第二史密斯圆图中，从所述公共节点观察所述多个收发滤波器侧时的多个所述接收信号的频带中的第二负载阻抗的相位基本一致。
由此，从公共匹配电路的输出端观察独立匹配电路侧时的接收信号的频带(接收信号频带)中的负载阻抗的相位基本一致。因此，在放大器的输出端子，能够使该频带的阻抗对于多个通信频带以同一条件实现匹配。即，能够利用同一匹配电路对于多个通信频带实现阻抗匹配。因此，能够利用公共匹配电路实现包含多个通信频带中的接收信号的频带在内的宽频带下的阻抗匹配。
此外，也可为，所述多个独立匹配电路分别构成为以使得在所述第二史密斯圆图中，因设置该独立匹配电路而产生的所述第二负载阻抗的相位旋转量变小。
由此，通过将独立匹配电路构成为以使得相位旋转量变小，从而可容易地实现良好的阻抗匹配，并且可实现独立匹配电路的小型化。
此外，也可为，所述多个独立匹配电路中1个以上的独立匹配电路分别由使得在所述第二史密斯圆图中所述第二负载阻抗的所述相位旋转量变小的高通滤波器型及低通滤波器型的匹配电路中的某一个构成。
此外，也可为，所述多个独立匹配电路中1个以上的独立匹配电路分别由布线或电感器构成。
由此，可实现电路结构的简化及小型化。
此外，也可为，所述公共匹配电路及所述多个独立匹配电路分别具有由电感器及电容器构成的1级以上的lc滤波器，所述多个独立匹配电路分别具有级数比所述公共匹配电路要多的lc滤波器。
由此，通过设置lc滤波器的级数比公共匹配电路要多的多个独立匹配电路，从而可对从公共匹配电路的输出端观察独立匹配电路侧时的接收信号的频带(接收信号频带)中的负载阻抗进行高精度调整的同时，实现公共匹配电路的简化及小型化。
此外，也可为，所述多个独立匹配电路中1个以上的独立匹配电路分别内置于对应的收发滤波器。
由此，可实现分波装置的简化及小型化。
此外，也可为，还包括开关，该开关设置于所述公共匹配电路和所述多个独立匹配电路之间，且使所述多个信号路径分别与所述公共节点选择性地进行连接或成为开路状态。
此外，也可为，所述开关将所述多个信号路径中2个以上的信号路径与所述公共节点进行连接。
由此，能够适用于同时使用不同通信频带的、所谓的载波聚合(ca)方式。
此外，本发明的一个形态所涉及的分波装置的设计方法是如下的分波装置的设计方法。
即，分波装置包括：对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的放大器；多个信号路径，该多个信号路径设置成共用所述放大器的输出端子且对所述多个通信频带中各自所对应的通信频带的信号进行传输；多个收发滤波器，该的多个收发滤波器设置于所述多个信号路径且对各自所对应的通信频带的发送信号和接收信号进行分离；设置于所述输出端子和所述多个信号路径的公共节点之间的公共匹配电路；以及设置于所述公共节点和所述多个收发滤波器之间的所述多个信号路径上的多个独立匹配电路。此外，分波装置的设计方法包括：第一调整步骤，该第一调整步骤中对所述多个独立匹配电路的元件值进行调整，以使得在以所述多个信号路径的阻抗进行归一化后的史密斯圆图中，从所述公共节点观察所述多个收发滤波器侧时的多个所述接收信号的频带中的负载阻抗的相位基本一致；以及第二调整步骤，该第二调整步骤在所述第一调整步骤之后，对所述公共匹配电路的元件值进行调整，以使得在以所述放大器的输出阻抗进行归一化后的史密斯圆图中，从所述输出端子观察所述多个收发滤波器侧时的多个所述接收信号的频带中的负载阻抗位于从所述放大器的增益的最大点起相位相差45度以上的区域。
发明效果
根据本发明所涉及的分波装置等，能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
附图说明
图1是实施方式所涉及的pa模块的电路结构图。
图2a是在实施方式中示出放大器的输出端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
图2b是在实施方式中示出开关的选择端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
图3a是在实施方式中示出放大器的输出端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
图3b是在实施方式中示出开关的选择端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
图4是实施方式的比较例所涉及的pa模块的电路结构图。
图5a是在实施方式的比较例中示出放大器的输出端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
图5b是在实施方式的比较例中示出开关的选择端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
图6a是在实施方式的比较例中示出放大器的输出端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
图6b是在实施方式的比较例中示出开关的选择端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
图7是示出实施方式及比较例中的band20(频段20)中的隔离特性的曲线图。
图8是变形例1所涉及的pa模块的电路结构图。
图9是变形例2所涉及的pa模块的电路结构图。
图10是变形例3所涉及的pa模块的电路结构图。
图11是变形例4所涉及的pa模块的电路结构图。
图12是变形例5所涉及的pa模块的电路结构图。
图13是示出分波装置的设计方法的流程图。
具体实施方式
下面，对于本发明的实施方式，使用附图进行详细说明。另外，以下所说明的实施方式都只是示出概括的或具体的示例。以下的实施方式中示出的数值、材料、构成要件、构成要件的配置及连接方式、设计方法、及设计方法的顺序等只是一个示例，其并非要限定本发明。对于以下的实施方式中的构成要件中未记载于独立权利要求的构成要件，作为任意的构成要件进行说明。此外，以下的实施方式中，“连接”不仅包括直接连接的情况，还包括经由其他元件等电连接的情况。
另外，各图是示意图，并不一定严密地进行图示。此外，各图中，对于实质上相同的结构标注相同的标号，有时省略或简化重复的说明。
此外，以下的实施方式及变形例中，作为包括对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的放大器的分波装置，以pa(功率放大器)模块为例进行说明。
(实施方式)
[1.结构]
本实施方式所涉及pa模块是对从rfic(射频集成电路)等输入的发送信号进行放大并输出至天线等的模块。具体而言，该pa模块是可对3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的模块，例如搭载于遵循lte(长期演进)等通信标准的手机等小型无线通信设备。
图1是本实施方式所涉及的pa模块1电路结构图。另外，该图中，利用虚线框住并示出发送输入端子ptx、天线端子pant.、及接收输出端子prx1～prx4中输入或输出的信号
该图所示的pa模块1是可对收发的通信频带(band)进行切换的应对多频段的pa模块。
如该图所示，pa模块1对输入至发送输入端子ptx的3个以上的通信频带的发送信号进行放大并从天线端子pant.输出。而且，pa模块1从接收输出端子prx1～prx4输出被输入至天线端子pant.的该3个以上的通信频带的接收信号。
本实施方式中，pa模块1例如应对band26(发送信号的频带：814-849mhz、接收信号的频带：859-894mhz)、band8(发送信号的频带：880-915mhz、接收信号的频带：925-960mhz)、band20(发送信号的频带：832-862mhz、接收信号的频带：791-821mhz)、及band12(发送信号的频带：699-716mhz、接收信号的频带：729-746mhz)这4个通信频带。
即，发送输入端子ptx被输入该4个通信频带的发送信号。图1中，用矩形虚线框住并示出输入至发送输入端子ptx的信号(发送信号)，例如，对于band26的发送信号表述为“b26tx”。
此外，从天线端子pant.输出该4个通信频带的发送信号，且输入该4个通信频带的接收信号。图1中，用矩形及圆角矩形的双重虚线框住并示出从天线端子pant.输出的信号或输入的信号(发送信号或接收信号、即收发信号)，例如，对于band26的收发信号表述为“b26trx”。
此外，从接收输出端子prx1～prx4输出该4个通信频带的接收信号。图1中，用圆角矩形的虚线框住并示出从接收输出端子prx1～prx4分别输出的信号(接收信号)，例如，对于band26的接收信号表述为“b26rx”。
另外，对于发送信号、接收信号及收发信号的表述，以band26为例进行了说明，但对于除此以外的通信频带的上述信号的表述，也使用与该通信频带对应的数字同样地进行表述。此外，对于以下所示的其他附图也同样地进行表述。此外，以下所示的其他附图中，作为发送信号及接收信号的频带，有时使用上述信号的表述。
下面，对于pa模块1的具体结构进行说明。
如图1所示，本实施方式中，pa模块1包括放大器10、公共匹配电路20、开关30、具有多个独立匹配电路40的独立匹配电路组40g、多个收发滤波器50、开关60、以及多个信号路径70。
放大器10是对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的例如应对多频段的paic。本实施方式中，放大器10对4个通信频带(这里为band26、band4、band20、band12)的发送信号进行放大。
放大器10包括使用si、gaas等半导体基板制成的宽频带放大电路等功率放大电路。功率放大电路例如具有多级连接的fet(场效应晶体管)、hbt(异质结双极晶体管)等放大元件，形成于半导体基板。另外，功率放大电路也可具有配置于多个放大元件的级间、输入端部或输出端部的匹配电路。
公共匹配电路20是设置于放大器10的输出端子和多个信号路径70(本实施方式中为4个信号路径71～74)的公共节点之间的匹配电路。这里，公共节点是多个信号路径70汇集的节点，本实施方式中为开关30的公共端子。
公共匹配电路20是实现放大器10的输出阻抗与该公共端子之间的阻抗匹配(matching:匹配)的电路。这里，公共匹配电路20构成(设计)为满足规定条件，而对于该条件将在后面进行阐述，因此以下对于公共匹配电路20的具体结构的一个示例进行说明。另外，以下所说明的公共匹配电路20的结构是一个示例，只要满足后述的规定条件，则可为任意结构。
一般而言，匹配电路具有串联电抗元件和并联电抗元件。本实施方式的公共匹配电路20由t型电路构成，该t型电路从放大器10侧起依次具有电感器l1和电容器c2以作为该串联电抗元件，且具有使电感器l1与电容器c2的连接节点分流至接地的电容器c1以作为该并联电抗元件。
开关30是设置于公共匹配电路20和多个独立匹配电路40(本实施方式中为4个独立匹配电路41～44)之间且使多个信号路径70分别与公共节点选择性地进行连接或成为开路状态的分波器。即，开关30对公共匹配电路20的输出端子和独立匹配电路组40g的连接进行切换。
开关30例如具有1个公共端子和4个选择端子，1个公共端子与公共匹配电路20的输出端子相连接，4个选择端子分别与独立匹配电路41～44的一个端子相连接。开关30例如根据rfic的控制信号，使4个选择端子中的某一个与公共端子相连接。
该开关60与开关60一起起到切换pa模块1的通信频带的频带切换开关的作用。
独立匹配电路40是设置于公共节点与多个收发滤波器50之间的多个信号路径70上的匹配电路。本实施方式中，4个独立匹配电路40(独立匹配电路41～44)设置于4个信号路径70(信号路径71～74)。
这里，多个独立匹配电路40分别构成(设计)为满足规定条件。对于该规定条件将在后面进行阐述，因此以下对于独立匹配电路40的具体结构的一个示例进行说明。另外，以下所说明的独立匹配电路40的结构是一个示例，只要满足后述的规定条件，则可为任意结构。
多个独立匹配电路40分别与输入至pa模块1的发送信号的各通信频带对应。
具体而言，独立匹配电路41是与band26对应地设置于信号路径71的匹配电路，是实现开关30与收发滤波器51之间的阻抗匹配的电路。本实施方式中，独立匹配电路41从开关30侧起依次具有作为串联电抗元件的电感器l11、作为并联电抗元件的c11、作为串联电抗元件的l12、以及作为并联电抗元件的c12。即，独立匹配电路41是由2级的lc滤波器构成的lpf型(低通滤波器型)的匹配电路。
独立匹配电路42是与band8对应地设置于信号路径72的匹配电路，是实现开关30与收发滤波器52之间的阻抗匹配的电路。本实施方式中，独立匹配电路42与独立匹配电路41同样地，是由2级的lc滤波器构成的lpf型(低通滤波器型)的匹配电路，具有电感器l21、l22和电容器c21、c22。
独立匹配电路43是与band20对应地设置于信号路径73的匹配电路，是实现开关30与收发滤波器53之间的阻抗匹配的电路。本实施方式中，独立匹配电路43从开关30侧起依次具有作为并联电抗元件的电感器l31、作为串联电抗元件的电容器c31、以及作为并联电抗元件的电感器l32。即，独立匹配电路43是由π型的lc滤波器构成的hpf型(高通滤波器型)的匹配电路。
独立匹配电路44是与band12对应地设置于信号路径74的匹配电路，是实现开关30与收发滤波器54之间的阻抗匹配的电路。本实施方式中，独立匹配电路44与独立匹配电路41同样地，是由2级的lc滤波器构成的lpf型(低通滤波器型)的匹配电路，具有电感器l41、l42和电容器c41、c42。
另外，这样构成的独立匹配电路40的级数并无特别限定，例如，独立匹配电路41、42、44分别也可由1级的lc滤波器构成，也可由3级以上的lc滤波器构成。此外，例如，独立匹配电路43并不局限于π型的结构，也可为t型的结构，也可为l型的结构。此外，构成各独立匹配电路40的lc滤波器的级数也可相同，也可不同。
多个收发滤波器50是设置于多个信号路径70且对各自所对应的通信频带的发送信号和接收信号进行分离的、由saw滤波器等构成的例如双工器。具体而言，各收发滤波器50具有与独立匹配电路40相连接的发送端子、经由开关60与天线端子pant.相连接的公共端子、以及与对应的通信频带的接收输出端子prx1～prx4相连接的接收端子。本实施方式中，4个收发滤波器50(收发滤波器51～54)设置于4个信号路径70(信号路径71～74)。
收发滤波器51与band26对应地设置于信号路径71，对band26的发送信号和接收信号进行分离。具体而言，收发滤波器51在band26的发送信号频带中对从独立匹配电路41输入至发送端子的发送信号进行滤波并从公共端子输出。此外，收发滤波器51在band26的接收信号的频带中对从天线端子pant.经由开关60输入至公共端子的接收信号进行滤波并输出至接收输出端子prx1。
另外，对于各个收发滤波器52～54，除了设置该收发滤波器52～54的信号路径70以及分离的发送信号及接收信号的通信频带不同这一点以外，与收发滤波器51大致相同，因此省略详细说明。
开关60设置于多个收发滤波器50和天线端子pant.之间，使多个信号路径70分别与天线端子pant.选择性地进行连接或成为开路状态。开关60在本实施方式中，具有4个选择端子和1个公共端子，4个选择端子分别与4个收发滤波器51～54的发送端子相连接。开关60例如根据rfic的控制信号，使4个选择端子中的某一个与公共端子相连接。
多个信号路径70是设置成共用放大器10的输出端子、且对多个通信频带中各自所对应的通信频带的信号进行传输的微带线等传输路径(布线)。本实施方式中，多个信号路径70通过开关30可连接地设置于放大器10的输出端子。
以上的pa模块1例如构成为如下的复合模块。
具体而言，复合模块具有对低温烧结陶瓷基板(ltcc基板：lowtemperatureco-firedceramics基板)或玻璃环氧基板进行层叠而形成的树脂多层基板等电路基板。在这样的电路基板上，安装放大器10、公共匹配电路20、开关30、独立匹配电路组40g及开关60等，以作为ic或芯片元器件等。此外，这些ic或芯片元器件等利用环氧树脂等密封树脂进行密封。另外，也可在电路基板上或密封树脂上，安装由saw滤波器等构成的收发滤波器50。
[2.特性]
接着，对于这样构成的pa模块1的特性进行说明。
首先，对于发送信号的频带中的pa模块1的特性，使用图2a及图2b进行说明。
图2a是在本实施方式所涉及的pa模块1中示出放大器10的输出端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
这里，发送信号频带是指各通信频带(频段)的发送信号的频带，例如band26的发送信号频带是814-849mhz。此外，等增益圆是对发送信号频带中放大器10的增益恒定的点进行描绘而成的线。该图中，从最大增益点(图中的maxgain)38.4db起以1db间隔示出等增益圆。
此外，该图所示的史密斯圆图是以放大器10的输出阻抗(本实施方式中为3ω)进行归一化后的第一史密斯圆图。此外，该图所示的负载阻抗是从放大器10的输出端子观察多个收发滤波器50侧时的第一负载阻抗(图1中的负载阻抗z(paout))。该图中，示出了多个发送信号的频带(即，多个通信频带的发送信号)中的上述负载阻抗。
如该图所示，不管是哪一个通信频带，发送信号频带中的负载阻抗z(paout)都位于第一史密斯圆图的中心部。
此外，根据该图所示的等增益圆与各通信频带的负载阻抗z(paout)的关系可知，放大器10不管对于哪一个通信频带的发送信号，都以相等的增益进行放大。
图2b是在本实施方式所涉及的pa模块1中示出开关30的选择端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
具体而言，该图所示的史密斯圆图是以多个信号路径70的特性阻抗(本实施方式中为50ω)进行归一化后的第二史密斯圆图。此外，该图所示的负载阻抗是从开关30的选择端子端面观察多个收发滤波器50侧时的第二负载阻抗(图1中的负载阻抗z(sw))。该图中，示出了多个发送信号的频带(即，多个通信频带的发送信号)中的上述负载阻抗。
如该图所示，不管是哪一个通信频带，发送信号频带中的负载阻抗z(sw)都位于第二史密斯圆图的中心部。
接着，对于接收信号的频带中的pa模块1的特性，使用图3a及图3b进行说明。
图3a是在本实施方式所涉及的pa模块1中示出放大器10的输出端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
这里，接收信号频带是指各通信频带(频段)的接收信号的频带，例如band26的接收信号频带是859-894mhz。此外，等增益圆是对接收信号频带中放大器10的增益恒定的点进行描绘而成的线。该图中，从最大增益点(图中的maxgain)39db起以1db间隔示出等增益圆。
此外，该图所示的史密斯圆图及负载阻抗与图2a同样地是第一史密斯圆图及第一负载阻抗。该图中，示出了多个接收信号的频带(即，多个通信频带的接收信号)中的上述负载阻抗z(paout)。
若将图3a与图2a进行比较，则图3a所示的多个接收信号(本实施方式中为band26、band8、band20、band12的接收信号)的频带中的放大器10的各个增益比图2a所示的多个发送信号(本实施方式中为band26、band8、band20、band12的发送信号)的频带中的放大器10的各个增益要小。即，接收信号频带的所有增益(rx频带增益)比发送信号频带的所有增益(tx频带增益)要小。
换言之，本实施方式所涉及的pa模块1中，上述的公共匹配电路20构成以使得rx频带增益和tx增益满足这种关系。
具体而言，如图3a所示，多个接收信号的频带中的负载阻抗z(paout)的轨迹(图中的b8rx、b12rx、b20rx、b26rx所示出的轨迹)位于放大器10的增益小于31db的区域。与此不同的是，如图2a所示，多个发送信号的频带中的负载阻抗z(paout)的轨迹(图中的b8tx、b12tx、b20tx、b26tx所示出的轨迹)位于放大器10的增益为33db以上的区域。即，多个接收信号各自的频带中从下限频率直到上限频率的放大器10的增益范围都要比多个发送信号各自的频带中从下限频率直到上限频率的放大器10的增益范围更小。即，接收频带的所有增益范围比发送频带的所有增益范围要小。
本发明中，如图3a所示，在以放大器10的输出阻抗进行归一化后的第一史密斯圆图中，多个接收信号的频带中的所有负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点(最大增益点)起相位相差45度以上的区域。
换言之，本实施方式所涉及的pa模块1中，上述的公共匹配电路20构成为以使得多个接收信号的频带中的负载阻抗z(paout)相对于放大器10的增益的最大点满足这种关系。
具体而言，在图3a所示的第一史密斯圆图中，若将最大增益点的相位设为φ，则多个接收信号的频带中的负载阻抗z(paout)的轨迹位于φ+45°以上且φ－45°以下的相位区域。这里，接收信号的频带越宽，负载阻抗z(paout)的轨迹越长，本实施方式中，轨迹全部位于φ+45°以上且φ－45°以下的相位区域。
即，图3a所示的第一史密斯圆图中，多个接收信号各自的频带中从下限频率直到上限频率，负载阻抗z(paout)位于从最大增益点起相位相差45度以上的区域。
而且，如图3a所示，优选为在第一史密斯圆图中，负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点(最大增益点)起相位相差90度以上的区域。即，优选为上述的轨迹在第一史密斯圆图中位于φ+90°以上且φ－90°以下的相位区域
图3b是在本实施方式所涉及的pa模块1中示出开关30的选择端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
具体而言，该图所示的史密斯圆图及负载阻抗与图2b同样地是第二史密斯圆图及第二负载阻抗。该图中，示出了多个接收信号的频带(即，多个通信频带的接收信号)中的上述负载阻抗z(sw)。
如该图所示，在以多个信号路径70的特性阻抗进行归一化后的第二史密斯圆图中，多个接收信号的频带中的负载阻抗z(sw)的相位基本一致。即，在第二史密斯圆图中，从开关30的公共端子观察多个收发滤波器50侧时的多个接收信号的频带中的负载阻抗的相位也基本一致。这里，“基本一致”不仅包括完全一致，也包括大致上一致，例如，也包括因误差或频带的频带宽度的差异而导致并非完全一致。
换言之，本实施方式所涉及的pa模块1中，上述的多个独立匹配电路40以对应的通信频带的接收信号的频带中的负载阻抗z(sw)的相位基本一致的条件来构成。即，多个独立匹配电路40分别构成为以使得在第二史密斯圆图中负载阻抗z(sw)的相位条件在任意的相位范围相一致。
具体而言，独立匹配电路40中，串联电抗元件及并联电抗元件的元件值越大，因该独立匹配电路40所产生的相位旋转量越大。因此，在使负载阻抗z(sw)的相位移动至任意的相位范围的相位旋转量较大的情况下，只要对独立匹配电路40设置较大的元件值的串联电抗元件和并联电抗元件即可。
此外，本实施方式中，多个独立匹配电路40分别构成为以使得在以多个信号路径70的特性阻抗进行归一化后的第二史密斯圆图中，因设置该独立匹配电路40而产生的负载阻抗z(sw)的相位旋转量变小。
具体而言，多个独立匹配电路40分别由使得在第二史密斯圆图中负载阻抗z(sw)的相位旋转量变小的hpf型及lpf型的匹配电路中的某一个构成。
这里，因设置独立匹配电路40而产生的负载阻抗z(sw)的相位旋转方向如下：在该独立匹配电路40为hpf型的情况下在第二史密斯圆图中成为左旋转，在为lpf型的情况下在第二史密斯圆图中成为右旋转。因此，独立匹配电路40由hpf型或lpf型构成，以使得在第二史密斯圆图中，成为右旋转和左旋转中、移动至上述任意相位范围的相位旋转量较小的旋转方向。
例如，本实施方式中，在设置独立匹配电路40之前的状态下，band26、band8及band12的负载阻抗z(sw)位于到上述任意相位范围为止的相位旋转量的右旋转比左旋转要小的区域。
因此，与band26、band8及band12对应的独立匹配电路41、42、44如上所述由lpf型构成。另一方面，在设置独立匹配电路40之前的状态下，band20的负载阻抗z(sw)位于到上述任意相位范围为止的相位旋转量的左旋转比右旋转要小的区域。因此，与band20对应的独立匹配电路43如上所述由hpf型构成。
[3.效果等]
接着，对于本实施方式所涉及的pa模块1的效果，使用本实施方式的比较例所涉及的pa模块，基于本申请发明人完成本发明的过程进行说明。
本申请发明人考虑了如下结构：如专利文献1所记载的现有的分波装置那样，通过对于多个通信频带分别设置相位调整电路，从而抑制因从放大器10输出的发送信号所引起的接收信号的噪声分量。
图4是基于这种考虑而构成的比较例所涉及的pa模块1a的电路结构图。该图所示的pa模块1a与实施方式所涉及的pa模块1相比，公共匹配电路20a和多个独立匹配电路40a的结构不同。
具体而言，该图所示的多个独立匹配电路40a(这里为4个独立匹配电路41a～44a)是用于对从放大器10输出的信号的相位进行调整的电感器。
此外，该图所示的公共匹配电路20a从开关30侧起依次具有作为串联电抗元件的电感器la1、作为并联电抗元件的电容器ca1、作为串联电抗元件的电感器la2、作为并联电抗元件的电容器ca2、以及作为串联电抗元件的电容器ca3。
接着，对于这样构成的pa模块1的特性进行说明。
首先，对于发送信号频带中的pa模块1的特性，使用图5a及图5b进行说明。
图5a是在比较例所涉及的pa模块1中示出放大器10的输出端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。
具体而言，该图所示的史密斯圆图与图2a同样地，是以放大器10的输出阻抗进行归一化后的第一史密斯圆图。此外，该图所示的负载阻抗在本比较例中是从放大器10的输出端子观察多个收发滤波器50侧时的负载阻抗(图4中的负载阻抗z’(paout))。该图中，示出了多个发送信号的频带(即，多个通信频带的发送信号)中的上述负载阻抗。
如该图所示，不管是哪一个通信频带，发送信号频带中的负载阻抗z’(paout)都位于第一史密斯圆图的中心部。
此外，根据该图所示的等增益圆与各通信频带的负载阻抗z’(paout)的关系可知，放大器10不管对于哪一个通信频带的发送信号，都以相等的增益进行放大。
图5b是在比较例所涉及的pa模块1中示出开关30的选择端子端面上的发送信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
具体而言，该图所示的史密斯圆图与图2b同样地是以多个信号路径70的特性阻抗(本实施方式中为50ω)进行归一化后的第二史密斯圆图。此外，该图所示的负载阻抗是从开关30的选择端子端面观察多个收发滤波器50侧时的负载阻抗(图4中的负载阻抗z’(sw))。该图中，示出了多个发送信号的频带(即，多个通信频带的发送信号)中的上述负载阻抗。
如该图所示，不管是哪一个通信频带，发送信号频带中的负载阻抗z’(sw)都位于第二史密斯圆图的中心部。
由此，即使是比较例那样的结构，对于发送信号频带中的pa模块1a的特性也不会特别地产生问题。
然而，本申请发明人在推进应对多频段的pa模块的开发时，在比较例那样的pa模块1a中，发现了存在接收灵敏度会劣化的情况。
因此，本申请发明人为了确定接收灵敏度劣化的主要原因，对于多个通信频带测定了接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)及z’(sw)。
图6a及图6b是示出这种负载阻抗的史密斯圆图。即，图6a是在比较例所涉及的pa模块1a中示出放大器10的输出端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗及等增益圆的史密斯圆图。此外，图6b是在比较例所涉及的pa模块1a中示出开关30的选择端子端面上的接收信号频带中的负载阻抗的史密斯圆图。
另外，图6所示的史密斯圆图与图2a同样地，是以放大器10的输出阻抗进行归一化后的第一史密斯圆图。
此外，图6b所示的史密斯圆图与图2b同样地是以多个信号路径70的特性阻抗(本实施方式中为50ω)进行归一化后的第二史密斯圆图。
如图6a所示，不管是哪一个通信频带，接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)都位于第一史密斯圆图的周边部。从发送特性的观点来看，这并没有任何问题。
然而，本申请发明人发现了这会成为接收灵敏度劣化的主要原因。
即，根据图6a所示的等增益圆与各通信频带的接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)的关系，本申请发明人发现了会存在负载阻抗z’(paout)位于放大器10的增益较大的区域的通信频带。
例如，若关注band20，则接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)位于离最大增益点(图6a中的maxgain)比较近的区域。
由此，本申请发明人意识到接收信号频带中的放大器10的增益较大会成为接收灵敏度劣化的主要原因。
由此，本申请发明人得到了实施方式所涉及的pa模块1的第一构思。即，得到了使得多个接收信号的频带中的放大器10的增益都要比多个发送信号的频带中的放大器10的任意增益更小的构思。
而且，本申请发明人发现了下述情况作为负载阻抗z’(paout)位于放大器10的增益较大的区域的通信频段所存在的主要原因。
即，如图6a所示，在第一史密斯圆图上，多个通信频带中的接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)的相位会产生偏差。因此，例如如band20那样，在第一史密斯圆图上，会存在负载阻抗z’(paout)位于与放大器10的增益的最大点比较近的区域的通信频带。
由此，本申请发明人得到了实施方式所涉及的pa模块1的第二构思。
即，得到了使多个通信频带中的接收信号频带中的负载阻抗z’(paout)在第一史密斯圆图上位于规定相位区域内的构思。
而且，本申请发明人发现了下述情况作为上述主要原因。
即，如图6b所示，比较例的pa模块1a中，从开关30的选择端子端面观察多个收发滤波器50侧时的接收信号频带中的负载阻抗z’(sw)在多个通信频带之间相位彼此会产生偏差。
因此，对于设置公共匹配电路20a以针对多个通信频带使相位同样地旋转后的负载阻抗z’(paout)，相位也会产生与负载阻抗z’(sw)的相位偏差相同程度的偏差。
由此，本申请发明人作为使第二构思实现的形态，得到了在第二史密斯圆图中对负载阻抗z’(sw)的相位偏差进行抑制的、也就是使相位条件相一致的构思。
如上述所说明的那样，本实施方式的分波装置(本实施方式中为pa模块1)中，多个接收信号(本实施方式中为band26、band8、band20、band12的接收信号)的频带中的放大器10的各个增益比多个发送信号(本实施方式中为band26、band8、band20、band12的发送信号)的频带中的放大器10的各个增益要小。
由此，多个接收信号的频带中的由放大器进行放大后的信号都要比多个发送信号的频带中的由放大器进行放大后的信号更小。因此，能够抑制经由收发滤波器50朝接收侧泄漏的接收信号的频带的信号(rx频带噪声)。即，能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。这里，收发端子间的隔离是指输入发送信号的端子与输出接收信号的端子之间的隔离，本实施方式中，是指发送输入端子ptx－接收输出端子prxi(其中，i＝1～4)之间的隔离。
对于示出这种效果的一个示例，使用图7进行说明。图7是示出本实施方式及比较例中的band20中的隔离特性的曲线图。具体而言，该图中示出了小信号动作时的band20中的、发送输入端子ptx－接收输出端子prx3之间的隔离。
如该图所示，本实施方式(记载为图中的实施例)与比较例相比，在band20的接收信号频带(791－821mhz)中，隔离改善了11db以上。
通过这样的隔离的改善，能够提高band20的接收灵敏度。即，在比较例中会在band20中产生接收灵敏度的劣化，但在本实施方式中能够抑制该劣化，因此能够不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
另外，这里对于band20的隔离特性的改善进行了说明，但对于其他通信频带，也可实现同样的改善或隔离特性的维持。
特别是，根据本实施方式，由图2a及图2b和图5a及图5b可知，与比较例相比能够维持发送特性而不会使其劣化。
即，根据本实施方式，能够在维持良好的发送特性的同时抑制朝接收侧泄漏的接收信号的频带的信号(rx频带噪声)。
此外，本实施方式中，在以放大器10的输出阻抗(本实施方式中为3ω)进行归一化后的第一史密斯圆图中，从放大器10的输出端子观察多个收发滤波器侧时的多个接收信号的频带中的第一负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点起相位相差45度以上的区域(参照图3a)。
由此，在第一史密斯圆图中，第一负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点起相位相差45度以上的区域，从而能够使多个接收信号的频带中的放大器10的增益都要比多个发送信号的频带中的放大器10的增益更小。
因而，可起到与上述相同的效果。即，能够在实现多频段化的同时抑制收发端子间的隔离劣化，且不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
此外，本实施方式中，优选为在第一史密斯圆图中，多个接收信号的频带中的所有第一负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点起相位相差90度以上的区域(参照图3a)。
由此，在第一史密斯圆图中，第一负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点起相位相差90度以上的区域，从而可在抑制接收信号的频带内的放大器10的增益的同时，实现该增益的均匀化。
因此，能够抑制同一通信频带内的接收灵敏度的变动。
此外，本实施方式中，包括放大器10与多个信号路径的公共节点(本实施方式中为开关30的公共端子)之间的公共匹配电路20、以及设置于多个信号路径70的多个独立匹配电路40。
由此，能够利用独立设置于多个信号路径70的多个独立匹配电路40，对从公共匹配电路20的输出端观察独立匹配电路40侧时的接收信号的频带(接收信号频带)中的负载阻抗进行高精度调整。
因此，能够利用公共匹配电路20将负载阻抗调整成容易实现阻抗匹配的相位。
此外，本实施方式中，在以多个信号路径70的阻抗(本实施方式中为特性阻抗50ω)进行归一化后的第二史密斯圆图中，多个接收信号的频带中的第二负载阻抗z(sw)的相位基本一致(参照图3b)。
由此，从公共匹配电路20的输出端观察独立匹配电路40侧时的接收信号的频带(接收信号频带)中的负载阻抗的相位基本一致。因此，在放大器10的输出端子，能够使该频带的阻抗对于多个通信频带以同一条件实现匹配。即，能够利用同一匹配电路对于多个通信频带实现阻抗匹配。因此，能够利用公共匹配电路20实现包含多个通信频带中的接收信号的频带在内的宽频带中的阻抗匹配。
此外，本实施方式中，多个独立匹配电路40分别构成为以使得在上述第二史密斯圆图中相位旋转量变小。
一般而言因匹配电路所产生的相位旋转量越大，因该匹配电路所产生的传输损耗(loss：损耗)越大。此外，特别是在实现阻抗匹配的频带为宽频带的情况下，相位旋转量越大，越难以对于频带内实现良好的阻抗匹配。此外，相位旋转量越大，构成匹配电路的电抗元件的元件值也越大，因此可能会导致匹配电路大型化。
因此，通过将独立匹配电路40构成为以使得相位旋转量变小，从而可容易地实现良好的阻抗匹配，并且可实现独立匹配电路40的小型化。
具体而言，本实施方式中，多个独立匹配电路40中1个以上的独立匹配电路40(本实施方式中为所有多个独立匹配电路40)分别由使得上述相位旋转量变小的hpf型及lpf型的匹配电路中的某一个构成。
另外，对于利用hpf型及lpf型中的哪一个来构成独立匹配电路40，并不局限于与上述相位旋转量相应的结构，例如也可采用与发送信号的频带和接收信号的频带的频率大小关系相应的结构。具体而言，对于与发送信号的频带的中心频率比接收信号的频带的中心频率要低的通信频带(例如，band26、band8、band12等)相对应的独立匹配电路40(本实施方式中为独立匹配电路41、42、44)，利用lpf型的匹配电路来构成。另一方面，对于与发送信号的频带的中心频率在接收信号的频带的中心频率以上的通信频带(例如，band20等)相对应的独立匹配电路40(本实施方式中为独立匹配电路43)，也可利用hpf型的匹配电路来构成。
此外，pa模块的结构也可为与上述实施方式不同的形态。
即，pa模块只要构成为满足以下的(i)和(ii)中的至少一个即可，对于详细结构并不局限于上述实施方式。
(i)多个接收信号的频带中的放大器10的增益都要比多个发送信号的频带中的放大器10的增益更小。
(ii)上述第一史密斯圆图中，上述第一负载阻抗z(paout)位于从放大器10的增益的最大点起相位相差45度以上的区域。
因此，以下，对于实施方式中的各种变形例，使用图8～图12进行说明。
(变形例1)
首先，对于变形例1进行说明。
上述实施方式中，多个独立匹配电路40分别为2级的lc滤波器，但多个独立匹配电路分别也可为1级的lc滤波器。以下，本变形例中，对于这样构成的pa模块进行说明。
图8是变形例1所涉及的pa模块2的电路结构图。
该图所示的pa模块2与实施方式的pa模块1相比，包括具有多个独立匹配电路240的独立匹配电路组240g，以取代独立匹配电路组40g。
如该图所示，多个独立匹配电路240(本变形例中为4个独立匹配电路241～244)分别由1级的lc滤波器构成。具体而言，独立匹配电路241、242、244具有由作为串联电抗元件的电感器、和作为并联电抗元件的电容器构成的lpf型的lc滤波器。此外，独立匹配电路243具有由作为串联电抗元件的电容器、和作为并联电抗元件的电感器构成的hpf型的lc滤波器。
即使是这样构成的本变形例所涉及的pa模块2，也通过将多个独立匹配电路240构成为以使得满足上述(i)和(ii)中的至少一个，从而可起到与实施方式1相同的效果。
此外，根据本变形例，多个独立匹配电路240分别由1级的lc滤波器来构成，从而可实现电路结构的简化及小型化。
(变形例2)
接着，对变形例2进行说明。
上述实施方式及变形例1中，多个独立匹配电路分别是lc滤波器，但多个独立匹配电路中1个以上的独立匹配电路分别也可由布线或电感器来构成。以下，本变形例中，对于这样构成的pa模块进行说明。
图9是变形例2所涉及的pa模块3的电路结构图。
该图所示的pa模块3与变形例1所涉及的pa模块2相比，包括具有多个独立匹配电路340的独立匹配电路组340g，以取代独立匹配电路组240g。
如该图所示，多个独立匹配电路340中1个以上的独立匹配电路340由电感器构成。具体而言，本实施方式中，独立匹配电路343由作为串联电抗元件的电感器l331构成。即，独立匹配电路343利用电感器l331使负载阻抗z(sw)的相位进行旋转以移动至任意的相位范围。
另外，对于其他独立匹配电路341、342、344，与变形例1的独立匹配电路241、242、244相同，因此省略说明。
即使是这样构成的本变形例所涉及的pa模块3，也通过将多个独立匹配电路340构成为以使得满足上述(i)和(ii)中的至少一个，从而可起到与实施方式1相同的效果。
此外，根据本变形例，通过利用电感器l331来构成1个以上的独立匹配电路340(本变形例中，1个独立匹配电路340)，从而可实现电路结构的简化及小型化。
另外，本变形例中，设为1个以上的独立匹配电路340由电感器l331构成，但该独立匹配电路340也可为布线。
由这种布线构成的独立匹配电路340能够使负载阻抗z(sw)的相位以由布线的电长度规定的相位旋转量进行旋转从而移动至任意的相位范围。
此外，本变形例中，设为多个独立匹配电路340中的1个独立匹配电路340由电感器或布线构成，但这样构成的独立匹配电路的数量并无限定，也可为多个。
(变形例3)
接着对变形例3进行说明。
上述实施方式及变形例中，设为公共匹配电路20由t型电路构成，但公共匹配电路20的结构并不局限于此，例如也可由1级的lc滤波器构成。以下，本变形例中，对于这样构成的pa模块进行说明。
图10是变形例3所涉及的pa模块4的电路结构图。
该图所示的pa模块4与实施方式所涉及的pa模块1相比，包括由1级的lc滤波器构成的公共匹配电路420，以取代公共匹配电路20。具体而言，公共匹配电路420从放大器10侧起依次具有作为串联电抗元件的电感器l401及电容器c402。即，公共匹配电路420利用电感器l401和电容器c402使负载阻抗z(paout)的相位进行旋转。
这里，如上所述，多个独立匹配电路40分别由2级的lc滤波器构成。
即，多个独立匹配电路40分别具有级数比公共匹配电路420要多的lc滤波器。
即使是这样构成的本变形例所涉及的pa模块4，也通过将公共匹配电路420构成为以使得满足上述(i)和(ii)中的至少一个，从而可起到与实施方式1相同的效果。
此外，根据本变形例，通过设置lc滤波器的级数比公共匹配电路420要多的多个独立匹配电路40，从而可对从公共匹配电路420的输出端观察独立匹配电路40侧时的接收信号的频带(接收信号频带)中的负载阻抗进行高精度调整的同时，实现公共匹配电路420的简化及小型化。
(变形例4)
接着对变形例4进行说明。上述实施方式及变形例中，独立匹配电路与收发滤波器50分开设置，但独立匹配电路也可内置于收发滤波器。以下，本变形例中，对于这样构成的pa模块进行说明。
图11是变形例4所涉及的pa模块5的电路结构图。
该图所示的pa模块5与实施方式所涉及的pa模块1相比，不包括独立匹配电路组40g，且包括多个收发滤波器550(本变形例中为4个收发滤波器551～554)以取代多个收发滤波器50。
多个收发滤波器550是匹配电路内置型的例如双工器。具体而言，实施方式中的多个独立匹配电路40分别内置于对应的收发滤波器550。例如，实施方式中与band26对应的独立匹配电路41在本变形例中内置于与band26对应的收发滤波器551。同样地，其他独立匹配电路42～44也内置于对应的收发滤波器552～554。
即使是这样构成的本变形例所涉及的pa模块5，也通过将多个收发滤波器550构成为以使得满足上述(i)和(ii)中的至少一个，从而可起到与实施方式1相同的效果。
此外，根据本变形例，实施方式1中的多个独立匹配电路40分别内置于对应的收发滤波器550。由此，可实现pa模块6的简化及小型化。
另外，本变形例中，设为实施方式1中的多个独立匹配电路40分别内置于对应的收发滤波器550，但内置的独立匹配电路40的数量只要为1个以上即可，也可存在不内置于收发滤波器550的独立匹配电路40。
(变形例5)
接着对变形例5进行说明。上述实施方式及变形例中，pa模块包括开关30及开关60，但pa模块也可为不包括这种开关的结构。此外，上述实施方式及变形例中，pa模块为应对4个通信频带(band)的应对多频段的结构，但pa模块也可为应对3个通信频带的应对多频段的结构。以下，本变形例中，对于这样构成的pa模块进行说明。
图12是变形例5所涉及的pa模块6的电路结构图。
该图所示的pa模块6是对3个通信频带的发送信号进行放大的模块。此外，pa模块6与实施方式所涉及的pa模块1相比不包括开关30和开关60。即，上述实施方式中，多个信号路径70通过开关30汇集于公共节点，但本变形例中，多个信号路径70直接汇集于公共节点。
即使是这样构成的本变形例所涉及的pa模块6，也通过公共匹配电路20和独立匹配电路40等构成为以使得满足(i)和(ii)中的至少一个，从而可起到与实施方式1相同的效果。
(其他变形例)
以上，对于本发明的实施方式及其变形例所涉及的pa模块进行了说明，但本发明并不局限于各个实施方式及其变形例。只要不脱离本发明的要旨，将本领域技术人员可想到的各种变形施加于本实施方式及其变形例后得到的方式、将不同的实施方式及其变形例中的构成要件进行组合而构建的方式也可包含在本发明的一个或多个形态的范围内。
此外，上述说明中，以pa模块为例进行了说明，但本发明也可适用于构成pa模块的各构成要件未被模块化的分波装置。
此外，上述实施方式中，以pa模块满足上述(i)及(ii)两者的情况为例进行了说明，但pa模块也可满足它们中的至少一个。但是，通过满足它们两者，从而能够更加不易产生接收灵敏度劣化的通信频带。
此外，上述实施方式中，设为开关30、60使多个选择端子(上述说明中为4个选择端子)中的某一个与一个公共端子相连接，但并不局限于此。例如，开关30、60也可使多个选择端子中的2个以上与公共端子相连接。即，开关30也可使多个信号路径70中的2个以上的信号路径70与公共节点相连接。
通过采用这种结构，从而能够适用于同时使用不同通信频带的、所谓的载波聚合方式。
此外，上述的说明中，多个信号路径70汇集并与1个天线端子pant.相连接，但天线端子的数量并不局限于此，也可为多个。
即，pa模块等分波装置例如也可连接至与通信频带相应的多个天线。
此外，本发明也可作为pa模块等分波装置的设计方法来实现。这里，该分波装置包括：对频带彼此不同的3个以上的多个通信频带的发送信号进行放大的放大器；多个信号路径，该多个信号路径设置成共用放大器的输出端子且对多个通信频带中各自所对应的通信频带的信号进行传输；多个收发滤波器，该多个收发滤波器设置于多个信号路径且对各自所对应的通信频带的发送信号和接收信号进行分离多个收发滤波器；设置于输出端子和多个信号路径的公共节点之间的公共匹配电路；以及设置于公共节点和多个收发滤波器之间的多个信号路径上的多个独立匹配电路。
图13是示出这种分波装置的设计方法的流程图。
如该图所示，这种分波装置的设计方法包括：第一调整步骤(s10)，该第一调整步骤中对多个独立匹配电路的元件值进行调整，以使得在以多个信号路径的阻抗进行归一化后的史密斯圆图中，从公共节点观察多个收发滤波器侧时的多个接收信号的频带中的负载阻抗的相位基本一致；以及第二调整步骤(s20)，该第二调整步骤在第一调整步骤(s10)之后，对公共匹配电路的元件值进行调整，以使得在以放大器的输出阻抗进行归一化后的史密斯圆图中，从输出端子观察多个收发滤波器侧时的多个接收信号的频带中的负载阻抗位于从放大器的增益的最大点起相位相差45度以上的区域。
这种分波装置的设计方法在例如cad装置等计算机中执行。此外，该设计方法也可根据设计人员与计算机进行的对话操作，在该计算机中执行。
工业上的实用性
本发明作为可应对多频段化的pa模块，可广泛应用于手机等通信设备。标号说明
1、1a、2、3、4、5、6pa模块
10放大器
20、20a、420公共匹配电路
30、60开关
40、40a、41～44、41a～44a、240～244、340～344独立匹配电路
40g、240g、340g独立匹配电路组
50～54、550～554收发滤波器
70～74信号路径
pant.天线端子
ptx发送输入端子
prx1～prx4接收输出端子。