PAM-4传输系统中的时钟和数据恢复的制作方法

本发明涉及用于从传输系统——例如但不限于具有直接检测光接收器的光纤传输系统——中的接收器的m电平信号中恢复时钟和数据的设备和方法。
背景技术：
：在光通信中，强度调制(intensitymodulation，im)是调制的形式，其中，源的光功率输出根据调制信号的一些特性而变化。包络的瞬时功率是调制信号中感兴趣的包络特性，在这种意义上，经调制的光信号的包络对应于调制信号。通常通过由光检测器直接检测(directdetection，dd)来实现调制信号的恢复。下一代超高速短距离光纤链路将采用小型、廉价且低功耗的收发器。主要由于数据中心设备的空间有限而施加了所有这些要求。收发器应该分别支持从几百米直到几十千米的数据中心内连接和数据中心间连接。数据中心是在因特网上存储和分发数据的设施。据估计超过1亿个网站上具有数量多于1000亿个网页，显然这些数据中心应该适于包含大量数据。在近20亿用户访问包括越来越多的高带宽视频的所有这些网站的情况下，难以理解因特网上每秒上传和下载多少数据。如在ansi/tia/eia-942标准“telecommunicationsinfrastructurestandardfordatacenters”中定义的，数据中心是其主要功能为容纳计算机房及其支持区域的建筑物或建筑物的一部分。数据中心的主要功能是：集中和整合信息技术(informationtechnology，it)资源，容纳网络操作，便利电子商务并且为关键任务数据处理操作提供不间断的服务。数据中心可以是企业网络的一部分、为其他人提供托管服务的商业企业或者用户可以放置他们自己的设备并通过建筑物的连接与服务提供商连接的共址设施。数据中心可以服务于局域网(localareanetwork，lan)或广域网(wideareanetwork，wan)，并且可以包括将用户装置连接至服务器装置的交换机以及将服务器装置连接至存储装置的其他交换机。优选的解决方案可以是：每波长传输100gbit/s，这在需要非常廉价的解决方案时是很有挑战性的。因为相干方法需要高功率且昂贵的装置，因此它超出范围。于是im方案和dd方案是优选的。针对以每波长速度100gbit/s的所谓100-g应用，已经研究出广泛用于非相干系统的成熟的开关键控调制格式。然而，这种解决方案需要昂贵的高带宽光学器件和电子器件。为了克服这个缺点，已经研究出数字信号处理(digitalsignalprocessing，dsp)支持的先进调制格式作为支持100-g应用的替代技术，最有希望的候选是双二进制4电平脉冲幅度调制(duo-binary4-levelpulseamplitudemodulation，db-pam-4)、离散多音调调制(discretemulti-tonemodulation，dmt)以及无载波幅度和相位调制(carrier-lessamplitudeandphasemodulation，cap)。所有上述方法都需要昂贵的部件或增强的dsp或它们两者，而且不能被认为是数据中心连接的重要候选。由于必须避免dsp，因此需要包括在时钟数据恢复(clockdatarecovery，cdr)块中的简单模拟均衡方案。dmt和cap需要发送器dsp块和接收器dsp块，并且被认为对廉价的收发器并不重要。然后，因为发送器(transmitter，tx)不需要数模转换器(digital-to-analogconverter，dac)，所以pam-4格式作为一个选项被保留。此外，在接收器侧，如果传输系统可以被设计成向前向纠错(forwarderrorcorrection，fec)块提供可接受的误码率(biterrorrate，ber)，则不需要高分辨率的模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)。图1示出了常规的基于im/dd的pam-4传输系统100的示意性框图。传输pam-4信号(txpam-4)例如通过使用简单的模拟均衡器(预先强调)在发送器侧由编码器进行fec编码(txfec)并由均衡器进行均衡(txeq)，由调制器驱动器(modulatordriver，md)放大，并且由调制器(modulator，mod)和本地振荡(localoscillator，lo)激光器在光域中进行转换。所获得的光信号通过多模光纤(multimodefiber，mmf)或单模光纤(singlemodefiber，smf)被传输，并且通过使用光电二极管(photo-diode，pd)被检测。例如通过连续时间线性均衡器(continuous-timelinearequalizer，ctle)或多抽头有限脉冲响应滤波器(finiteimpulseresponsefilter，fir)来均衡(rxeq)所获得的电信号。随后的时钟恢复(clockrecovery，cr)块使用2位adc之前和之后的信号，以从接收的信号中提取时钟。在fec解码器(rxfec)之后，在接收器输出端处获得的pam-4信号(rxpam-4)的ber应当低于某个预定阈值。图1的架构是用于光传输系统的简单且廉价的解决方案。所有块都可以高速运行，并且时钟恢复(clockrecovery，cr)块可以保持简单。然而，由于电路的带宽限制，利用模拟值并且在高于符号速率的频率下工作不是优选的解决方案。到目前为止，例如在pam-4系统中，实现了基于每符号两个样本的cr块。在开关键控(on-offkeying，ook)系统中，优选的cr块基于使用每符号两个样本和特定逻辑的亚历山大(alexander)非线性相位检测器来得到时钟。该相位检测器以2fs频率使用三个样本a、b和c，其中fs对应于符号速率并且满足fs＝1/ui，其中ui对应于单位时间间隔(即，时间段t)，并且判断时钟是早还是晚。可以将相位检测器输出表达为“-”、“0”和“+”(其可以分别表示“早”、“不明确”和“晚”)。可以将样本的符号表达为“-”和“+”，而“+/-”表示：如果满足其他条件，则样本是无关紧要的。已知使用每符号两个样本的线性和非线性相位检测器，其经常用于实际的pam-4系统。线性变体处理模拟信号和数字信号，选择“良好的转换”并具有非常好的抖动性能，但主要问题是：对模拟值进行过采样和处理。非线性变体基于亚历山大相位检测器的选择性转换。该变体引入了更多抖动，但是在中等符号速率下不难实现。这两种变体的缺点是过采样，过采样在高数据速度下——例如，在需要112g时钟的56g下——出现严重问题。基于每符号单个样本的一些解决方案受以下事实影响：它们需要模拟信号处理，或者存在与诸如不对称形状或大的倾斜(hang-up)范围的定时误差检测器特性(timingerrordetectorcharacteristic，tedc)相关的问题。应当注意，通常对于设计良好的相位检测器，每符号两个样本总是比每符号一个样本更好。在理想情况下(即，当没有实现约束时)，模拟相位检测器也比数字(量化的)相位检测器更好。眼图(eyediagram)是高速数字传输中信号质量的常见指标。示波器通过对由主时钟驱动的长数据流的不同段的扫描进行交叠来生成眼图。对许多位进行交叠产生眼图，如此被叫是因为所得到的图像看起来像眼睛的开口。在理想世界中，眼图看起来像矩形框。实际上，通信是不完美的，因此转换不能完美地排列在彼此之上，这导致眼形图案。位与位之间在定时和幅度上的差异导致眼睛开口缩小。图2示出了具有在早期采样的情况下具有不同采样相位的接收到的信号的示意性眼图的时间图。更具体地，图2描绘了具有样本a、b和c的早期采样相位以及在眼图的最高开口处的最佳采样相位(bestsamplingphase，bsp)的示例，其中，样本c在最佳采样相位之前不久。亚历山大相位检测器仅使用三个样本的符号并且驱动振荡器。真值表是在特别与布尔代数、布尔函数和命题演算相关的逻辑中使用以计算逻辑表达式在它们的函数自变量中的每个函数自变量上——即，在通过它们的逻辑变量获取的值的每个组合上——的函数值的数学表。实际上，真值表由每个输入变量的一列以及该表意图表现的逻辑操作的所有可能结果的最后一列组成。因此，真值表的每行包含输入变量的一种可能配置和这些值的操作结果。图3示出了亚历山大相位检测器的真值表，其中，相应的符号：图2的样本a、b和c关于最佳采样相位的sign(a)、sign(b)和sign(c)被用作真值表的输入变量，以得到用于控制振荡器的输出值-1、0和+1。可以分别在“早”、“不明确”和“晚”的意义上来解释值“-”、“0”和“+”。然而，如上面已经提到的，由于pam-4系统中的过采样和高抖动，该相位检测器是不利的。技术实现要素：因此，本发明的一个目的是提供一种时钟和数据恢复设备和方法，借助于该设备和方法，可以进一步简化时钟和数据恢复，并且可以降低采样速度。该目的通过独立权利要求的特征来实现。根据从属权利要求、说明书和附图，本发明的其他实施方式是明显的。根据第一方面，本发明涉及一种用于从传输系统中的接收器的m电平信号中恢复时钟和数据的设备，其中，m为正整数且为2的幂，并且其中，m电平信号的两个连续模拟数据以相对于彼此一个符号周期的距离被采样。所述设备包括：连接在所述设备的输入端处的m级log2(m)位模数转换器(adc)，该m级log2(m)位adc适于输出外部级别位并且适于输出最高有效位，所述外部级别位对应于在2-m和m-2当中的最接近电压阈值与m电平信号的模拟数据之间的幅度差的极性，所述最高有效位对应于m电平信号的模拟数据与等于零的电压阈值之间的幅度差的极性；连接在所述设备的输入端处的第一电压比较器，所述第一电压比较器适于对与模拟数据和第一可控阈值之间的幅度差对应的第一幅度差进行比较；连接在所述设备的输入端处的第二电压比较器，所述第二比较器适于对与模拟数据和第二可控阈值之间的幅度差对应的第二幅度差进行比较；以及三值逻辑单元，其适于基于最高有效位的极性、外部级别位的极性以及要在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差的极性通过真值表来输出在-1、0和+1当中的真值。因此，所提出的时钟和数据恢复(clockanddatarecovery，cdr)设备可以有利地用于具有m电平信号的传输系统(例如，pam-4或pam-8或其他多级传输系统)。实际上，因为所提出的cdr设备每符号仅使用一个样本，所以可以执行以非常高的波特(baud，bd)率进行的时钟提取。因为所提出的cdr设备仅需要数字电路并且不处理模拟值，因此它容易实现。此外，提出的cdr设备可以通过调整相位检测器阈值来控制采样相位。另外，它可以在高速系统中实现定时，在该高速系统中，通过使用在adc块之后不需要增强型dsp的高带宽部件和系统在时钟和数据恢复之前可获得清晰的多电平(例如，pam-4或pam-8)信号，这是小尺寸且低功耗的收发器的主要目标。根据依据第一方面的设备的第一实现，m电平信号具有m个等距级别，所述m个级别是从±1开始的奇整数，并且模拟数据具有从2-m到m-2的范围之外的幅度。根据依据第一方面或该第一方面的第一实现的设备的第二实现，第一可控阈值和第二可控阈值被控制成使误码率最小化。根据依据第一方面的第二实现的设备的第三实现，第一可控阈值的幅度等于m-1与第一量化值之和，并且其中，第二可控阈值的幅度等于1-m与第二量化值之和，通过调整第一量化值和第二量化值来控制第一可控阈值和第二可控阈值。根据依据第一方面的第三实现的设备的第四实现，第一量化值和第二量化值被调整成：使第一可控阈值和第二可控阈值在相反方向或相同方向上变化。根据依据第一方面或该第一方面的前述实现中的任一项的设备的第五实现，所选择的幅度差是第一幅度绝对差和第二幅度绝对差中的最小幅度绝对差。根据依据第一方面的第五实现的设备的第六实现，通过最高有效位来执行幅度差选择。根据依据第一方面的第六实现的设备的第七实现，如果x1和x2的绝对值严格大于m-2，即，abs(x1)>m-2且abs(x2)>m-2，则三值逻辑单元的输出信号由以下真值表给出：其中，x1和x2是以相对于彼此一个符号周期的距离被采样的m电平信号的两个连续模拟数据，sign(x1)和sign(x2)对应于它们各自的最高有效位的极性。x1q与x1有关并且是在第一可控阈值和第二可控阈值当中的阈值，x2q与x2有关并且是在第一可控阈值和第二可控阈值当中的阈值，sign(x1-x1q)与x1有关并且对应于在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差的极性，sign(x2-x2q)与x2有关并且对应于在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差的极性。根据依据第一方面或该第一方面的前述实现中的任一项的设备的第八实现，m电平信号是m脉冲幅度调制信号。根据依据第一方面的第八实现的设备的第九实现，当m等于4时，外部级别位是最低有效位。根据依据第一方面或该第一方面的前述实现中的任一项的设备的第十实现，所述设备还包括：滤波器，其适于对从三值逻辑单元输出的真值进行滤波；以及振荡器，其适于接收经滤波的真值并且生成要被提供至m级log2(m)位adc的时钟信号。根据第二方面也实现了上述目的。根据第二方面，本发明涉及一种用于从传输系统中的接收器的m电平信号中恢复时钟和数据的方法，其中，m为正整数且为2的幂，并且其中，以相对于彼此一个符号周期的距离对m电平信号的两个连续模拟数据进行采样。所述方法包括以下步骤：输出外部级别位，所述外部级别位对应于在2-m和m-2当中的最接近电压阈值与m电平信号的模拟数据之间的幅度差的极性；输出最高有效位，所述最高有效位对应于m电平信号的模拟数据与等于零的电压阈值之间的幅度差的极性；比较模拟数据与第一可控阈值之间的第一幅度差；比较模拟数据与第二可控阈值之间的第二幅度差；以及基于最高有效位的极性、外部级别位的极性以及要在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差的极性通过真值表来输出在-1、0和+1当中的真值。根据依据第二方面的方法的第一实现，所述方法包括以下步骤：对真值进行滤波，接收经滤波的真值，以及基于所接收的经滤波的真值来生成时钟信号。根据第三方面也实现了上述目的。根据第三方面，本发明涉及一种计算机程序，所述计算机程序包括在计算机上运行时用于执行根据第二方面或该第二方面的实现中的任一项的方法的程序代码。因此，可以以自动且可重复的方式来执行所述方法。计算机程序可以由上述设备执行。所述设备可以被可编程地布置成执行计算机程序。更具体地，应当注意，可以基于具有分立硬件部件的分立硬件电路系统、集成的芯片或芯片模块的布置或者基于由存储在存储器中、书写在计算机可读介质上或从网络如因特网下载的软件例程或程序控制的信号处理装置或芯片来实现上述设备。可以在没有信号发送能力或信号接收能力的情况下实现上述设备，用于简单地控制相应发送器装置或接收器装置的发送功能或接收功能。还应当理解，本发明的优选实施方式也可以是从属权利要求或上述实施方式与相应独立权利要求的任意组合。参考下文描述的实施方式，本发明的这些方面和其他方面将是明显的并且被阐明。附图说明在本公开内容的以下详细部分中，将参考附图中示出的示例性实施方式更详细地解释本发明，在附图中：图1示出了可以实现本发明的简单常规的基于im/dd的pam-4传输系统100的示意性框图；图2示出了具有在早期采样的情况下具有不同采样相位的接收到的信号的示意性眼图的时间图；图3示出了常规的亚历山大相位检测器的真值表；图4示出了描绘了根据本发明的实施方式的在接收的pam-4信号的均衡之后眼图的信号幅度与归一化的时间(t/ui)的关系曲线；图5示出了根据本发明的实施方式的相位检测器的真值表；图6示出了根据本发明的实施方式的在两个rx输入功率(0dbm和-10dbm)处tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线；图7示出了根据本发明的实施方式的在rx输入功率为0dbm时图6的相应眼图；图8示出了根据本发明的实施方式的在rx输入功率为-10dbm时图6的相应眼图；图9示出了描绘了根据本发明的实施方式的在(a)接收输入功率-10dbm的28gbd系统和(b)接收输入功率-4dbm的56gbd系统以0.004的ber接收的pam-4信号的均衡之后眼图的信号幅度与归一化的时间(t/ui)的关系曲线；图10示出了根据本发明的实施方式的图9的分别为28gbd的系统和56gbd的系统的tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线；图11示出了根据本发明的实施方式的针对不同阈值对tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线；图12示出了根据本发明的实施方式的使用(a)估计的均方根抖动(rootmeansquarejitter，jrms)与输入功率(inputpower，pin)的关系曲线以及(b)ber与pin的关系曲线进行的常规线性相位检测器(linearphasedetector，lpd)与建议的相位检测器(proposedphasedetector，npd)之间的pd性能的比较；图13示出了根据本发明的实施方式的使用(a)pin为2dbm的眼图以及(b)针对两对pd阈值tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线进行的npd性能的评估；图14示出了根据本发明的实施方式的在默认的npd阈值和优化的npd阈值以及lpd阈值之间比较的ber性能；以及图15示出了根据本发明的实施方式的提出的时钟和数据恢复装置200的示意性框图。相同的附图标记用于相同的特征或至少功能上等同的特征。具体实施方式根据以下实施方式，提供了新的相位检测方法，该相位检测方法与多电平信号传输系统(例如，pam-4、pam-8或其他pam-m，其中m是级别的数目，m为正整数且是2的幂)中的时钟和数据恢复结合使用。新的相位检测方法每符号仅使用一个样本，这使得能够以非常高的波特(bd)率进行时钟提取，并且可以基于具有最低采样速度的纯数字架构来实现以恢复传输的多电平信号。因此电路方案容易实现，原因是它们仅需要数字电路而不必处理模拟值。所提出的相位检测方法可以通过调整相位检测器(phasedetector，pd)的阈值来控制采样相位，并且还使得能够在以下高速系统中定时，在该高速系统中，在时钟和数据恢复之前就可获得多电平信号。该高速系统可以通过使用在adc块之后不需要增强型dsp的高带宽部件和系统来实现，因此它适用于小尺寸且低功耗的收发器。现在将基于具有光纤的pam-4传输系统来描述本发明的各种实施方式。所提出的新相位检测方法的新算法对每符号单个样本起作用。pam-4信号级别等于-3、-1、+1和+3。图4示出了描绘了根据本发明的实施方式的在接收的pam-4信号的均衡之后眼图的信号幅度与归一化的时间(t/ui)的关系曲线。通过ctle来均衡pam-4信号，在每符号单个样本的情况下基于多模算法来优化ctle的参数。虚线箭头“bsp”指示最佳采样位置。在该位置处，眼图具有其最大开口，从而可以获得最佳信噪比。所提出的相位检测(phasedetection，pd)方案的规则是：丢弃图4中幅度级别的范围从“-2”到“+2”的所有样本。这是所谓的坏区域。对于时钟和数据恢复，仅考虑距离为1ui且超出所述幅度级别的范围的两个连续样本x1和x2。将单个样本x与最接近的pd外部级别xq进行比较，其中，如果xq<0，则xq＝xdown，如果xq>0，则xq＝xup，该操作的符号——即，sign(xq-x)——用于相位检测输出推导。应当注意，pd外部级别不必等于adc输出级别-3和+3，以允许采样相位被调整。图5示出了根据本发明的第二实施方式的相位检测器的真值表。于是从相位检测器的输出端“out”输出的与在-1、0和+1当中的真值对应的信号可以通过滤波器如低通滤波器(lowpassfilter，lpf)进行滤波，并且用于驱动时钟振荡器如压控振荡器(voltage-controlledoscillator，vco)。真值表中定义的操作由数字块执行。假设在相对于彼此一个符号周期的距离处被采样的m电平信号的两个连续模拟数据的绝对值严格大于2，即，abs(x1)>2且abs(x2)>2，则可以从真值表中收集：sign(x1)和sign(x2)对应于x1和x2的相应极性或符号，x1q表示关于x1的xq，x2q表示关于x2的xq，sign(x1-x1q)与x1有关并且对应于差x1-x1q的极性或符号，sign(x2-x2q)与x2有关并且对应于差x2-x2q的极性或符号。控制采样相位的pd外部级在抖动模式下被优化，并且与从fec块输出的经校正的位的最小数目对应的最佳采样相位(bestsamplingphase，bsp)被找到。还可以控制pd外部级，以在增益和抖动方面优化pd性能。已经对具有外部调制激光器(externallymodulatedlaser，eml)的28gbdpam-4系统(如图1所示)进行了仿真。已经在没有色散、具有足够带宽且均衡的链路中对tedc进行了测试。仅接收器(receiver，rx)输入功率被改变。如在示出了在两个rx输入功率处——即，在pin＝0dbm和pin＝-10dbm处——tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线的图6的图中可以看到的，可以证实tedc并没有受功率降低10dbm显著影响。曲线是对称的并且没有倾斜(hang-up)区域(仅在180°相位处)。图7和图8示出了相应的rx输入功率为0dbm和-10dbm时的对应眼图。在与0.004的ber对应的接收功率处以28gbd和56gbd实验性地验证了具有图1所示的eml的系统。在cdr块之前由fir滤波器对所接收的pam-4信号进行均衡，以获得具有较少符号间干扰(inter-symbolinterference，isi)的pam-4信号。对于pin为-10dbm的28gbd系统和pin为-4dbm的56gbd系统，在图9中分别示出了均衡后的眼图。在图10中呈现了这两个系统的tedc。虽然本文中没有介绍，但是如可以从中看到的，由于存在高于级别+3且低于级别-3的更强的信号，因此56gbd系统具有更好的tedc(即，更高的pd增益)和更少的抖动。先前的56gbd数据用于通过控制pd阈值来表明采样相位调整(samplingphaseadjustment，spa)。从这点来看，图11示出了针对不同阈值对——即，(+3；-3)、(+3.3；-2.7)和(+2.7；-3.3)——tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线。最佳采样相位等于0，阈值为+3和-3的tedc提供相对于所述最佳采样相位稍微向右偏移的采样相位。阈值+3.3和-2.7也使tedc相对于所述最佳采样相位向右偏移。实际上，通过阈值+2.7和-3.3实现了更好的采样相位。然而，移动采样相位可能增加抖动，因此必须考虑在这两种影响之间进行权衡。例如，阈值+2.9和-2.9不改变采样相位，但是通过提供更高的pd增益和更少的自抖动来提高时钟性能。在具有4mhz锁相环(phase-lockedloop，pll)带宽的56gbd实验中并且如图12所示，使用估计的均方根抖动(rootmeansquarejitter，jrms)和ber将根据本发明的实施方式的所提出的相位检测器(下文中由npd表示)的性能与常规线性相位检测器(下文中由lpd表示)的性能进行比较。如在示出了jrms的特性与输入功率(inputpower，pin)的关系曲线的图12(a)中可以看到的，npd引入的抖动比lpd引入的抖动更多。如在示出了ber的特性与输入功率(inputpower，pin)的关系曲线的图12(b)中可以看到的，npd比lpd更容易受到ber降低的影响。然而，抖动降低不是那么严重并且不会导致这种ber降低，因此这种ber降低可能是采样相位产生的。在上述56gbd实验中并且如图13所示，使用(a)pin为2dbm的眼图以及(b)针对两对pd阈值tedc与归一化的时间(t/ui)的关系曲线来评估根据本发明的实施方式的npd的性能。如在图13(a)中可以看到的，眼图是歪斜的，原因是上眼稍微向左偏移而下眼向右移动。此外，图13(b)中所示的针对默认pd阈值+3和-3的tedc图表明采样相位将偏移约0.02ui，从而导致ber降低。然而，图13(b)还示出了：通过将两个pd阈值设置为优化的阈值+2.8和-3.2，tedc在与最佳ber对应的精确位置处向左偏移。图14示出了在默认的npd阈值和优化的npd阈值以及lpd阈值之间比较的ber性能。具有优化的阈值(即，+2.8和-3.2)的npd的ber性能与lpd的ber性能几乎相同。可以观察到，仅对每符号单个样本起作用并且使用msb以及具有最佳pd阈值的量化误差的符号的npd性能没有降低。图15示出了根据本发明的实施方式的所提出的时钟和数据恢复(clockanddatarecovery，cdr)装置200的示意性框图。根据实施方式的所提出的cdr装置200包括pam-42位adc210和相位检测器(phasedetector，pd)220。cdr装置200的输入端接收pam-4信号(rxpam-4)，该pam-4信号被相同地提供至pam-42位adc210的三个电压比较器211至213以及pd220的两个电压比较器221至222。第一电压比较器211对与pam-4信号的模拟数据(x)和等于+2的电压阈值之间的幅度差对应的第一幅度差进行比较，以输出与第一幅度差的极性(±)或符号(±)对应的最低有效位(leastsignificantbit，lsb+，±1)。第二电压比较器212对与pam-4信号的模拟数据(x)和等于-2的电压阈值之间的幅度差对应的第二幅度差进行比较，以输出与第二幅度差的极性(±)或符号(±)对应的最低有效位(lsb-，±1)。第三电压比较器213对与pam-4信号的模拟数据(x)和等于0的电压阈值之间的幅度差对应的第三幅度差进行比较，以输出与第三幅度差的极性(±)或符号(±)对应的最高有效位(mostsignificantbit，msb，±1)。这些电压比较器211至213中的每个的输出(lsb+、lsb-、msb)被临时存储在它们所连接的相应d型触发器214至216中。然后，第三电压比较器213的输出(msb)通过第一选择器217来选择正确的外部级别位(outerlevelbit，olb，±1)，该外部级别位特别对应于2位adc情况下在lsb+和lsb-当中的最低有效位(lsb，±1)，即，对应于在-2和+2当中的最接近电压阈值与pam-4信号的模拟数据(x)之间的幅度差的极性(±)或符号(±)的外部级别位(olb，±1)。因此，pam-42位adc210可以根据真值表输出上面描述的d型触发器226中的2位数据(数据：msb、lsb/olb)。应当注意，第一电压比较器211以反相模式连接，以使其输出反相，从而生成格雷编码信号。第四电压比较器221将对应于幅度等于+3和第一量化值(δ1)之和的第一可控阈值(xq＝xup)与pam-4信号的模拟数据(x)之间的幅度差的第四幅度差进行比较。第五电压比较器222将对应于幅度等于-3和第二量化值(δ2)之和的第二可控阈值(xq＝xdown)与pam-4信号的模拟数据(x)之间的幅度差的第五幅度差进行比较。通过使用例如外部解码器如fec240或者在校准阶段期间的一些已知训练序列将第一可控阈值和第二可控阈值(xup，xdown)控制成使ber最小化，并且对第一可控阈值和第二可控阈值进行相应地调整以获得优化的阈值。可以通过pd优化和/或采样相位优化来执行阈值的优化处理。在pd优化中，第一可控阈值和第二可控阈值(xup，xdown)首先在相反方向上变化，直到达到最佳pd性能(即，fec240之后的最小ber)。这样，在pd增益和抖动被控制的同时，采样相位不变化。于是优化的阈值可以为通过增加-3获得的-2.9以及通过减小+3获得的+2.9。在采样相位优化中，第一可控阈值和第二可控阈值(xup，xdown)首先在相同方向上变化，直到达到最佳pd性能(即，fec240之后的最小ber)。这样，采样相位随pd增益和抖动一起变化。于是优化的阈值可以为通过增加-3获得的-2.7以及通过增加+3获得的+3.3。这些第四电压比较器221和第五电压比较器222中的每个的输出被临时存储在它们所连接的相应d型触发器223、224中。然后，第三电压比较器213的输出(msb)通过第二选择器225来选择在第四幅度差和第五幅度差当中的最小幅度绝对差的极性(±)或符号(±)。此外，添加了一些d型触发器226至228和逻辑块229至233，以通过三值逻辑单元234生成pd输出(output，out)，该三值逻辑单元234根据图5的真值表来输出在-1、0和+1当中的真值。更具体地，如果与门233的输出处于与“1”对应的激活状态，则三值逻辑单元234提供异或门229的数字输出“±1”，如果与门233的输出处于与“0”对应的非激活状态，则三值逻辑单元234提供异或门229的数字输出“0”。因此，与门233的逻辑输出“0”反映了在图5的真值表中表示“否则”的最后一行。异或门229——其两个输入信号对应于msb以及在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差——反映了图5中的真值表的剩余上八行。因此，五个电压比较器211至213和221至222之后的所有块均是数字的。然后，pd输出(output，out)通过滤波器如低通滤波器(low-passfilter，lpf)241被滤波，并且用于驱动压控振荡器(voltage-controlledoscillator，vco)242。尽管已经结合pam-4传输系统具体描述了本发明，但是应当注意，本发明可以用于具有m个级别的任何多级传输系统，其中，m为正整数且为2的幂。通过推广到m个级别，时钟和数据恢复(clockanddatarecovery，cdr)设备将包括由电压比较器组成的m级log2(m)位adc。例如，它可以在pam-8传输系统中实现，其中，m＝8个级别，这8个级别被表示为-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7，其中，在从“-6”到“+6”的幅度水平的范围内的所有样本将被丢弃。于是，对于m＝4有效的图15的框图对于m＝8必须进行修改。特别地，pam-42位adc210将由包括7个比较器的pam-83位adc代替，并且相应的比较器211和212的外部级别+2和-2将分别由外部级别+6和-6代替。此外，pam-83位adc将根据以下真值表来输出3位数据(data，data)：数据位1位2位3-7-1-1-1-5-1-1+1-3-1+1+1-1-1+1-1+1+1+1-1+3+1+1+1+5+1-1+1+7+1-1-1如已经提到的，图15中的一个比较器输出可能由于pam-4信号的格雷映射而被反相，这有效地用于格雷解码和逻辑，并且使得能够检测低于级别-2且高于级别+2的信号。在pam-8传输系统的情况下，当执行格雷解码时，应当使更多的比较器输出反相。于是相应的格雷码将是：“000”、“001”、“011”、“010”、“110”、“111”、“101”和“100”。对于相位检测器，第一可控阈值xup的幅度将等于+7与第一量化值(δ1)之和，第二可控阈值xdown的幅度将等于-7与第二量化值(δ2)之和。将使用同一逻辑电路系统，使得所有d型触发器、所有逻辑块和三值逻辑单元保持不变。总之，本发明涉及用于从传输系统中的接收器的m电平信号中恢复时钟和数据的设备和方法，m为正整数且为2的幂，其中，输出外部级别位(outerlevelbit，olb)，该外部级别位对应于在2-m和m-2当中的最接近电压阈值与m电平信号的模拟数据(x)之间的幅度差的极性(±)或符号(±)；输出最高有效位(mostsignificantbit，msb)，该最高有效位对应于m电平信号的模拟数据(x)与等于零的电压阈值之间的幅度差的极性(±)或符号(±)；比较模拟数据(x)与第一可控阈值(xup)之间的第一幅度差；比较模拟数据(x)与第二可控阈值(xdown)之间的第二幅度差；通过真值表基于最高有效位(mostsignificantbit，msb)的极性(±)或符号(±)、外部级别位(outerlevelbit，olb)的极性以及要在第一幅度差和第二幅度差当中选择的幅度差的极性来输出在-1、0和+1当中的真值；以及以相对于彼此一个符号周期的距离对m电平信号的两个连续模拟数据(x1，x2)进行采样。虽然已经在附图和前面的描述中详细示出和描述了本发明，但是这样的图示和描述被认为是说明性的或示例性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施方式。通过阅读本公开内容，对于本领域技术人员而言，其他修改将是明显的。这些修改可以涉及本领域中已知的其他特征，并且可以代替或除了本文已经描述的特征来使用。具体地，本发明可以应用于任何多级传输系统。更具体地，传输系统不限于光传输系统。相反，本发明可以应用于任何有线或无线相干或非相干传输系统。所提出的系统的发送器装置和接收器装置可以在分立硬件中实现，或者基于用于控制发送侧和接收侧处的信号处理器的软件例程来实现。已经结合本文中的各种实施方式描述了本发明。然而，通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员可以在实践要求保护的发明时理解和实现所公开的实施方式的其他变型。在权利要求中，词语“包括(comprising)”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个(a)”或“一个(an)”不排除复数。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中叙述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的仅有事实并不表示这些措施的组合不能用于获益。计算机程序可以存储/分布在适当的介质如与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光存储介质或固态介质上，但是也可以以其他形式如经由因特网或者其他有线或无线电信系统来分布。尽管已经参考其具体特征和实施方式描述了本发明，但是显然可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应该简单地被视为对由所附权利要求限定的本发明的说明，并且被预期涵盖落入本发明的范围内的任何和所有修改、变型、组合或等同物。当前第1页12