用于基于线性调制的通信系统的接收机架构的制作方法

本发明涉及用于基于线性调制的通信系统的接收机架构及其设计。

背景技术：

预计即将到来的移动通信系统将在所有情况下提供无处不在的连接和无缝服务交付。预期的大量设备和以人为中心和机器类型应用的共存将导致通信场景和特性的大的多样性。在该上下文中，许多先进的通信技术正在调查之中。这些技术中的每一种通常针对预见的通信场景的子集进行优化。

一类技术是基于滤波器组多载波通信原理的。滤波器组多载波(fbmc)通信系统由用于调制的合成滤波器和用于解调的分析滤波器组成。合成滤波器和分析滤波器由用于通信系统的子载波表示的m个信道组成。合成滤波器的信道号m调制在以n上采样之前的信号的时间采样n处携带信息的复信号cn(m)。这反映了在上采样操作之前信号在合成滤波器中被采样的事实，n对应于该信号的通用索引。数据然后进行以n上采样，所以(n-1)个零是在两个连续的n值之间引入的。每个信道包括以n过采样操作，随后是有限脉冲响应滤波器fm(z)。这些操作可以表示如下：

以n上采样

通过fm(z)滤波

g称为原型滤波器，并且是具有有限长度的函数，如果则l：g(k)＝0。

在合成滤波器的输出处的调制信号s(k)是在对每个信道输出求和后获得的：

合成滤波器的输入和输出信号之间的等价关系可表达如下：

该表达式导出合成滤波器的多相网络表示，其在与直接合成滤波器表示相比时在实现上计算复杂。

关于分析滤波器，m个信道的发射机的相应操作包括以下操作：

通过fm(z)滤波：

以n下采样：dn(m)＝rm(nn)(7)

分析滤波器的输入信号与输出信号之间的等价关系可表达如下：

该基本方法用于许多调制方案中，并且因此，实现所描述的方法的滤波器的设计是重要的活动。

fbmc技术的这种定义对应于许多调制方案，这取决于原型滤波器的设计和不同参数集(m，n，l，...)的选择。换句话说，所描述的技术生成多个载波(如由指定的mc部分所建议的)，并且可以分别定义每个载波的调制方案的选择，oqam的选择是对某些通信系统有利的选择。一种这样的调制方案是具有偏移正交幅度调制(fbmc/oqam)的滤波器组多载波，其被认为是例如未来灵活的5g空中接口的关键推动因素。与传统的正交频分复用(ofdm)相比，它呈现出具有更少带外能量分量的频谱形状，并且实现更好的频谱使用和改进的移动性支持。因为使用原型滤波器这是可能的，这使得可以改善收发机的时间和频率定位特性。oqam方案在真实领域保留正交性。fbmc/oqam实现类似于ofdm，因为它依赖于具有附加低复杂度多相网(ppn)滤波级的快速傅里叶变换(fft)处理。然而，原型滤波器的选择对于fbmc/oqam调制至关重要，因为该滤波器的时间/频率定位可以显著影响通信系统的不同性能水平和帧结构。此外，原型滤波器的长度相当大地影响了接收机的复杂性。因此，新的滤波器的设计对于提高fbmc/oqam对信道损伤的鲁棒性和支持各种5g场景施加的约束，同时保持合理的接收机复杂度是非常有意义的。

fbmc是一种多载波传输方案，其引入了一个滤波器组，以便为每个单独子载波上传送的信号实现高效的脉冲整形。该附加元件表示将输入信号分离成多个分量或子载波的带通滤波器阵列，每个子载波携带原始信号的单个频率子带。由滤波器组执行的分解过程称为分析(意指在其在每个子带中的分量方面，对信号进行分析)；分析的输出被称为具有与滤波器组中的滤波器一样多的子带的子带信号。重建过程称为合成，指示由滤波过程所得到的完整信号的重构。这样的收发机结构通常需要更高的实现复杂度，这不仅是由于滤波步骤，而且还是由于对调制器/解调器架构应用的修改。然而，数字多相滤波器组结构的使用以及近年来数字处理能力的快速增长使得fbmc成为一种切实可行的方法。作为滤波调制方案的有希望的变体，fbmc/oqam(有时也称为ofdm/oqam或交错调制多音调-smt)通常可以实现比ofdm更高的频谱效率，因为它不需要插入循环-前缀(cp)。另外的优点包括通过选择适当的原型滤波器类型和系数来抵抗高度变异的衰落信道条件和不完全同步的鲁棒性。4g/lte基于ofdm多载波调制。按照balian-low定理，ofdm：

1)遵守复杂的正交性，

2)通过采用矩形波形在频域中定位性较差，

3)由于添加了cp而浪费了部分可用带宽。

性质2导致高带外功率泄漏(oobpl)，并且必须插入大的保护带以遵守相邻信道泄漏功率比(aclr)要求。此外，它导致对多普勒频移和扩散的鲁棒性差。相应ofdm系统的进一步可能的缺点与灵活的频谱使用场景有关，其中不能高效地支持频谱共享和分段使用。

为了克服ofdm的缺点2)和3)，fbmc/oqam：

a)松弛到真实领域的正交性，

b)在时间和频率上更好地定位，这取决于使用的原型滤波器，

c)高效地使用可用带宽以实现更高的频谱效率。

性质a)通过改变qam符号映射到每个子载波上的方式来获得。不同于如经典cp-ofdm中那样发送持续时间t的复数符号(i和q)，实部和虚部被分离并以t/2的偏移发送(因此名为offset-qam)。

改进b)来自于滤波器组的引入，因此取决于其类型和系数。

性质c)是没有cp的结果。以前发表的作品已经确定了fbmc/oqam系统的两个主要设计标准：

·时间频率定位(tfl)标准：对于由于原型滤波器而在时域和频域中更好地定位的波形。可以预见的是，fbmc系统在双分散信道中并且在具有同步误差的通信的情况下表现出比cp-ofdm更好的鲁棒性。为此，已经提出了具有优化的tfl标准的滤波器设计，诸如“重叠因子(of)等于4的等方位正交变换算法”。

·低边带标准：在频域实现低带外功率泄漏，并改善与其他系统的频谱共存。为此，可以使用特定的滤波器类型，例如在phydyas项目期间对于fbmc/oqam所考虑的“martin-mirabassi-bellange，of等于4”。

fbmc/oqam系统描述

图1显示了fsfbmc/oqam发射机实现。如图所示，图1的实现包括oqam映射器110，其包括qam映射器111，由二进制输入创建实值和虚值。相对于实际值，虚值被延迟单元112延迟了t/2。实值和虚值被输出到相应的处理信道。每个处理信道依次包括预处理单元121，122，将每个信号升高一个因子q的上采样单元131，132，有限脉冲响应(fir)滤波器141，142和快速傅立叶逆变换151，152。然后，两个处理信道的输出由加法器160组合。

该技术的原始意图是将滤波级转换到频域，以使得能够使用像ofdm中的低复杂度的每子载波均衡器。认为硬件复杂度高于替代的多相网络(ppn)实现的复杂度，至少对于长滤波器而言。事实上，它需要每个oqam符号的大小为l＝qm的一个fft，其中q是重叠因子，m是可用子载波的总数。然而，在短滤波器情况中(q＝1)，fft的大小与ppn实现相同。

图2显示了fsfbmc/oqam接收机实现。假设接收到的信号采用对应的采样频率(其值取决于带宽)进行采样。如图所示，第一滑动窗口261被应用在多个采样上。样品数量取决于窗口长度。

接收到的信号进一步由延迟单元270进行m/2延迟，其中m是第一滑动窗口261的长度，也是延迟单元270的输出端被馈送到的第二滑动窗口262的长度，使得两个滑动窗261，262在采样数量上重叠其相应长度的一半。每个滑动窗口261，262将采样输出到相应的快速傅立叶变换单元251，225。快速傅立叶变换单元251，252向相应的数字滤波器241，242提供它们的输出，然后它们的输出在下采样单元231，232中以q为因子进行下采样。

典型的fbmc/oqam架构使用的原型滤波器，其持续时间比ofdm符号长4倍。然而，也可以应用较短的滤波器，例如“of等于1的正交镜像滤波器”，当将其应用于fbmc/oqam时，会产生一个称为“搭接ofdm调制(lapped-ofdmmodulation)”的变体。

与长滤波器相比，短滤波器具有以下一些优点：

·由于滤波器卷积引起的两个连续无线电帧之间的转换被缩短，从而增加了传输的频谱效率。对于of为1的短路滤波器而言，开销仅为m/2采样，而典型的长滤波器为7m/2。

·因此，延迟大大降低，也是5g的关键性能指标。如车辆到车辆通信之类的一些应用的目标延迟小于1毫秒。

·短滤波器对多普勒频移和扩频引入的载波频偏或导致cfo损伤的发射机与接收机之间本地振荡器的失准更为有弹性。在5g中，收发机必须支持高达500km/h的移动性，比4g/lte高200km/h。此外，5g也考虑了飞机连接，将需求提高到1000km/h。因此，对多普勒频移和cfo的灵敏度是一个关键问题，而使用4g/lte参数的ofdm不能容易地支持这种移动性要求。

·使用短滤波器时，特别是在内存需求方面，硬件复杂度大大降低。在发射机侧，fbmc/oqam调制器的优化是可能的，并提供与ofdm相当的硬件复杂度。

·使用干扰近似法(iam)的基于前导码的信道估计在使用短滤波器时提供最好的结果，并且优于ofdm。然而，它呈现出高峰值平均功率比(papr)，使得在实践中更难使用。

·空时块编码(stbc)多输入多输出(mimo)分集方案可以在使用块类型实现时由于更短的块转换而以最小的频谱效率损失来应用。

·papr减小技术在使用短滤波器时效率更高。

因此，期望找到具有良好性能和低硬件复杂度的短原型滤波器设计，以及用于开发这种设计的方法。特别地，期望减少用于目标信号与干扰比(sir)的原型滤波器的频率响应的非零系数的数量，以便例如降低例如那些实现fbmc/oqam的滤波器组接收机的fs实现的硬件复杂度。

技术实现要素：

根据本发明，在第一方面，提供了一种用于对信号进行解码的滤波器组多载波频率扩展接收机，其中接收机包括适于将线性相位旋转引入时域信号的线性相位旋转模块、离散傅立叶变换单元和有限脉冲响应数字滤波器，其中有限脉冲响应数字滤波器的系数定义接收机的原型滤波器的频率响应的偏移，并且其中引入的线性相位旋转由有限脉冲响应数字滤波器的频移补偿。与等效设计相比，期望采用这种结构的接收机可以以减少数量的滤波器系数在信号与干扰比方面提供改进的性能。

在第一方面的发展中，数字滤波器的系数被截断以包括足以实现期望的信号与干扰比的最小数目的系数。

在第一方面的发展中，频移等于调制子载波间隔的2的幂的倒数。

在第一方面的发展中，频移等于调制子载波间隔的一半。

在第一方面的发展中，数字滤波器具有比原型滤波器的频率响应更少的系数。

在第一方面的发展中，原型滤波器的滤波器组脉冲响应满足奈奎斯特准则。

在第一方面的开发中，原型滤波器是qmf滤波器、tfl1滤波器或iota滤波器之一。

在第一方面的发展中，滤波器组多载波接收机包括第一组中的线性相位旋转模块、离散傅里叶变换和有限脉冲响应数字滤波器，以及第二组中的另外的线性相位旋转模块、另外的离散傅立叶变换和另外的有限脉冲响应数字滤波器，其中第一组和第二组被布置成分别并行地处理第一信号流和第二信号流，其中第一信号流和第二信号流彼此正交。

在第一方面的进一步发展中，第一信号流和第二信号流构成ofdm信号。

在第一方面的进一步发展中，第一信号流和第二信号流构成fbmc信号。

根据本发明，在第二方面，提供了一种定义用于数字无线电接收机的滤波器的方法，包括以下步骤

·定义原型滤波器，

·获得原型滤波器的频移版本，以及

·将定义原型滤波器的频移版本的系数截断为使得原型滤波器的频移版本能够实现预定义的信噪比水平的最小数目的系数。

根据本发明，在第三方面中，提供了一种对滤波器组多载波编码信号进行解码的方法，包括以下步骤

·以指定的采样速率获得数字采样s(k)，

·将样品分组成预定大小的组，

·施加等于组上子载波空间的预定部分的频移，

·将时域频移和分组采样变换到频域，然后

·滤波，以补偿频移。

与等效设计相比，可以预期基于这些步骤对信号进行解码以减少数量的滤波器系数在信号与干扰比方面提供改善的性能。

根据本发明，在第四方面，提供了一种适于实现第二或第三方面的步骤的计算机程序。

附图说明

现在将参考附图描述本发明的上述和其它优点，其中：

图1显示了ppnfbmc/oqam发射机实现；

图2显示了fsfbmc/oqam发射机实现；

图3示出了第一实施例的细节；

图4示出了根据实施例的设计滤波器的方法的步骤；

图5a示出了滤波器组系统的奈奎斯特准则；

图5b进一步示出了滤波器组系统的奈奎斯特准则；

图6示出了滤波器设计中的系数数目与所获得的指定信号与干扰比之间的可能关系；

图7呈现了根据实施例的接收机；

图8示出了根据实施例的对滤波器组多载波编码数字无线电信号进行解码的方法；

图9示出了适用于实现本发明的实施例的通用计算系统；

图10示出了适于构成实施例的智能手机设备；和

图11示出适用于构成实施例的蜂窝网络基站。

具体实施方式

总的来说多载波编码方案并且特别对于基于fbmc的系统被认为是对载波频率的变化(称为载波频偏)(cfo)敏感的，这往往会破坏相邻子载波的正交性，通常导致载波间干扰(ici)，并降低性能。因此，fbmc系统开发领域的总体目标是尽量减少cfo。

用于fbmc调制的短原型滤波器具有多重优点(低复杂度、对多普勒频移/cfo的鲁棒性，延迟等等)。结合频率扩展(fs)实现，当使用低复杂度1抽头均衡器时，fbmc接收机可以支持具有适度延迟扩展的多径信道(epa/evalte信道)。该fs实现通过在dft的输出和原型滤波器的频率响应之间使用fir滤波器将时域滤波级(具有原型滤波器的脉冲响应的多相网络)移动到频域(在dft之后)。使用这种技术，也可以补偿频域中的载波频率偏移(cfo)。这通过产生原型滤波器的移位频域响应并使用fs实现的fir滤波器的相应系数来完成。

本申请的发明人已经确定，对于一些原型滤波器，与无cfo补偿相比，意外地需要更少的非零系数来实现具有cfo补偿的目标信号与干扰比(sir)。

因此，提出了在接收机侧处的接收到的时域信号中刻意地引入等效于线性相位旋转的频率偏移，然后通过移位原型滤波器241，242的频率响应来补偿频域中的该偏移，从而减少用于指定sir的fir滤波器的非零系数的数量。

图3示出了第一实施例的细节。

如图3所示，提供了一个用于对来自相应的滤波器组多载波发射机(未示出)的信号进行解码的滤波器组多载波频率扩展接收机300。接收机300包括适于将线性相位旋转引入时域信号的线性相位旋转模块380、离散付傅立叶变换350和有限脉冲响应数字滤波器340。数字滤波器340的系数定义了接收机的原型滤波器的频率响应，并且引入的线性相位旋转由数字滤波器的这种频移补偿。

由线性相位旋转模块380实现并由数字滤波器340补偿的频移等于调制子载波间隔的2的幂的倒数。例如，由线性相位旋转模块380实现并由数字滤波器340补偿的频移可以是调制子载波间隔的1/2、调制子载波间隔的1/4、调制子载波间隔的1/8，等等。

图4示出了根据实施例的设计滤波器的方法的步骤。

如图4所示，该方法在进行到定义原型滤波器g的步骤410之前从步骤400开始。

g是长度为l＝qm的原型，其中q表示滤波器组系统的重叠因子，m是滤波器组系统的临界采样多相分解的(i)dft大小。该滤波器施加的唯一约束是具有m的倍数的长度，其中

在许多实施方式中，m可以是2的幂并且q≤4，这趋向于最小化硬件复杂度和延迟问题。

g可以使用各种方法从头开始设计。

在一种滤波器设计方法中，可以通过优化频域中的滤波器系数来设计原型滤波器g，以实现时频定位要求和奈奎斯特准则。

图5a示出了滤波器组系统的奈奎斯特准则。如图5a所示，绘制原型滤波器脉冲响应500，x轴501上是时间，并且y轴502上是功率。在第一时间505绘制第一滤波器响应503，并在第二时间506绘制第二滤波器响应504，两个时移滤波器响应被分开时移b507。

图5b进一步示出了滤波器组系统的奈奎斯特准则。如图5b所示，绘制图5a的原型滤波器脉冲响应500，在x轴501上是时间，在y轴502上是功率。第一滤波器响应508在第三时间510被绘制，第四滤波器响应509在第二时间511被绘制，两个时移滤波器响应被分开与图5a中的507相同的时移b。

尽管在图5a和5b中，滤波器响应的横坐标不同(分别为a和g)，但是第一和第二滤波器响应的功率的总和c+d等于第三和第四滤波器响应的功率的总和e+f。对于满足奈奎斯特准则的滤波器组的原型滤波器，对于移位相同时间的任何一对滤波器响应都是如此。

因此，原型滤波器的滤波器组脉冲响应可以被选择为满足奈奎斯特准则。

另一种设计方法涉及通过将滤波器的脉冲响应分解为相应多相网络的基于角度的表示，而使用紧凑表示来优化滤波器系数。该表示确保奈奎斯特准则得以遵守，角度参数被优化以满足tfl准则。该方法描述于以下文献中：d.pinchon，p.siohan和c.siclet，“designtechniquesfororthogonalmodulatedfilterbanksbasedonacompactrepresentation”，ieeetransactionsonsignalprocessing，卷52，第6期，第1682-1692页，2004年6月。

其他设计方法涉及由b.lefloch，m.alard，c.berrou在“codedorthogonalfrequencydivisionmultiplex”proceedingsoftheieee，卷83，第982-996页，1995年6月中所述的各向同性正交变换算法(iota)，或平方根提升余弦函数。

根据上述原理开发的滤波器特别适用于例如基于循环或线性卷积的通信系统的数字调制方案。

此外，也可以发现从已知的原型滤波器设计中选择的原型滤波器设计满足如上所述的选择标准，并为此应用或其他应用提供新的滤波器设计的基础，例如

·iota滤波器，如b.lafloch，m.alard和c.berrou，“codedorthogonalfrequencydivisionmultiplex[tvbroadcasting]，”proceedingsoftheieee，卷83，第6期，第982-996页，1995年6月中所描述的。

·fs4滤波器，如d.pinchon，p.siohan，c.siclet，designtechniquesfororthogonalmodulatedfilterbanksbasedonacompactrepresentation，ieeetrans.signalprocess，52(june(6))(2004)1682-1692中所描述的。

·mmb滤波器，of优于4，如k.martin，“smallside-lobefilterdesignformultitonedata-communicationapplications”，ieeetransactionsoncircuitsandsystemsii：analoganddigitalsignalprocessing，卷45，第8期，第1155-1161页，1998年8月中所描述的。

·qmf滤波器，如h.malvar的“modulatedqmffilterbankswithperfectreconstruction”，electronicsletters，卷26，第13期，第906-907页，1990年6月中所描述的。

·tfl1滤波器，如由d.pinchon和p.siohan，在“derivationofanalyticalexpressionsforflexibleprlowcomplexityfbmcsystems”，signalprocessingconference(eusipco)，2013proceedingsofthe21steuropean，2013年9月中所描述的。

通过示例的方式，可采用半正弦滤波器作为原型滤波器，由此，对于q＝1

在此基础上，可通过应用大小为m＝512的离散傅立叶变换来获得以下系数：

g(0)＝0.6366

g(1)＝-0.2122

g(2)＝-0.0424

g(3)＝-0.0182

g(4)＝-0.0101

g(5)＝-0.0064

g(6)＝-0.0045

g(7)＝-0.0033

g(8)＝-0.0025

g(9)＝-0.0020

一旦在步骤410定义了原型滤波器，则该方法进行到步骤420，在步骤420中获得频移原型滤波器ghfs。例如，如果频率偏移了子载波间隔的一半，则应用以下计算：

其中ε＝1/2或ε＝-1/2。两个定义是可能的，并且得出相同的性能。

该等式可利用以下算法来计算：

步骤a：使g(k)乘以以得到ghfs(k)，其中k∈[0，qm-1]

步骤b：计算ghfs(k)的大小qm的离散傅立叶变换以得到ghfs(m)。

然后该方法可以终止。可选地，该方法可以包括附加步骤430，由此频移滤波器的系数可以被截断(truncate)，以便在循环卷积中的抽头数目方面的实现复杂度与信号与干扰比方面的性能之间达到期望的折衷。

频移滤波器的截断可以通过保留选定数量cg的非零系数来获得。

图6示出了滤波器设计中的系数数目与所获得的指定的信号与干扰比之间的可能关系。如图所示，针对截断后保留的系数数目而绘制与上述某些原型滤波器对应的信号与干扰性能。具体地，线610表示不具有频移的tfl1滤波器的信号与干扰性能，线611表示具有频移的tfl1滤波器的信号与干扰性能。可以看出，频移滤波器的性能总体上优于未频移版本的性能。更清楚的是，对于大多数滤波器设计，附加系数的性能改进快速消失。

因此，数字滤波器的系数可以被截断以包括足以实现期望的信号与干扰比的最小数目的系数。

因此，数字滤波器可以具有比原型滤波器的频率响应更少的系数。

将其应用于半正弦滤波器示例，值为ε＝-1/2，获得以下频移值：

ghfs(0)＝0.5i

ghfs(1)＝-0.5i

ghfs(2)＝0

ghfs(3)＝0

(...)

ghfs(9)＝0

因此，在该示例中，仅需要保留两个系数，并且可以截断其他系数而不降低性能。

该方法然后在步骤440终止。

图7示出了根据实施例的接收机。

具体地，图7示出了类似于图2的fsfbmc/oqam接收机，其包括参考图3描述的元件。如图所示，接收到的信号由第一滑动窗口261进行采样。接收到的信号进一步经受延迟单元270的m/2延迟，其中m是第一滑动窗口261的长度，并且也是延迟单元270的输出所馈送到的第二滑动窗口262的长度，使得两个滑动窗口261，262的采样周期重叠其相应长度的一半。每个滑动窗口261，262将采样输出到各自对应于上面参考图3描述的线性相位旋转模块380的相应的相位旋转模块781，782。相位旋转模块781，782向快速傅里叶变换单元251，252提供它们的输出，快速傅立叶变换单元251，252将它们的输出提供给相应的数字滤波器741，742，数字滤波器741，742被配置为实现上述的滤波器函数ghfs，其输出在下采样单元231，232中被下采样，以q为因子进行下采样。

更具体地说，在模数转换器(未示出)之后获得的以系统的频率采样率数字采样s(k)被分组为n组qm个采样。n取决于所使用的调制的系统参数，并且可以是例如多载波符号的数量。

sn(k)＝s(k+in)，

其中in表示定义组号n的间隔的第一索引，并且sn表示组号n的采样。例如，在如图7所示的fbmc/oqam系统中，而对于ofdmin＝nm(且q＝1)。

根据本实施例，由相位旋转模块781，782实现的频移等于子载波空间的一半。

在此基础上，n组基带采样sn被计算为

其中ε＝1/2或ε＝-1/2，这取决于如上所述在滤波器的设计期间进行的选择。

dft251，252接着将由相位旋转模块681，682输出的时域频移和分组的基带采样变换到频域。使用大小为qm的dft，

最后，可以通过应用圆形卷积来高效地计算fircg的效果：

其中modqm表示模量qm算子，并且ω是从如上所述的滤波器截断时保留的系数的数量获得的值，根据如下：

如果cg是偶数，则或其中δ＝cg/2

如果cg是奇数，则其中δ＝(cg-1)/2

虽然图7呈现oqam接收机，并且因此分别提供用于处理i和q符号的两个独立信道，每个对应于图3的组件，但是设想了其他实现方式，例如实现任何基于滤波器组的调制方案，无论是否正交，无论是否是oqam。如果不使用oqam，则仅应用一个组件，例如在fbmc/qam、fmt等的情况下。

滤波器的实现取决于编码方案架构，并且可以使用任何常规的滤波器架构，如本领域技术人员将显而易见的。

图8示出根据实施例的对滤波器组多载波编码数字无线电信号进行解码的方法。

在步骤810以系统的频率采样率获得数字采样s(k)，并且在步骤820中对应于滑动窗口操作将其分组为qm个采样的p组。p取决于所使用的调制的系统参数，并且可以是例如多载波符号的数量。

sn(k)＝s(k+in)，

其中in表示定义组号n的间隔的第一索引，并且sn是组号n的采样。例如，在诸如图7所示的fbmc/oqam中，而对于ofdm，in＝nm(且q＝1)。

接下来，该方法进行到步骤830，在步骤830对信号施加频移。

如果频移等于子载波空间的一半，则n组基带采样sn被计算为

其中ε＝1/2或ε＝-1/2，这取决于如上参考图4所述在滤波器的设计期间进行的选择。

接下来，该方法进行到步骤840，在步骤840，将在步骤430得到的时域频移和分组的基带采样变换到频域。例如，使用大小为qm的dft，

最后，在步骤850，可以例如通过应用圆形卷积来应用补偿根据例如图4的方法确定的频移的滤波器效应cg：

其中modqm表示模量qm算子，并且ω是从如上所述的滤波器截断时保留的系数数目获得的值，根据以下：

如果cg是偶数，则或其中δ＝cg/2

如果cg是奇数，则其中δ＝(ca-1)/2

然后，该方法进行到步骤860，在步骤860，滤波值按因子q下采样，使得

cn(m)＝yn(qm)，

其中cn(m)是子载波数目m、时隙n处的合成滤波器的输出采样。

由此操作产生的下采样值因此对应于合成滤波器(滤波器组接收机)的输出。

然后可以通过oqam解映射器以常规方式(未示出)对所得到的值进行解码。

然后该方法在步骤870终止。

对于基于ppn的实现，滤波器被用作窗口函数，因此它仅仅是fft(接收机侧)的输入处的系数的乘法。对于这种实现，最好使用非截断版本。这意味着复杂性没有变化。

对于基于频率扩展的实现，在接收机侧的fft之后，滤波器被实现为离散时间fir滤波器。可以使用截断版本来降低复杂度。

在某些情况下，发射机侧的ppn实现和接收机侧的频率扩展实现可以证明是有利的。可以设想这些方法的其他实施细节和变型，特别是对应于参考前述附图描述的装置的变体。

因此，根据某些实施例，提供了一种用于滤波器组多载波频率扩展信号的接收机，例如fbmc，fbmc/oqam，ofdm，包括适于将线性相位旋转引入到接收的时域信号的线性相位旋转模块、离散傅立叶变换和有限脉冲响应数字滤波器。数字滤波器的系数定义了接收机的原型滤波器的频率响应的偏移，并且数字滤波器的系数是固定的，以补偿由滤波器引入的线性相位旋转。引入的频移可以等于调制子载波间隔的2的幂的倒数。

所公开的方法可以采取完全硬件实施例(例如fpga)、完全软件实施例(例如以控制根据本发明的系统)或包含硬件和软件元件的实施例的形式。软件实施例包括但不限于固件、常驻软件、微代码等。本发明可以采用可从计算机可用或计算机可读介质访问的计算机程序产品的形式，该介质提供程序代码以供计算机或指令执行系统使用或与计算机或指令执行系统结合使用。计算机可用或计算机可读的可以是可以包含、存储、通信、传播或传送程序以供由指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备结合使用的任何装置。介质可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统(或装置或设备)或传播介质。

这些方法和过程可以通过计算机应用程序或服务、应用编程接口(api)、库和/或其他计算机程序产品或这些实体的任何组合来实现。

图9示出了适用于实现本发明的实施例的通用计算系统。

如图9所示，系统包括逻辑设备901和存储设备902。系统可以可选地包括显示子系统911、输入/输出子系统903、通信子系统920和/或未示出的其它组件。

逻辑设备901包括被配置为执行指令的一个或多个物理设备。例如，逻辑设备901可以被配置为执行作为一个或多个应用、服务、程序、例程、库、对象、组件、数据结构或其他逻辑构造的一部分的指令。可以实施这样的指令以执行任务，实现数据类型，变换一个或多个组件的状态，实现技术效果，或以其他方式获得期望的结果。

逻辑设备901可以包括被配置为执行软件指令的一个或多个处理器。附加地或替代地，逻辑设备可以包括被配置为执行硬件或固件指令的一个或多个硬件或固件逻辑设备。逻辑设备的处理器可以是单核或多核，并且其上执行的指令可以被配置用于顺序、并行和/或分布式处理。逻辑设备901的各个组件可选性地分布在两个或更多个分离的设备中，这些设备可以远程定位和/或配置用于协调处理。可以通过以云计算配置中配置的可远程访问的网络计算设备来虚拟化并执行逻辑设备901的方面。

存储设备902包括被配置为保持由逻辑设备可执行的指令的一个或多个物理设备，以实现本文所述的方法和过程。当实现这些方法和过程时，可以变换存储902设备的状态，例如，以保存不同的数据。

存储设备902可以包括可移动和/或内置设备。存储设备902可以包括一种或多种类型的存储设备，包括光学存储器(例如，cd，dvd，hd-dvd，蓝光盘等)，半导体存储器(例如，flash，ram，eprom，eeprom等)和/或磁存储器(例如，硬盘驱动器，软盘驱动器，磁带机，mram等)，以及其它。存储设备可以包括易失性、非易失性、动态、静态、读/写、只读、随机访问、顺序访问、位置可寻址、文件可寻址和/或内容可寻址的设备。

在某些布置中，该系统可以包括适于支持逻辑设备901与另外的系统组件之间的通信的i/o接口903。例如，附加的系统组件可以包括可移动和/或内置的扩展存储设备。扩展存储设备可以包括一种或多种类型的存储设备，包括光学存储器932(例如，cd，dvd，hd-dvd，蓝光光盘等)，半导体存储器933(例如，flashram，eprom，eeprom，flash等等)和/或磁存储器931(例如，硬盘驱动器，软盘驱动器，磁带驱动器，mram等)以及其它。这种扩展存储设备可以包括易失性、非易失性、动态、静态、读/写、只读、随机访问、顺序访问、位置可寻址、文件可寻址和/或内容可寻址的设备。

应当理解，存储设备包括一个或多个物理设备，并且不包括传播信号本身。然而，与存储在存储设备上相反，本文描述的指令的方面可以由通信介质(例如，电磁信号、光信号等)传播。

逻辑设备901和存储设备902的方面可以集成到一个或多个硬件逻辑组件中。这样的硬件逻辑组件可以包括例如现场可编程门阵列(fpga)、程序和应用特定集成电路(pasic/asic)、程序和应用特定的标准产品(pssp/assp)、片上系统(soc)和复杂可编程逻辑器件(cpld)。

术语“程序”可以用于描述为执行特定功能而实现的计算系统的一个方面。在某些情况下，可以通过执行由存储装置保持的机器可读指令的逻辑设备实例化程序。应当理解，不同的模块可以从相同的应用、服务、代码块、对象、库、例程、api、函数等实例化。同样，相同的程序可以由不同的应用程序、服务、代码块、对象、例程、api、函数等实例化。术语“程序”可以包括可执行文件、数据文件、库、驱动程序、脚本、数据库记录等中的单个或多组。

特别地，图9的系统可以用于实现本发明的实施例。

例如，实现关于图4或8描述的步骤的程序可以存储在存储设备902中并由逻辑设备901执行。原型滤波器设计可以被缓存在存储设备902中。逻辑设备901可以在适当程序的控制下实现如上所述的相位旋转、傅立叶变换或滤波器步骤，或者可以与适于执行诸如硬件加速编码器/解码器等的这些处理中的一些或全部的内部或外部专用系统进行接口。此外，程序可以实现根据如上所述的实施例的实现编码器或解码器的发射机或接收机。这些任务可以在多个计算设备之间共享，例如如参照图9所描述的。经编码的信号可以经由通信接口920接收，通信接口920可以包括图7中的一些或全部元件的实现方式。

因此，本发明可以体现为计算机程序的形式。

应当理解，如本文所使用的“服务”是跨多个用户会话可执行的应用程序。服务可供一个或多个系统组件、程序和/或其他服务使用。在一些实现中，服务可以在一个或多个服务器计算设备上运行。

当包括时，显示子系统911可以用于呈现发送或接收的数据的视觉表示，或者可以呈现关于所进行的过程的统计信息。随着本文描述的方法和过程改变由存储设备902保存的数据，并且因此变换存储设备902的状态，则显示子系统911的状态同样可以被变换以可视地表示底层数据的变化。显示子系统911可以包括利用实际上任何类型的技术的一个或多个显示设备。这样的显示设备可以与共享外壳中的逻辑设备和/或存储设备组合，或者这样的显示设备可以是外围显示设备。

当包括时，输入子系统可以包括一个或多个用户输入设备，例如键盘912、鼠标913、触摸屏911或游戏控制器(未示出)或者与其接口。在一些实施例中，输入子系统可以包括选定的自然用户输入(nui)组件或与选定的自然用户输入(nui)组件接口。这种组件可以是集成的或外围的，并且输入动作的转换和/或处理可以在板上或板外处理。示例nui组件可以包括用于语言和/或语音识别的麦克风；用于机器视觉和/或手势识别的红外线、彩色、立体和/或深度相机；用于运动检测和/或意图识别的头部跟踪器、眼动仪、加速度计和/或陀螺仪；以及用于评估脑活动的电场感测组件。

当包括时，通信子系统920可以被配置为将计算系统与一个或多个其他计算设备通信地耦合。例如，通信模块可以将计算设备通过包括诸如个人区域网络、局域网、广域网或因特网之类的任何大小的网络将计算设备通信地耦合到例如远程服务器976上托管的远程服务。通信子系统可以包括与一个或多个不同通信协议兼容的有线和/或无线通信设备。作为非限制性示例，通信子系统可以被配置用于经由无线电话网络974或有线或无线局域网或广域网进行通信。在一些实施例中，通信子系统可以允许计算系统经由诸如因特网975的网络向和/或从其他设备发送和/或接收消息。通信子系统可另外支持具有无源设备(nfc、rfid等)的短距离感应通信921。

图10示出了适于构成实施例的智能电话设备。如图10所示，如上所述，智能电话设备包括元件901，902，903，920、近场通信接口921、闪存933，元件914，915和911。它通过网络975与电话网络974和服务器976通信。尽管被示为智能电话，但是也可以在诸如功能电话、平板设备等的任何无线电通信设备中实现等同的功能。

图11示出适用于构成实施例的蜂窝网络基站。如图11所示，如上所述，蜂窝网络基站包括元件901，902，903，920。它经由网络975与电话网络974和服务器976通信。

应当理解，本文描述的配置和/或方法本质上是示例性的，并且这些特定实施例或示例不被认为是限制性的，因为许多变化是可能的。本文描述的特定例程或方法可以表示任何数量的处理策略中的一个或多个。因此，可以以示出和/或描述的顺序、以其它顺序、并行执行所示出和/或描述的各种动作，或者省略。同样，可以改变上述处理的顺序。

本公开的主题包括各种过程、系统和配置以及本文公开的其他特征、功能、动作和/或属性以及任何和所有等同物的所有新颖和非显而易见的组合和子组合。