IQ失配补偿方法和装置、补偿设备及通信设备与流程
本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种iq失配补偿方法和装置、补偿设备及通信设备。
背景技术：
如图1所示，在直接上下变频的正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)通信系统中，模拟射频电路相对于传统的中频射频电路得到了很大程度的简化，但同时芯片制造工艺的偏差对系统造成的影响也被放大，iq失配是指同时传输的i路信号和q路信号，其幅度不一致，其相位不严格满足90度正交关系，一种对通信系统性能影响较大的干扰项。这里的i路信号和q路信号可为将同一个通信信号正交分解之后形成的两路信号。
iq失配的产生主要源于两种模拟器件(101、102、103、104、106、107及108)，其一是模拟基带电路中iq两路低通滤波器(101、102、105、106)由于工艺偏差，导致其中一路低通的极点相对于另一路发生偏移，使得iq两路低通滤波器产生差异，从而导致通过两路滤波器的信号的幅频和相频响应存在差别。一般将相同频点下两路幅度的差异称为幅度失配，相位的正交差异称为角度失配。由于极点偏移主要表现在高频上的响应变化，因而滤波器的幅度和角度失配是随频率变化的，称之为频率依赖性的iq失配。
另一种引入iq失配的主要器件是混频器(103、104、107、108)，具体是由iq两路的混频器的幅度增益和初相差异造成的。它的失配特点是不论混频器的输入信号如何，混频器的增益差和初相差都是固定的，即幅度失配和角度失配不随频率变化，因而称之为常数失配。
图1中的adc表示的为模数转换器；dac表示的为数模转换器。iq失配对接收信号的误差向量幅度(errorvectormagnitude，evm)影响很大。特别是对于高阶映射，如256-正交振幅调制(quadratureamplitudemodulation，qam)等，映射星座本身较为接近，对误差的鲁棒性差，因而对evm的要求很高，如256-qam一般商用要求的evm应小于-45db。此时，如果仅使得iq角度失配1°，或者幅度失配0.2db，就已经无法满足该要求，而这样的偏差对于流片工艺来说是较为常见的，故如何进行iq补偿，满足高通信质量的需求。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种iq失配补偿方法和装置、补偿设备及通信设备，至少部分解决上述问题。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
本发明实施例第一方面提供一种射频通信系统的iq失配补偿方法，包括：
获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；
根据所述交互结果，获得预定类型角度失配参数；其中，所述预定类型失配参数包括频率依赖性角度失配参数；
依据如下公式确定对所述频率依赖性角度失配参数进行失配补偿的频域补偿器；
y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)
y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性角度失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为所述x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号；
利用所述频域补偿器，对所述频率依赖性角度失配参数进行频域补偿。
基于上述方案，所述根据所述交互结果，获得预定类型角度失配参数，包括：
获取频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配的合作用失配参数；
所述方法还包括：
依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定第一类时域补偿器中有限冲击响应fir滤波器的抽头个数；
根据所述抽头个数，确定所述fir滤波器中依次串联的d触发器的个数；
依据所述d触发器的个数确定所述fir滤波器对输入信号的延迟时间；
确定与所述fir滤波器并联的延时器；所述延时器的延迟时间等于所述fir对输入信号的延时时间；
根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数；
利用所述第一类时域补偿器对所述频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿。
基于上述方案，所述依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应fir滤波器的抽头个数，包括：
当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
所述根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数，包括：
依据如下公式确定所述抽头系数；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，所述依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应fir滤波器的抽头个数，还包括：
当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
所述根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数，包括：
依据如下公式确定所述抽头系数；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，所述预定类型失配参数还包括：常数性角度失配参数；
所述方法还包括：
确定第二类时域补偿器；
利用所述第二类时域补偿器补偿所述常数性角度失配参数对应的常数性角度失配。
基于上述方案，所述方法还包括：
在通信设备为发射部件时，依次利用所述频域补偿器、所述第二类时域补偿器和所述第一类时域补偿器对发射信号的失配进行失配预补偿；
和/或，
当通信设备为接收部件时，依次利用所述第一类时域补偿器、所述第一类时域补偿器及所述频域补偿器对接收信号进行失配补偿。
基于上述方案，所述方法还包括：
根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。
本发明实施例第二方面提供一种射频通信系统的iq失配补偿装置，包括：
获取单元，用于获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；
获得单元，用于根据所述交互结果，获得预定类型角度失配参数；其中，所述预定类型失配参数包括频率依赖性角度失配参数；
确定单元，用于依据如下公式确定对所述频率依赖性角度失配参数进行失配补偿的频域补偿器；
y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)
y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号；
补偿单元，用于利用所述频域补偿器，对所述频率依赖性角度失配参数进行频域补偿。
基于上述方案，所述获得单元，用于获取频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配的合作用失配参数；
所述确定单元，还用于依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定第一类时域补偿器中有脉冲击响应fir滤波器的抽头个数；根据所述抽头个数，确定所述fir滤波器中依次串联的d触发器的个数；依据所述d触发器的个数确定所述fir滤波器对输入信号的延迟时间；确定与所述fir滤波器并联的延时器；所述延时器的延迟时间等于所述fir对输入信号的延时时间；根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数；
所述补偿单元，还用于利用所述第一类时域补偿器对对所述频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿。
基于上述方案，所述确定单元，具体用于当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
依据如下公式确定所述抽头系数；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，所述确定单元，用于当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
依据如下公式确定所述抽头系数；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，所述预定类型失配参数还包括：常数性角度失配参数；
所述确定单元，还用于确定第二类时域补偿器；
所述补偿单元，还用于利用所述第二类时域补偿器补偿所述常数性角度失配参数对应的常数性角度失配。
基于上述方案，所述补偿单元，具体在通信设备为发射部件时，依次利用所述频域补偿器、所述第二类时域补偿器和所述第一类时域补偿器对发射信号的失配进行失配预补偿；和/或，当通信设备为接收部件时，依次利用所述第一类时域补偿器、所述第一类时域补偿器及所述频域补偿器对接收信号进行失配补偿。
基于上述方案，所述补偿单元，还用于根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。
本发明实施例第三方面提供一种补偿设备，所述补偿设备包括用于补偿频率依赖性失配参数进行频域补偿的频域补偿器。
所述频域补偿器包括：第一加法器、第二加法器、第一乘法器及第二乘法器；
所述第一加法器与所述第一乘法器连接；
所述第二加法器与所述第二乘法器连接；
所述第一乘法器，用于计算-jp(w)*x*(-w)；
所述第二乘法器，用于计算jp(w)*x*(w)；
所述第一加法器，用于计算x(w)-jp(w)*x*(-w)，得到y(w)；
所述第二加法器，用于计算x(-w)+jp(w)*x*(w)，得到y(-w)；
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在所述w上的所述频率依赖性角度失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号。
基于上述方案，所述补偿设备还包括用于对频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿的第一类时域补偿器；
所述第一类时域补偿器包括：
有限冲击响应fir滤波器；
延时时间等于所述fir滤波器对输入信号的延时时间的延时器；所述延时器与所述fir滤波器并联；
所述fir滤波器包括多个依次串联的d触发器；所述d触发器的个数是依据所述fir滤波器的抽头个数确定的；所述抽头个数为依据所述通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系确定的；
所述抽头的抽头系数是所述频率依赖性幅度失配和所述常数性幅度失配的合作用失配参数确定。
基于上述方案，当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
5个所述抽头系数是依据如下公式确定的；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
9个所述抽头系数是依据如下公式确定的；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在子载波序号w对应的频率上合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
基于上述方案，所述补偿设备还包括对常数性角度失配进行补偿的第二类时域补偿器。
基于上述方案，所述补偿设备包括使能开关；
所述使能开关，用于根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。
本发明实施例第六方面提供一种通信设备，包括：如前述任意一个所述补偿设备。
本发明实施例提供的iq失配补偿方法和装置、补偿设备及通信设备，利用y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)及y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)确定的频域补偿器，可以利用两个加法器和两个乘法器，就形成一个可以在频域上对频率依赖性失配进行补偿的频域补偿器，具有结构简单，实现简便的特点，同时相对于现有的时域补偿方法还具有补偿精确度高及补偿增益高的特点，可用于射频通信系统iq失配的补偿。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种通信系统的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的第一种iq失配补偿方法的流程示意图；
图3为本发明实施例提供的一种发射部件和接收部件之间交互测试信号的流程示意图；
图4为本发明实施例提供的一种失配参数的测试结构示意图；
图5为本发明实施例提供的一种失配参数的评估流程示意图；
图6为本发明实施例提供的一种频域补偿器的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的一种第一类时域补偿器的抽头系数的确定流程示意图；
图8为本发明实施例提供的一种5抽头的fir滤波器的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的一种9抽头的fir滤波器的结构示意图；
图10为本发明实施例提供的一种第二类时域补偿器的结构示意图；
图11为本发明实施例提供的一种发射部件的结构示意图；
图12为本发明实施例提供的一种接收部件的结构示意图；
图13为本发明实施例提供的一种补偿设备的结构示意图；
图14为本发明实施例提供的一种iq失配补偿装置的结构示意图；
图15为本发明实施例提供的第二种射频通信系统的iq失配补偿方法的流程示意图。
具体实施方式
以下结合说明书附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细阐述。
如图2所示，本实施例提供一种射频通信系统的iq失配补偿方法，包括：
步骤s110：获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；
步骤s120：根据所述交互结果，获得预定类型角度失配参数；其中，所述预定类型失配参数包括频率依赖性角度失配参数；
步骤s130：依据如下公式确定对所述频率依赖性失配角度参数进行失配补偿的频域补偿器；
y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)
y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性角度失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号；
步骤s140：利用所述频域补偿器，对所述频率依赖性失配角度参数进行频域补偿。
如图3所示，所述步骤s110可包括：
步骤201：测试信号控制器扫频频点，例如测试信号控制器中设定需要扫描的各频点，可以是全通信频点扫描，如果考虑扫描时间开销可以根据iq失配性质仅扫描通带的二分之一频段或四分之一频段，在剩余低频段只扫描1至2个频点即可。
步骤202：发射单音iq两路测试信号；具体可包括：测试信号控制器控制发射部件按照已设置频点逐个发射iq两路正交的单音信号。该测试信号的传输路径如图4所示。
步骤203：对射频自反馈链路进行角度偏移；例如，利用图4中所示的角度偏移器301进行角度偏移。图4所示的系统内部自环参数估计链路增加了一个角度偏移器(301)和一个失配参数估计器，使用该器件可以同时对系统中任何一台独立通信机的发射部件部分和接收部件部分的iq失配进行同时校准。利用失配参数估计器302进行失配参数估计。
步骤204：解析得到幅度失配参数和角度失配参数。例如，利用图4所示的失配参数估计器302，进行幅度失配参数和角度失配参数进行估计。
图5为上述失配参数估计的流程示意图，包括：
步骤411：发射正频率信号，途径角度偏移器301偏移角度为0度；
步骤412：接收部件通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r1(w)以及该频点的镜像频点响应值r1(-w)；
步骤421：发射单音镜像负频率信号，途经的角度偏移器301偏移为0度；
步骤422：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r2(w)以及该频点的镜像频点响应值r2(-w)。
步骤431：发射同频率单音正信号，途经的角度偏移器301偏移为90度；
步骤432：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r3(w)以及该频点的镜像频点响应值r3(-w)。
步骤441：发射镜像负频率信号，途经的角度偏移器301偏移为90度；
步骤442：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r4(w)以及该频点的镜像频点响应值r4(-w)。
通常iq失配现象具体分为四种类型：
第一类失配：频率依赖性角度失配；
第二类失配：常数性角度失配；
第三类失配：频率依赖性幅度失配；
第四类失配：常数性幅度失配。
最终获得发射部件第一类和第二类失配的合作用估计式如下：
接收部件第一类和第二类失配的合作用估计式如下：
发射部件第三类和第四类失配的合作用估计式如下：
接收部件第三类和第四类失配的合作用估计式如下：
所述w为测试信号的失配信箱发生的频点在ofdm数字基带中的子载波序号，该序号是一个正值。一般将ofdm数字基带中正半频所包含的各子载波频点作为w。例如一个ofdm符号拥有64个子载波，负半频有32个子载波，由低频到高频编号依次为-31至0，而正半频也有32个子载波，由低频到高频编号依次为1至32。这里w仅指正半频的1至32号子载波，所述-w负半频的相应子载波，(·)*表示复数共轭，re[·]示取实部操作；i[·]表示取虚部操作。
为了表述简单，可将所述atx(w)和arx(w)统一命名为a(w)；将所述gtx(w)和grx(w)统一命名为g(w)。
接下来将参数a(w)区分为第一类失配和第二类失配。区分的标准是按照模拟滤波器iq失配的特征，失配主要集中在高频处，而在低频处几乎不发生失配，因此，最低频点a(1)几乎不包含第一类失配，其本身可以被作为第二类失配，下文用pdc表示这类第二类失配参数。使用各频点的a(w)减去pdc，可获得第一类失配，下文用p(w)表示。
在步骤s130中根据如下数学表达式来确定频域补偿器。
y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)
y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述为所述x(w)的共轭复数；所述j表示虚部符号。
利用上述数学表示式确定的频域补偿器的结构可如图6所示，包括：第一加法器、第二加法器、第一乘法器及第二乘法器；所述第一加法器与所述第一乘法器连接；所述第二加法器与所述第二乘法器连接；所述第一乘法器，用于算-jp(w)*x*(-w)；所述第二乘法器，用于计算jp(w)*x*(w)；所述第一加法器，用于计算x(w)-jp(w)*x*(-w)，得到y(w)；所述第二加法器，用于计算x(-w)+jp(w)*x*(w)，得到y(-w)。
故在本实施例提供了一种在频域上补偿第一类失配的新结构，可以提高第一类失配补偿的精度，并降低补偿的硬件开销。具体表现为使用本发明方法在频域上补偿，每个频点只需要2个乘法器和2个加法器，中间不需要寄存器，在资源节省的前提下，相对于现有的时域补偿方法还可额外获得约1db补偿增益；故具有补偿效果好的特点。
所述步骤s120还可包括：获取频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配的合作用失配参数。这里的频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配的合作用失配参数可表示为g(w)。
所述方法还包括：
依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应fir滤波器的抽头个数；
依据所述d触发器的个数确定所述fir滤波器对输入信号的延迟时间；
确定与所述fir滤波器并联的延时器；所述延时器的延迟时间等于所述fir对输入信号的延时时间；
根据所述抽头个数，确定所述fir滤波器中依次串联的d触发器的个数；通常d触发器的个数为抽头个数减去1。例如，抽头个数为5，则通常需要d触发器的个数为4，且这4个d触发器依次串联。所述fir滤波器对输入信号的延时时间等于所有d触发器的延迟时间的之和的一半，这样的话，相当于所述延时器的延时时间也等于fir滤波器中所有d触发器的延迟时间总和的一半。
根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数；
利用所述第一类时域补偿器对所述频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿。
在本实施例中，利用时域补偿器对所述频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配。
故通过增加上述步骤，不仅可以对第一类失配进行补偿，还可以对第三类失配和第四类失配进行补偿。
以下分别接收5抽头和9抽头的第一类时域补偿器的确定方法。
例如，当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
依据如下公式确定所述抽头系数；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
所述总子载波个数一般表现为快速傅里叶变换fft或if快速逆傅里叶变换ft的点数。h(1)至h(5)表示5个抽头系数。
在上述抽头系数的计算表达式中，要求g(w)共有n+1个频点的值。而在发送单音扫频测试信号进行失配估计时，可能会出现仅扫描一部分频点的情况，特别是对直流频点上的失配参数g(0)和奈奎斯特频点上的失配参数g(n)可能并不会去扫描。此情况下，本发明中允许对于没有扫描的频点的失配参数采用“就近复制”的原则，即将最邻近的扫描过的频点的失配估计值复制过来，作为本频点的失配估计值。
上述数学表达式所反映的硬件计算结构如图7所示。图中701至705表示乘性运算，其中705固定为1/(2n)。对于第1抽头及第5抽头，701是
图8为本发明实施例提供第一类时域补偿器中5个抽头的fir滤波器，包括4个依次串联的d触发器。由于h(1)等于h(5)，且h(2)等于h(4)，为了减少乘法器的应用，利用加法器将第1抽头和第5抽头的传输数据相加后，再利用乘法器乘以h(1)或h(5)；利用加法器将第2抽头和第4抽头的传输数据相加后，再利用乘法器乘以h(2)或h(4)。这样就利用两个加法器，替代了两个乘法器，一方面由于乘法器本身比加法器结构复杂，运算也更复杂，显然简化了第一类时域补偿器的结构。在具体的实现时，也可以各个抽头分别与一个乘法系数等于对应抽头系数的乘法器相乘之后，乘积再相加输出；不局限于图7所示的结构。
当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
依据如下公式确定所述抽头系数；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
图9为本实施例提供的一种第一类时域补偿器中9抽头fir滤波器。由于h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0，故在图9中省略了对应的抽头。由于第1抽头和第9抽头的抽头系数相等；第3抽头和第7抽头的抽头系数等，为了减少乘法器的使用，以减法所述第一类时域补偿器的结构和计算复杂度，在本实施例中第1抽头和第9抽头的传输数据通过加法器相加之后，利用同一乘法器乘上第1抽头或第9抽头的抽头系数；将第3抽头和第7抽头的传输数据利用一个加法器相加后，再利用一个乘法器与第3抽头或第7抽头的抽头系数相乘。值得注意的是，在具体的实现过程中还可以将各个抽头的传输数据利用乘法器与对应的抽头系数相乘之后，将将各个乘积相加输出，不局限于图9所示的fir滤波器。
总之，在两种不同情况下对第三、四类失配进行时域补偿的fir滤波器系数简化计算方法及其对应结构。使用实数乘加运算，每个系数的计算仅使用m-1次乘法和m次加法，提高了补偿的实时性，在准确性上也没有损失。
在一些实施例中，所述预定类型失配参数还包括：常数性角度失配参数；
所述方法还包括：确定第二类时域补偿器；及利用所述第二类时域补偿器补偿所述常数性角度失配参数对应的常数性角度失配。
在图10中pdc表示的为第二类失配参数，即为所述常数依赖性失配的失配参数。所述第二类时域补偿器包括：乘法器1、乘法器2、加法器1和加法器2。
乘法器1与加法器2串联后，与加法器1并联；
乘法器2与加法器1串联后，与加法器2并联；
i路信号分别输入乘法器1和加法器1；q路信号分别输入乘法器2和加法器2；加法器2输出的为补偿后的i路信号；加法1输出的为补偿后的q路信号。此处的i路信号和q路信号都为时域信号。乘法器1和乘法器2的乘法系数都为pdc。
在一些实施例中，所述方法还包括：
所述方法还包括：
在通信设备为发射部件时，依次利用所述频域补偿器、所述第二类时域补偿器和所述第一类时域补偿器对发射信号的失配进行失配预补偿；
和/或，
当通信设备为接收部件时，依次利用所述第一类时域补偿器、所述第一类时域补偿器及所述频域补偿器对接收信号进行失配补偿。
在本实施例中所述通信设备可包括发射部件和接收部件，发射部件为发送无线信号的通信终端；所述接收部件为接收无线信号的通信终端。
图11所示为本实施例提供的一种发射部件对发射信号的处理示意图；图12所示为本实施例提供的一种接收部件对接收信号的处理示意图。
在发射部件中，由于补偿发生在失配现象之前，因而将该补偿称为失配预补偿。补偿的顺序是先在频域上对第一类失配进行预补偿，信号经过ifft模块之后转为时域，在时域上使用第二类时域补偿器预补偿第二类失配，使用包括fir滤波器的第一类时域补偿器预补偿幅度失配。在进行数模转换adc后，经过模拟滤波器和混频器的失配，发射出的信号将呈现无失配的状态。
在接收部件中，各iq失配补偿器的位置以及模拟器件的相对位置。补偿机制处在失配现象发生之后，其顺序为先在时域上使用包括fir滤波器的第一类时域补偿器补偿幅度失配，然后在时域上的第二类时域补偿器补偿第二类失配，信号经过fft模块后变为频域，在频域上对第一类失配进行补偿。
在一些实施例中，所述方法还包括：
根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。
使能对应的补偿器，是使对应的补偿器处于工作状态，去使能是使对应的补偿器处于不工作状态。在本实施例中根据所述预定类型失配参数，来使能或去使能对应的补偿器，可包括当所述预定类型失配参数表征的失配参数小于预定阈值时，就可以去使能对应的补偿器，否则使能对应的补偿器进行相应的补偿。
例如，由于在本实施例中采用3个分离设置的补偿器对4种失配进行补偿，本发明结构允许采用使能开关的方式，对3个补偿器中的任意一个进行使能或者关断，如图13所示。其中1201至1203分别代表频率补偿器、第二类时域补偿器、第一类时域补偿器。可设置3个补偿器使能开关1204至1206分别控制这三个补偿器，若选择不使能则绕过该补偿器进行下一步操作。由于iq失配是工艺偏差造成的，生产上只能控制iq失配的上限及良率，但iq失配的具体值对于每个产品都是不同的。因而在补偿准备阶段，如果估计出的某一类失配参数较小(如以256-qam映射方式为例，要求evm不大于45db，此时如果第一类和第二类失配的合作用小于0.2度，或第三类和第四类失配的合作用小于-53db)，即可关断相应的补偿器，使信号流绕过该补偿器直接进入下一环节。该功能具备2个优点：其一是可节省所关断补偿器的功耗，其二是本发明中在频域上对第一类失配的补偿的一个建立前提是基带ofdm信号频谱以零频点为中心左右对称，该要求对于大部分协议都是满足的，对于某些特殊协议不满足上述条件的前提下，可以直接关断第一类失配的频域补偿器，此时仍可以使用后续时域上的各补偿器。
总之，在本实施例中，频域补偿和时域补偿都设有使能开关，一方面可节省所关断补偿器的功耗，另一方面可以避免频域补偿方式对不是以零频为中心的基带信号的影响。
如图14所示，本实施例提供一种射频通信系统的iq失配补偿装置，，包括：
获取单元110，用于获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；
获得单元120，用于根据所述交互结果，获得预定类型角度失配参数；其中，所述预定类型失配参数包括频率依赖性角度失配参数；
确定单元130，用于依据如下公式确定对所述频率依赖性角度失配参数进行失配补偿的频域补偿器；
y(w)＝x(w)-jp(w)*x*(-w)
y(-w)＝x(-w)+jp(w)*x*(w)
其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性角度失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号；
补偿单元140，用于利用所述频域补偿器，对所述频率依赖性角度失配参数进行频域补偿。
在本实施例中，所述获取单元110、获得单元120、确定单元130及所述补偿单元140可对应于处理器或处理电路等。所述处理器可包括中央处理器cpu、微处理器mcu、数字信号处理器dsp、可编程阵列plc、应用处理器ap等各种处理器。所述处理电路可包括专用集成电路。
所述处理器或专用集成电路可通过执行预定指令，完成上述功能；从而，简便确定出第一时域补偿器。这里的确定所述第一时域补偿器，可包括确定出第一时域补偿器的结构和结构参数。这里的结构可包括组成器件、组成器件之间的连接结构；所述结构参数可包括前述的抽头系数，可以简便的完成至少是iq失配中的频率角度失配补偿。
在本实施例中所述装置确定出的频域补偿器可如图6所示。
在一些实施例中，所述获得单元110，用于获取频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配的合作用失配参数；
所述确定单元130，还用于依据通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应fir滤波器的抽头个数；根据所述抽头个数，确定所述fir滤波器中依次串联的d触发器的个数；依据所述d触发器的个数确定所述fir滤波器对输入信号的延迟时间；确定与所述fir滤波器并联的延时器；根据所述合作用失配参数，确定所述fir滤波器的各个所述抽头的抽头系数；所述补偿单元130，还用于利用所述第一类时域补偿器对对所述频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿。
在本实施例中提供的装置，还通过第一类时域补偿器，对第三、四类失配进行失配补偿。
例如，所述确定单元130，具体用于当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
依据如下公式确定所述抽头系数；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
在本实施例中所述确定单元130确定的出第一类时域补偿器的fir滤波器的结构可如图8所示。
在一些实施例中，所述确定单元130，用于当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
依据如下公式确定所述抽头系数；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
在本实施例中所述确定单元130确定出的所述第一类时域补偿器的fir滤波器可如图9所示。
在一些实施例中，所述预定类型失配参数还包括：常数性角度失配参数；所述确定单元130，还用于确定第二类时域补偿器；所述补偿单元140，还用于利用所述第二类时域补偿器补偿所述常数性角度失配参数对应的常数性角度失配。图9所示的为本发明实施例提供的一种所述第二类时域补偿器的结构。在本实施例中通过第二类时域补偿器，还可以对第二类失配进行补偿，更好的实现iq失配的补偿。
在一些实施例中所述补偿单元140，具体在通信设备为发射部件时，依次利用所述频域补偿器、所述第二类时域补偿器和所述第一类时域补偿器对发射信号的失配进行失配预补偿；和/或，当通信设备为接收部件时，依次利用所述第一类时域补偿器、所述第一类时域补偿器及所述频域补偿器对接收信号进行失配补偿。发射部件是用于向接收部件发送信号的，在发射部件内传输的在本实施例中称之为发射信号；接收部件是用于接收信号的，在接收部件内传输的信号称之为接收信号。在本实施例中根据发射信号和接收信号的传输，依次利用前述实施例中确定的补偿器进行补偿，可以确保补偿精度高的特点。
在本实施例中，所述补偿单元140，还用于根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。
在信号传输的过程中，可能会出现有些失配现象其实很小的特点，在本实施例中会根据预定类型失配参数，使能或去使能对应的补偿器，这样就可以将解决失配很小，但是依然进行失配补偿导致的处理复杂以及信号处理延时大的问题。
本实施例提供一种补偿设备，所述补偿设备包括用于补偿频率依赖性失配参数进行频域补偿的频域补偿器。
如图6所示，所述频域补偿器包括：第一加法器、第二加法器、第一乘法器及第二乘法器；所述第一加法器与所述第一乘法器连接；所述第二加法器与所述第二乘法器连接；所述第一乘法器，用于计算-jp(w)*x*(-w)；所述第二乘法器，用于计算jp(w)*x*(w)；所述第一加法器，用于计算x(w)-jp(w)*x*(-w)，得到y(w)；所述第二加法器，用于计算x(-w)+jp(w)*x*(w)，得到y(-w)；其中，所述w为正交频分复用ofdm基带中包含的正半频的子载波序号；所述y(w)和所述y(-w)为补偿后的频域信号；所述x(-w)和所述x(w)为补偿前的频域信号；所述p(w)为在子载波序号为w的所述频率依赖性失配参数；所述x*(w)为所述x(w)的共轭复数；所述x*(-w)为所述x(-w)的共轭复数；所述j表示虚部符号。
在本实施例中仅利用两个加法器和两个乘法器，就完成了对第一类失配的补偿，具有补偿简单且补偿精效果好的特点。
在一些实施例中，所述补偿设备还包括用于对频率依赖性幅度失配和常数性幅度失配进行补偿的第一类时域补偿器；
所述第一类时域补偿器包括：
有限冲击响应fir滤波器；
延时时间等于所述fir滤波器对输入信号的延时时间的延时器；所述延时器与所述fir滤波器并联；
所述fir滤波器包括多个依次串联的d触发器；所述d触发器的个数是依据所述fir滤波器的抽头个数确定的；所述抽头个数为依据所述通信设备的采样率与正交频分复用ofdm数据带宽之间的关系确定的；
所述抽头的抽头系数是所述频率依赖性幅度失配和所述常数性幅度失配的合作用失配参数确定。
例如，当所述采样率与所述ofdm数据带宽相同时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；
5个所述抽头系数是依据如下公式确定的；
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
图8所示为包括5抽头的第一类时域补偿器的fir滤波器的结构。
又例如，当所述采样率与所述ofdm数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；
9个所述抽头系数是依据如下公式确定的；
h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0
其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；
所述w表示ofdm数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用失配参数；所述n为所述ofdm基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用失配参数；所述g(n)为子载波序号n对应的频率上的合作用失配参数。
图9为本实施例提供的一种第一类时域补偿器的fir滤波器的结构。
在本实施例中，所述补偿设备还包括对常数性角度失配进行补偿的第二类时域补偿器。第二类时域补偿器可如图10所示。
如图13所示，所述补偿设备包括使能开关；所述使能开关，用于根据所述预定类型失配参数，使能或去使能所述频域补偿器、第一类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。通过使能开关的设置，可以在某一个或多个失配较小时，去使能对应的补偿器，从而简化补偿步骤，降低信号处理的时延。
本实施例提供一种通信设备，前述任意技术方案提供的补偿设备。本实施例所述通信设备可为发射部件和/或接收部件。发射部件的结构可如图11所示，接收部件的结构可如图12所示。利用本实施例提供的通信设备进行通信，具有iq失配的补偿效果好的特点。
以下结合上述任意实施例提供几个具体示例：
示例一：
如图15所示，本示例提供一种iq失配补偿方法包括：校准准备阶段和实时补偿阶段。
所述校准准备阶段包括
步骤201：测试信号控制器扫描频点；
步骤202：发射但因iq两路测试信号；
步骤203：对射频自反馈链路进行角度偏移；
步骤204：解析达到幅度失配和角度失配；
步骤205：将角度失配区分为第一类失配和第二类失配；
步骤206：使用第一类失配参数配置到频域补偿器；
步骤207：使用第二类失配参数配置到时域上的第二类时域补偿器；
步骤208：使用幅度失配参数设计fir滤波器的抽头系数；
步骤209：将fir滤波器的抽头系数配置到fir滤波器中。
这里的第一类时域补偿器、第二类时域补偿器及频域补偿器为通信系统中设备，通过执行预定操作完成的自动设计。
所述实时补偿阶段包括：
在发射部件中的补偿方法依次包括：
步骤210：在频域上使用频域补偿器补偿频率依赖性角度失配；
步骤211：在时域上补偿常数角度失配；
步骤212：在时域上用fir滤波器补偿幅度失配。
在接收部件中的补偿方法依次包括：
步骤213：在频域上补偿频率依赖性角度失配；
步骤214：在时域上补偿常数角度失配；
步骤215：在时域上用fir滤波器补偿幅度失配。
示例二：
场景1：ofdm映射方式为256qam，子载波间隔为0.3125mhz，数据带宽为80mhz，ofdm基带以零频为中心。模拟低通滤波器极点偏移2％，混频器角度失配4度，混频器幅度失配0.5db，数模转换器和模数转换器的采样率等于80mhz。
按照图15所示流程进行实施。在系统上电后，不能直接进行正常通信，而是进入系统启动状态，需要完成若干上电复位及校准工作，其中包括iq失配的校准准备工作。准备工作从201持续到209，也可将它们分成两个大步骤，其一是从201到204，完成的是iq失配参数的估计工作，其二是从205到209，是将iq失配参数作为输入完成各补偿器的系数计算。在失配参数估计阶段，先给频率控制器配置需要扫描的ofdm子载波频点(201)，一般设置为所有的通信用子载波都扫描，在本实施例中设置为0.3125mhz～40mhz，以0.3125mhz为间隔，共有128个频点。配置完成后在控制器指导下由发射部件产生单音iq测试信号(202)，频率为之前配置过的其中一个频点。该单音信号将经过图3所示整个路径，并在302中进行失配参数的估计。对于1～128号频点中的任意一个的失配估计都需要发送4次单音测试信号，具体可为：第一步发射单音正频率信号，途经的角度偏移器偏移为0度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r1(w)以及该频点的镜像频点响应值r1(-w)。第二步发射单音镜像负频率信号，途经的角度偏移器偏移为0度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r2(w)以及该频点的镜像频点响应值r2(-w)。第三步(403)发射同频率单音正信号，途经的角度偏移器偏移为90度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r3(w)以及该频点的镜像频点响应值r3(-w)。第四步(发射镜像负频率信号，途经的角度偏移器(301)偏移为90度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值r4(w)以及该频点的镜像频点响应值r4(-w)。
最终利用前述任意公式计算抽头系数，设计第一类时域补偿器、第二类时域补偿器及频域补偿器，最终形成如图11和图12所示的接收部件和发射部件。在本示例中所述第一类时于补偿器可为7抽头的时域补偿器。
示例三：
场景2：ofdm映射方式为256qam，子载波间隔为0.3125mhz，数据带宽为40mhz，ofdm基带数据全部在正频率上，不以零频为中心。模拟低通滤波器极点偏移0.2％，混频器角度失配4度，混频器幅度失配0.5db，数模转换器和模数转换器的采样率等于160mhz。
实施细节：基本的流程同场景1一致。也是在上电初始化状态进入校准准备流程，包括失配参数估计流程和补偿器参数计算流程，完成后可切换至正常通讯状态。实施上的不同之处在于以下几点：
由于ofdm基带数据全部在正频率上，不以零频为中心，如果使用频域补偿会将信号补错，因而此时第一类失配的频率补偿器需要关断。只需将图12中的1204处的使能开关设为“不使能”，从而使信号绕过该补偿器，直接进入时域。并且由于本实施例场景中模拟低通滤波器极点偏移0.2％，比实施例1中偏移2％要小得多，因而绕过频域补偿对于最终的补偿效果损失并不大。
最终利用前述任意公式计算抽头系数，设计第一类时域补偿器、第二类时域补偿器及频域补偿器，最终形成如图11和图12所示的接收部件和发射部件。在本示例中所述第一类时于补偿器可为9抽头的时域补偿器。
示例四：
场景3：ofdm映射方式为16qam，子载波间隔为0.3125mhz，数据带宽为20mhz，ofdm基带以零频为中心。模拟低通滤波器极点偏移2％，混频器角度失配4度，混频器幅度失配0.5db，数模转换器和模数转换器的采样率等于160mhz。
实施细节：基本的流程同场景1一致。也是在上电初始化状态进入校准准备流程，包括失配参数估计流程和补偿器参数计算流程，完成后可切换至正常通讯状态。实施上的不同之处在于以下几点：
分析该场景的特点是带宽仅为场景1的四分之一。对于极点偏差较大的模拟低通滤波器，大的偏差主要体现在高频处，不论该滤波器的设计通带是20mhz还是40mhz及以上，其对于20mhz以内信号的影响均较小。由于输入信号本身带宽仅20mhz，根据上面的分析，该信号通过模拟滤波器时受到的影响较小，此时可以认为整个链路的失配特征仅存在第二类失配和第四类失配，因此在补偿时可以关闭频域补偿器，只需将图13中的1204处的使能开关设为“不使能”，从而使信号绕过该补偿器，直接进入时域。值得注意的是，此时如果仍打开频域补偿，总体补偿效果将不变或提高，不会发生恶化。
根据上面的分析，第三类失配也不存在，此时可以使用简化的幅度补偿器，即将fir滤波器简化为单抽头形式。由于本场景中采样率等于160mhz，依据本发明内容，应使用图9所示fir滤波器结构。简化体现在图9中h(1)和h(3)均不用计算，可直接置为0，仅需要依据如下公式计算h(5)。抽头系数的计算可以参见前述实施例，在此就不重复了。失配参数的估计方面，可以选择扫描0.3125mhz～20mhz频点，以0.3125mhz为间隔，共64个频点。也可以仅扫描位置在0～10m之间的一个频点，此时h(5)将无需计算，直接使用扫描结果g(k)即可，g(k)指幅度失配参数在k频点上的估计值，k是0～10m之间以0.3125mhz为间隔的一个频点的序号。
示例五：
场景5：ofdm映射方式为256qam，子载波间隔为0.3125mhz，数据带宽为80mhz，ofdm基带以零频为中心。模拟低通滤波器极点偏移1％，混频器角度失配4度，混频器幅度失配0.5db，数模转换器和模数转换器的采样率等于80mhz。
实施细节：基本的流程同场景1一致。也是在上电初始化状态进入校准准备流程，包括失配参数估计流程和补偿器参数计算流程，完成后可切换至正常通讯状态。实施上的不同之处在于：
分析该场景的特点是模拟低通滤波器极点偏移较小，此时可以认为第一类失配和第三类失配都较小。由于ofdm基带以零频为中心，因而虽然第一类失配较小，但使用频率补偿依然适用并可获得相应增益，因此实施中应仍保留对第一类失配的频域补偿。而对于第三类失配，它与第四类失配共同使用fir滤波器进行补偿，其结构如图8所示。fir滤波器的抽头数与滤波器的频率变化复杂度相关，由于模拟低通滤波器极点偏移较小，滤波器的频率变化较缓，可以近似看成一个常数。fir滤波器的抽头系数的计算可参见前述的实施例，此处就不再重复了，本例中是0～127，g(w)指幅度失配参数在w频点上的估计值。式中n是指ofdm系统中总的子载波个数(包括有用子载波和无效子载波)的一半，所谓总的子载波个数一般表现为fft(快速傅里叶变换)或ifft(快速逆傅里叶变换)的点数，本例中n＝128。
本申请实施例提供的射频通信系统的iq失配补偿方法，可主要应用于发射信号以零频点为中心频点的频域补偿，若当前发射信号并非以零频点为中心频点，则可以通过旁路开关，将本实施例提供的频域补偿器旁路掉，从而不用频域补偿器进行补偿。当然，若模拟低通如果不是零频点中心的，我都找理由用开关旁路掉了。
此外，模拟低通滤波器极点偏移小的话可以不进行频域补偿。这里的模拟低通滤波器极点偏移小即频率依赖性失配参数很小，例如，当所述频率依赖性角度失配参数小于0.5度或频率依赖性幅度适配参数小于0.1db时，可认为所述频率依赖性失配很小。
与此同时时，第三个条件：窄带也可不进行频域补偿。同样可以通过旁路开关，对频域补偿器进行旁路处理，从而不进行频域补偿。这里的窄带可为小于预设带宽的频带，例如，小于40m或80m的带宽。
此外，针对频域补偿器中的fir滤波器，在频域依赖性很小时，所述fir滤波器的抽头为1，且抽头系数也为1。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的各组成部分相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，设备或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性的、机械的或其它形式的。
上述作为分离部件说明的单元可以是、或也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是、或也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，也可以分布到多个网络单元上；可以根据实际的需要选择其中的部分或全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理模块中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：移动存储设备、只读存储器(rom，read-onlymemory)、随机存取存储器(ram，randomaccessmemory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
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