一种基于相位敏感放大的多路MPSK信号再生方法与流程

本发明属于光纤通信中的全光信号处理领域，尤其涉及一种在波分复用(wdm)系统中的基于相位敏感放大的多路mpsk信号再生方法。

现有技术

随着目前互联网通信业务的指数增长，对信息传递的速度以及通信容量的需求大幅度上升。考虑到光纤通信系统高速、高带宽、长传输距离的特性，目前被广泛应用于通信网络中。传统的光纤通信系统存在“光-电-光”的转换，速度受限于“电子瓶颈”。而全光信号处理过程旨在利用全光的方法来对信号进行处理，避免“光-电-光”的转换过程，完全消除“电子瓶颈”的限制。但信号在光纤中传输时，会受到色散、损耗、非线性效应等因素的影响，使得信号质量变差，并且越高级的调制格式，由于信号在星座图中的欧氏距离更近，抗噪声能力变弱，就更容易受到链路中产生噪声的影响。因此，为了保证信号的传输质量，需要对信号进行再生，使劣化的信号得到恢复。考虑到目前广泛应用于光网络中的wdm系统，由于多路光波同时传输，加剧了信道间的非线性效应，使各路信号都更容易受到旁路信号的影响。因此，对于多路mpsk信号同时再生技术的研究显得尤为重要且十分必要。

四波混频属于非线性效应中的光学参量过程，它是光纤介质三阶极化作用产生的一种光波间耦合效应，是因多个光波相互作用而导致在某些波长上产生所谓混频产物，可以产生多种参量效应。利用四波混频，可以实现在信号频率处产生与之具有固定相位关系的谐波来相干叠加实现干涉相长，从而实现放大信号特定的相位点，同时压缩其他的相位点，即所谓的相位敏感放大。利用此种方法，可以实现mpsk信号的相位再生。而在wdm系统中，当信道间距与光纤色散足够小且满足相位匹配时，四波混频将成为非线性串扰的主要因素。

针对目前多波长再生技术中存在的各种问题，有研究者提出了解决方案：

2011年的opticsexpress，第19卷，26期，938-945页，sygletoss等人利用传统相位敏感放大器(psa)结构，实现了两路dpsk信号的同时再生；随后在2014年ecoc，他们又以同样的结构实现了两路qpsk信号的同时再生。当信号数量较少且再生信号的阶次较低时，如bpsk信号、qpsk信号，使用此种方案可以看到较为明显的再生效果。但当信号数量增多时，使用该方案不可避免的会带来较多的非线性串扰，严重影响再生效果。同时若是信号阶次继续增大，高次谐波的获得也会成为该方案的一个瓶颈。

2015年ecoc，p.guan等人利用光学傅立叶变换(oft)过程将wdm信号转换成otdm信号，实现了四路bpsk信号的同时再生。使用此种方法非常巧妙的将频域中的多路信号转换为一路，会大大降低再生过程中多路信号的非线性串扰。但是，随着信号数量的增加，转换后频域上的一路信号会发生频谱展宽，恶化再生效果。同时，对于高级调制格式的信号，并没有验证此种方法的可行性。

2016年的ieeephotonicstechnologyletters，第28卷，8期，845-848页，parmigianif等人利用偏振辅助相位敏感放大(pa-psa)结构实现了六路bpsk信号的同时再生。通过矢量psa，在信号频率处产生与信号偏振态正交的共轭谐波，再利用偏振片将信号与其共轭谐波的偏振态调整一致，从而实现再生。由于偏振态相互正交的信号并不会发生非线性效应，故利用偏振可以有效降低光纤中的非线性串扰。但偏振并不易控制，且最后利用偏振片将信号与谐波的偏振态调整一致时会损失信号功率。

综上所述，虽然目前基于多路信号再生技术已经提出了几种相应的解决方案，但也都存在各自的局限，而且基本都处在对于多路bpsk信号同时再生的研究，鲜有对于qpsk乃至更高级调制格式信号的研究。考虑到现有多波长同时再生技术存在的各种问题，本发明提出了一种基于相位敏感放大的多路mpsk信号再生的方法。

技术实现要素：

本发明提供一种在wdm系统中对多路mpsk信号再生处理的方法，旨在于解决原有再生过程中由于非线性介质中的多路信号影响带来的串扰、再生效果不好调节等问题。改进后的方法实现简单、便于根据不同的噪声环境调节信号谐波功率比以达到更好的再生效果，满足相位敏感放大的要求，同时完全消除了相干叠加过程的非线性串扰。

为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种基于相位敏感放大的多路mpsk信号再生方法，包括以下步骤：

步骤1、将输入的多路信号两两分组，设置成对信号与泵浦间的频率间隔；

步骤2、选取谐波阶次，利用公共泵浦对称作用，在不输入原始信号的前提下，同时通过二次四波混频产生多路信号共轭(m-1)次谐波。

步骤3、将所述共轭(m-1)次谐波与第一次四波混频滤出的信号混频即可相干叠加实现相位再生。

作为优选，步骤1具体为，各对频率间隔固定的两路mpsk信号，通过将泵浦放置在外侧并合理设置各路信号与泵浦的频率间隔，使满足δf＝(m-1)(δ1+δ2)，其中，δ1为一路信号与泵浦的频率间隔，δ2为另一路信号与泵浦的频率间隔；以此来保证两路信号的m次谐波产生在同一频率处，同时通过设置δ1≠δ2来避免两路信号间的非线性串扰。

作为优选，步骤2具体为：首先，选取第一次四波混频产生的一系列谐波中各信号的次谐波作为下次四波混频的泵浦，次谐波作为下次四波混频的信号，次谐波与次谐波对于四波混频来说处在相同的阶次，故可以实现用最小的代价来获得共轭(m-1)次谐波；其次，将两对次谐波与次谐波以及它们的公共泵浦输入同一根高非光纤，利用公共泵浦对称作用，第二次四波混频在各路信号的原始频率处产生共轭(m-1)次谐波，有效避免了强功率的泵浦与泵浦间作用带来的非线性串扰，同时还避免了在非线性介质中直接相干叠加实现再生。

本发明方法旨在避免再生阶段中的非线性串扰，同时用于实现精确控制信号光与-(m-1)次谐波的功率比以优化再生效果，能够获得更长传输距离的相位再生，适用于多进制数字相位调制(mpsk)信号的再生处理领域。

附图说明

图1再生器谐波产生过程的频率关系图，其中，(a)为初次四波混频的频率关系，(b)为利用公共泵浦再次四波混频的频率关系；

图2n路mpsk信号再生器结构图；

图3四路qpsk信号的再生装置图；

图4(a)为只有高斯白噪声时再生前与再生后的四路信号星座；

图4(b)为高斯白噪声和25°相位噪声下再生前与再生后的四路信号星座；

图5(a)为只有高斯白噪声时背靠背与四路信号再生后的误码率曲线；

图5(b)为高斯白噪声和25°相位噪声下背靠背与四路信号再生后的误码率曲线；

图5(c)为只有高斯白噪声时的背靠背、单路再生与四路再生(其中一路)的误码率输出曲线；

图5(d)为高斯白噪声和25°相位噪声下背靠背、单路再生与四路再生(其中一路)的误码率输出曲线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

考虑现有多波长再生技术中存在的各种问题，本发明提供一种多路mpsk信号再生方法，必须要处理好以下几方面的挑战：

1)介质中基于非线性效应产生新光波的不可控性。当输入两个或三个光波进入非线性介质中时，会发生一系列的非线性效应，包括自相位调制、交叉相位调制、四波混频等。同时，根据参与作用的不同光波以及新产生的光波位置，四波混频也有多种不同的分类。而且，新光波一旦生成，又会继续发生一系列的非线性效应。当不被需要的光波产生在需要的频率处时，会严重影响再生效果。尤其是在wdm系统中，输入的多光波之间的相互作用会大幅度增加相位再生过程的非线性串扰。本发明在谐波产生阶段利用双向传输来尽可能的避免不同方向之间光波的非线性作用，同时，在相干叠加阶段通过脱离非线性介质的环境来完全避免光波间的非线性作用。

2)与信号具有固定相位关系的谐波。实现相干相长的关键点是相干叠加的两光波之间满足干涉相长的相位关系，即同频率处的两光波之间的相位差满足因此，对于mpsk调相信号来说，在原始信号频率处叠加共轭(m-1)次谐波或(m+1)次谐波，即可实现相位敏感放大。本发明通过公共泵浦与次谐波与次谐波对称作用，由于对于四波混频来说，次谐波与次谐波处在相同的阶次，故可以用最小的代价实现共轭(m-1)次谐波的获得。

3)优化再生效果。通过调节信号光和与之相干叠加谐波的功率比，可以控制相干叠加的过程以达到相对较好的再生效果。尤其是对于不同的噪声环境，达到最优再生效果所需要的信号谐波功率比是不一样的。若是在非线性介质中谐波产生之后直接相干叠加实现再生，很难做到精确控制信号与叠加谐波的功率比。一般的方案是通过再生效果来调节输入非线性介质前信号与泵浦的功率比。但这种控制并不精确，而且需要分析非线性介质中的能量流向，考虑到介质中基于非线性效应产生新光波的不可控性，这种能量流向的分析是十分困难的。由于本发明在产生共轭(m-1)次谐波时没有输入原始信号，可以将信号与谐波分离，根据不同的噪声环境合理调节信号与谐波的功率比来优化再生效果。

4)多路信号再生过程中的非线性串扰。若是完全在非线性介质中实现再生，各路信号与各路泵浦间的非线性作用(包括自相位调制、交叉相位调制、四波混频等)是不可避免的，而且输入到非线性介质中的光波越多，由于各种非线性效应带来的非线性串扰就会越严重。本发明在产生共轭(m-1)次谐波时不输入原始信号，同时利用公共泵浦对称作用，既避免了强功率的泵浦与泵浦间的非线性串扰，又防止了共轭(m-1)次谐波一产生即与原始信号干涉实现再生，可以使干涉过程脱离非线性介质的环境，完全消除了相干叠加阶段的非线性串扰。

本发明提供一种基于相位敏感放大的多路mpsk信号再生方法，其主要思想是将输入的多路信号两两分组，在信号频率处产生共轭(m-1)次谐波时，利用公共泵浦对称作用且不输入原始信号，以此来达到分离谐波产生与相干叠加阶段，同时还消除了由于强功率的泵浦与泵浦相互作用产生的串扰。先在非线性介质中产生相干叠加阶段所需要的谐波，再将多路信号与各自的谐波混频完成相干叠加实现相位再生。下面从多路mpsk信号再生过程中的频率间隔设置、谐波选取、多路再生几个部分介绍。

1)频率间隔设置：

根据国际电联电信标准化部门(itu-t)规定，wdm系统中相邻信道间的间隔可为0.4nm(50ghz)或0.8nm(100ghz)。因此按照该专利提出的方案，两两分组后一对信号间的频率间隔应满足如下关系：

δf＝50n(1)

其中δf为一对信号间的频率间隔，n为正整数。

本发明在谐波产生过程各信号间的频率关系如图1所示。以一对mpsk信号(s1、s2)为例，需保证它们的m次谐波产生在同一位置，该位置即为产生共轭(m-1)次谐波时公共泵浦所放置的位置。

假设s1与泵浦p1之间的频率间隔为δ1，s2与泵浦p2之间的频率间隔为δ2。为了避免同时产生共轭(m-1)次谐波过程中两路信号间的串扰，需保证：

δ1≠δ2

(2)

同时，为了使它们的m次谐波产生在同一位置，需将p1、p2放置在外侧，p1与s1相邻，p2与s2相邻，且需满足如下频率关系：

δf＝(m-1)δ1+(m-1)δ2

(3)

结合公式(2)(3)，可以得到：

50n＝(m-1)(δ1+δ2)

(4)

2)谐波选取：

由图1所示的频率关系可以看出：通过合理设置两路信号以及信号与各自泵浦间的频率间隔，可以保证s1与s2的m次谐波产生在同一频率处。首先利用s1与p1、s2与p2级联四波混频产生一系列的谐波。

由于第二次四波混频需要在原始信号频率处产生它的共轭(m-1)次谐波，考虑到一个相对折中且最容易实现的方法，在第一次四波混频产生的一系列谐波中选取它们各自的次谐波与次谐波，并在它们公共的m次谐波位置放置公共泵浦p，如图1(b)所示。由于次谐波与次谐波对于四波混频来说处在相同的阶次，故可以实现以最小的代价来获得第二次四波混频的所需谐波。

利用选取的次谐波与次谐波和公共泵浦p对称作用，可以避免由于强功率的泵浦与泵浦作用带来的非线性串扰，同时也可以在s1与s2各自的信号频率处产生它们的共轭(m-1)谐波。

3)多路再生：

对于n路mpsk信号，本发明的再生器结构图如图3所示，由于在谐波产生阶段第二次四波混频产生共轭(m-1)谐波时并没有放置原始信号，因此不会直接在非线性介质中再生。我们可以滤出原始信号频率处的共轭(m-1)谐波，根据不同的噪声环境合理的调节谐波功率以达到相对较为理想的信号谐波功率配比，然后将多路mpsk信号与其对应的共轭(m-1)谐波同时混频即可相干叠加实现再生。

按照干涉原理，信号与谐波相干叠加后发生相干相长的条件为：

发生相干相消的条件为：

即再生之后会在0、2π/m、4π/m、6π/m等相位点发生干涉相长，在π/m、3π/m、5π/m、7π/m等相位点发生干涉相消，恰好满足mpsk信号相位压缩的条件。

由于所需谐波的产生必须要在非线性介质中利用四波混频效应发生，故谐波产生过程必须在非线性介质中发生；而相干叠加过程只需让具有固定相位关系的谐波与原始信号干涉即可实现再生，干涉过程并不一定需要非线性介质。本发明正好有效的利用了这一点，在四波混频产生共轭(m-1)次谐波时，并不输入原始信号，利用公共泵浦对称作用，可以实现同时在两路信号的原始频率处产生共轭(m-1)次谐波，将相干叠加阶段从谐波产生过程分离，并且完全脱离非线性介质的工作环境。相较于传统psa结构，不仅可以在避免泵浦与泵浦作用带来串扰的前提下，很好地利用相敏放大对多路mpsk信号实现同时再生，还可以完全避免相干叠加阶段的非线性串扰。

实施例1：

本实施例是基于如图3所示的装置图进行说明，以四路qpsk信号同时再生为例。本实施例选取的四路cw波，它们的频率分别是193.1thz、193.2thz、193.4thz、193.5thz，s1与s3为一组,s2与s4为另一组，它们之间的信道间隔均为300ghz。将它们复用之后调制上qpsk信号所携带的信息，即为wdm系统中的qpsk信号。

本实施例在第一次四波混频时将s1、s2前向传输，s3、s4后向传输。p1、p2放置在s1、s2的左侧，泵浦与信号的频率间隔为δ1；p3、p4放置在s3、s4的右侧，泵浦与信号的频率间隔为δ2。根据发明内容中的频率间隔关系：此时n＝6，m＝4。有如下频率关系：

50×6＝(4-1)×(δ1+δ2)(7)

即δ1+δ2＝100ghz，同时由于δ1≠δ2，令δ1＝45ghz，δ2＝55ghz。如此可以保证s1、s3以及s2、s4的四次谐波产生在相同的位置。

根据发明内容中的谐波选取规则：在第一次四波混频过后选取各路信号的次谐波、次谐波以及第一次四波混频滤出的原始信号(选取原始信号并不是为了接下来的四波混频，而是作为最后相干叠加的信号之一)。对应到qpsk信号，即选取共轭谐波与二次谐波，并在s1、s3的公共四次谐波频率处放置泵浦，对于s2、s4也是如此。然后将s1、s3的谐波及公共泵浦p复用起来前向传输，s2、s4的谐波及公共泵浦p′复用起来后向传输，再次输入高非光纤，通过四波混频效应，即可同时在s1、s2、s3、s4各自的原始信号频率处产生它们各自的谐波。

滤出各路信号的谐波，将它们与第一次四波混频滤出的原始信号混频即可相干叠加实现相位再生。下面从星座图和误码率两个方面来分析此实施例的再生效果。

图4(a)为只有高斯白噪声时再生前与再生后的四路信号星座；图4(b)为高斯白噪声和25°相位噪声下再生前与再生后的四路信号星座。单独分析图4(a)、图4(b)显示的各个星座图，可以发现在添加了同等强度的噪声下，四路信号再生后的星座都基本差不多，可以认为在该实施例中各路信号表现出基本一致的再生效果。对比分析图4(a)、图4(b)，可以发现，随着噪声强度的增大，再生前的信号质量已经劣化的十分严重，尤其是对于添加了高斯白噪声和25°相位噪声的情况，若不进行相位再生而继续在链路中传递信号，很容易造成误码，但经过再生之后，依旧能够将散开的信号压缩回原来的相位点。说明当噪声强度比较大时，对信号进行相位再生是十分必要的。

图5(a)为只有高斯白噪声时背靠背与四路信号再生后的误码率曲线，可以看出背靠背与四路经过再生后的信号误码率曲线基本一致，但还是要稍微差一些。图5(b)为高斯白噪声和25°相位噪声下背靠背与四路信号再生后的误码率曲线，可以看出此时背靠背的误码率已经表现得十分差了，当osnr设置的十分高时，误码率还达不到10^-2，但在25°相位噪声下，再生之后的四路信号依旧表现出较低的误码率。

同时，为了对比多路再生与单路再生的区别，将输入信号由四路减为一路，并按照同样的方案进行相位再生。如图5(c)、图5(d)所示，为不同噪声环境下背靠背、单路再生与多路再生(其中的一路)的误码率曲线图。图5(c)图为只有高斯白噪声时的误码率输出曲线，可以看出背靠背、单路再生、多路再生的误码率曲线相差不大，单路再生效果最好，多路再生次之，背靠背会差些，但三种情况误码率曲线的趋势表现都一致。图5(d)图为高斯白噪声和25°相位噪声下的误码率输出曲线，可以看出多路再生与单路再生的误码率曲线趋势依旧一致，都表现出较好的再生效果，但对于背靠背，随着osnr的增大，误码率曲线变化的十分慢，而且当osnr达到最大时，误码率也只有很小的改善，依旧表现得十分差。

综上，对于多路mpsk信号同时再生技术的研究是十分必要的，且利用本发明提出的方法来进行多波长同时再生对于各路信号均可以达到比较好的再生效果。