本发明属于光电子通信技术领域，更具体地，涉及一种基于RF导频的CO-OFDM系统相位噪声补偿方法。
背景技术：
光通信CO-OFDM系统中的子载波易受相位相关噪声干扰导致收端星座图的旋转与发散。相位噪声主要来自激光器线宽和链路非线性，由于CO-OFDM系统较长的符号长度和高的峰均功率比使得其传输性能更易受相位噪声劣化。如何高效地监测和补偿相位噪声是CO-OFDM系统的一个关键问题。
现有的基于子载波导频的方案通过频域加载的子载波获取星座符号的畸变，但只能估计整个OFDM符号周期内的平均相移误差(CPE)，对随时间快速变化的载波间干扰(ICI)噪声无能为力；而基于RF导频的方案通过射频导频与采样的同步提取获取瞬时的相位畸变信息，但其频谱效率不高，器件开销大，综合情况下的补偿性能往往受限。
技术实现要素：
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种基于RF导频的CO-OFDM系统相位噪声补偿方法和系统，其目的在于，收端在相干解调和模数转换后用数字低通滤波器提取射频导频，导频与发端比对并共轭后与信号相乘实现粗相位补偿；经粗补偿的信号通过FFT变换至频域做星座预判决；预判结果与粗补偿结果同时做时域分区；以预判结果为参考，对每个分区的粗补偿结果进行精细相位矫正，由此进一步提高了RF导频对抗非线性相移的能力。
为实现上述目的，本发明提供了一种基于RF导频的CO-OFDM系统相位噪声补偿方法，所述方法包括：
(1)将包含RF导频的OFDM时域信号xm,n进行数字低通滤波，得到导频时域信号
其中，hl为数字低通滤波器的离散脉冲响应；L为数字低通滤波器的相应点总数；m，n分别代表OFDM时域信号的符号序号和单个符号内的采样点序号；
(2)将导频时域信号和发端导频时域信号pm,n进行对比，得到预估相位噪声
再对取共轭，并与xm,n相乘得到粗补偿结果
其中，j代表虚数；
(3)对进行FFT变换，得到频域星座符号
其中，k表示子载波序号，N表示单个OFDM信号符号采样点数；
(4)对进行预判决后经IFFT反变换得到时域参考信号预判决采用星座距离最近原则，
其中，dec()表示预判决；
(5)分别对第m个符号的粗补偿结果和第m个符号的时域参考信号按采样顺序进行分区：
其中，NS表示分区的数量；
和的第q个分区展开具体为：
其中，S表示分区内采样点的数量，S＝[N/NS]，[]表示向下取整；
(6)以为参考，基于最小二乘原则估算的分区相位误差
其中，*表示共轭转置；-表示复共轭；
再利用分区相位误差对分区做相位矫正，最终得到精补偿后的OFDM时域信号
按照本发明的另一方面，本发明提供了一种基于RF导频的CO-OFDM系统相位噪声补偿系统，所述系统包括粗补偿模块和精补偿模块：
所述粗补偿模块包括：
低通滤波单元，用于将包含RF导频的OFDM时域信号xm,n进行数字低通滤波，得到导频时域信号
其中，hl为数字低通滤波器的离散脉冲响应；L为数字低通滤波器的相应点总数；m，n分别代表OFDM时域信号的符号序号和单个符号内的采样点序号；
导频比对共轭单元，用于将导频时域信号和发端导频时域信号pm,n进行对比，得到预估相位噪声再对相位噪声取共轭；
乘法器，用于将输入的相位噪声的共轭和OFDM时域信号xm,n相乘得到粗补偿结果其中，j代表虚数；
所述精补偿模块包括：
FFT单元，用于对进行FFT变换，得到频域星座符号
其中，k表示子载波序号，N表示单个OFDM信号符号采样点数；
预判决单元，用于对进行预判决；所述预判决单元具体采用星座距离最近原则进行预判决；
IFFT单元，用于对预判决后的进行IFFT反变换得到时域参考信号其中，dec()表示预判决；
时域分区单元，用于分别对第m个符号的粗补偿结果和第m个符号的时域参考信号按采样顺序进行分区
其中，NS表示分区的数量；
和第q个分区展开具体为：
其中，S表示分区内采样点的数量，S＝[N/NS]，[]表示向下取整；
相位校正单元，用于以为参考，基于最小二乘原则估算的分区相位误差
其中，*表示共轭转置；-表示复共轭；
再利用分区相位误差对每个分区做相位矫正得到精补偿后的OFDM时域信号具体为：
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术特征及有益效果：
(1)本发明采用级联的二阶补偿结构，通过RF粗补偿和分区相位矫正相结合，相比现有的RF导频补偿方案，以较低的开销达到了优秀的补偿性能，同时低的器件要求也增加了补偿的通用性；
(2)本发明两阶段补偿都是在时域执行的补偿操作，对每个采样点都能记录瞬时的相位畸变，不存在建模误差，相比于子载波导频，其对载波间干扰ICI噪声补偿更加高效；
(3)本发明中采用分区相位矫正进一步对链路非线性导致的相位偏转进行了估计，相比纯粹针对激光器相位噪声进行补偿的现有方案，该方案还能缓解由链路非线性引入的相位畸变，提高了信号对总体相位损伤的耐受力。
附图说明
图1是本发明系统实施例的结构示意图；
图2为本发明实施例涉及结构在接收机所处位置
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明系统实施例结构如图1所示，包括粗补偿模块和精补偿模块。其中粗补偿模块包括时域采样输入1，数字低通滤波器2，导频比对共轭单元3，乘法器4，粗补偿结果输出5；精补偿模块包括FFT变换6，预判决单元7，IFFT反变换8，时域分区单元9，相位矫正单元10。
其连接结构如下：
粗补偿模块：时域采样输入1的第一个端连接至乘法器4作为其第一个输入，时域采样输入1的第二个端连接至数字低通滤波器2，数字低通滤波器2的结果发送给导频比对共轭单元3，其结果作为乘法器4的第二个输入，相乘后作粗补偿结果输出5；
精补偿模块：粗补偿结果输出5作为该模块输入，第一路信号依次通过FFT变换6，预判决单元7，IFFT反变换8后发送给时域分区单元9；粗补偿结果输出5的另一路直接发送给时域分区单元9；时域分区单元9的两组输出经过相位矫正单元10后得到精细补偿结果。
在本发明实施例中，工作时，粗补偿模块中，携带射频导频的时域采样输入1通过数字低通滤波器2提取得到导频信号，再经过导频比对共轭单元3获取相位噪声的共轭。共轭结果与时域采样输入1在乘法器4中相乘后获得粗补偿结果的输出5。
在粗补偿结果输出5作为精补偿模块输入，一路信号直接发送给时域分区单元9，另一路信号经FFT变换6至频域星座并经过预判决单元7执行预判决操作得到频域参考信号。将此参考信号通过IFFT反变换8至时域后发送给时域分区单元9。经时域分区单元9分区的参考信号和粗补偿信号一同送入相位矫正单元10进行分区矫正，最后输出经精细补偿的时域信号。
下面结合附图及具体实例对本发明进一步说明。本文将以总子载波数128，有效子载波数100，符号速率10GS/s，16QAM调制，数据速率29Gb/s且携带射频导频的CO-OFDM信号对本发明进行详细介绍。
如图2所示，信号光和本征光(收发端工作波长皆为1552.5nm，线宽500MHz)首先送入光相干探测器解调成IQ两路基带信号。对于基带信号，经采样后送入粗补偿模块，即图2中的RF导频初补偿。在此单元需先将IQ两路实信号合并为一路复数信号得到图1粗补偿模块中的时域采样输入1。之后，通过40MHz带宽的数字低通滤波器提取得到导频信号，经共轭后与原复数信号在乘法器4中相乘获得初补偿结果。此后，信号先进行同步、去循环前缀、串并转换、信道均衡、线性相位估计、频偏矫正等操作，其结果作为精补偿模块的输入，即图2中的精补偿。在此单元，输入信号分为两路，一路直接发送给时域分区单元9，另一路信号经128点的FFT变换6至频域星座并经过预判决单元7执行预判决操作得到频域参考信号，预判决使用距离最近原则。此后，将参考信号通过128点IFFT反变换8至时域后发送给时域分区单元9，在IFFT反变换中应严格按照发端的信号—子载波对应原则，其余位置统一零填充。在时域分区9中，这里取分区长度S为4，即32个分区进行分区操作。此后，在相位矫正单元10中计算得到每个分区的矫正相位并逐一矫正。最后，经过图2中的FFT、QAM映射、并串转换后即可得到输出的串型比特序列。
以上内容本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。