本发明涉及无线载波技术领域，特别是指一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置和方法。
背景技术：
近年来，为了满足第五代移动通信系统对容量和频谱效率显著提升的需求，大规模天线阵成为研究热点。大规模天线阵能够带来更大的分集增益和复用增益，从而能够大幅提升系统频谱效率。出于复杂度、功耗、成本等因素的考虑，大规模天线阵的实现通常采用混合波束成型器结构。
混合波束成形器由基带的数字波束成形器和射频端的模拟波束成形器构成，典型的混合波束成形器结构如图1所示。在基站侧，ns个数据流输入到数字预编码器(dbf:digitalbeamformer)，输出经过
以下行为例，为传输多个数据流，
传统混合波束成形器结构均假设采用窄带块衰落信道模型，因此用户接收信号可以表示为y＝hfrffbbs+n，其中y表示nr×1的接收信号，h表示nr×nt的信道，n表示加性高斯白噪声。用户接收到的信号经过模拟合并器和数字合并器合并得到
混合波束成形器的设计通常采用“两步走”的思路，即首先根据实际信道h设计发端模拟波束成形器frf和收端模拟合并器wrf，然后根据等效信道
需要说明的是，上述混合波束成形方案只是针对窄带通信系统而言，即单载波调制系统。实际的宽带通信系统通常采用多载波调制，如ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)即正交频分复用技术，实际上ofdm是mcm(multicarriermodulation，多载波调制)的一种。在ofdm系统中，基带处理主要在频域完成，而射频处理则是针对ifft(傅里叶反变换)之后的时域ofdm符号进行。因此在ofdm系统中引入混合波束成形技术之后，自然便形成了频域dbf与时域abf混合的结构。
相对于窄带通信系统的单载波而言，ofdm系统采用多载波调制。ofdm系统中混合波束成形的具体实现方案为，根据多个载波经历的信道计算等效信道，设计与单载波系统相同的符号级abf，然后设计子载波级dbf。如图2所示为ofdm系统混合波束成形结构，每个载波上的ns个流经过数字预编码后做k点傅里叶反变换(ifft)，然后加上循环前缀(cp)，过射频链路，通过相移网络与天线相连。用户侧多个接收天线通过相移器网络与射频链路相连，然后去除cp，做k点fft后做后续基带处理。因此用户的第k个载波上的基带待处理信号可以表示为
也就是说，上述ofdm符号级abf等效于对所有子载波采用同一向量实施模拟波束成形，如果不同子载波之间的相关性较弱，符号级abf处理会产生明显的容量损失。特别是对于ofdma系统，多个同时被调度的用户分别占用不同的子载波，各子载波之间的差异明显，符号级abf的性能下降将更为显著。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明的目的在于提出一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置和方法，实现子载波级abf，避免因子载波间相关性弱，差异较大的情况而引起的符号级abf性能下降。
基于上述目的本发明提供一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输方法，包括：
将信号p依次经过串并转换器、傅里叶反变换器、加循环前缀器和并串转换器后得到发送端时域样点序列
将
将每路信号发送滤波器的输出分别由nt个信号发送天线进行无线发送。
进一步，所述方法还包括：
通过nr个信号接收天线接收信号，并将nr个天线接收的信号分别经过nr个信号接收滤波器后叠加合并成信号r；
将信号r依次经过串并转换器、傅里叶变换器、去循环前缀器和并串转换器后得到接收端频域样点序列p'。
其中，所述信号发送滤波器是根据每个子载波各自的信道特性为其选择的波束成形向量确定的：
针对每个信号发送滤波器所连接的信号发送天线发送的子载波，确定发送端的最佳波束成形向量；
根据所述发送端的最佳波束成形向量确定出时域波束成形滤波器，作为所述信号发送滤波器。
其中，所述信号接收滤波器是根据每个子载波各自的信道特性为其选择的波束合并向量确定的：
针对每个信号接收滤波器所连接的信号接收天线接收的子载波，确定接收端的最佳波束合并向量；
根据所述接收端的最佳波束合并向量确定出时域波束合并滤波器，作为所述信号接收滤波器。
本发明还提供一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置，包括：位于基站侧的信号发送装置；其中，所述信号发送装置包括：
依次串接的串并转换器、傅里叶反变换器、加循环前缀器和并串转换器，用于将信号p转换为发送端时域样点序列
nt个信号发送滤波器，均与所述并串转换器的输出端相连接，用于将
nt个信号发送天线，分别连接于nt个信号发送滤波器，用于分别将各路信号发送滤波器的输出信号进行无线发送。
本发明还提供一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置，包括：位于用户侧的信号接收装置；其中，所述信号发送装置包括：
nr个信号接收天线，用于接收无线信号；
nr个信号接收滤波器，每个信号接收滤波器的输入端分别连接一个天线，各信号接收滤波器的输出端相互连接，用于将nr个天线接收的信号分别经过nr个信号接收滤波器滤波后叠加合并成信号r；
依次串接的串并转换器、傅里叶变换器、去循环前缀器和并串转换器，用于将信号r转换为接收端频域样点序列p'。
本发明实施例的技术方案中，信号在经由nt个信号发送天线进行无线发送之前，先并行经过nt个信号发送滤波器进行子载波级模拟波束成形，从而可以保证不同信道的子载波的符号级abf性能，从而有效提升系统的频谱效率。
而信号发送滤波器是根据每个子载波各自的信道特性为其选择的波束成形向量确定的，也就是说，针对每个子载波各自的信道特性为其选择最佳的abf向量后设计的信号发送滤波器可以最大限度的保证不同子载波信道的abf性能。
附图说明
图1为现有技术中窄带混合波束成形器结构；
图2为现有技术中ofdm系统混合波束成形器结构；
图3为本发明实施例提供的子载波级abf概念图；
图4为本发明实施例提供的一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置中位于基站侧的信号发送装置的结构图；
图5为本发明实施例提供的一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置中位于用户侧的信号接收装置的结构图；
图6为本发明实施例提供的一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输方法流程图；
图7为本发明实施例提供的确定信号发送滤波器方法的流程图；
图8为本发明实施例提供的确定信号接收滤波器方法的流程图；
图9为本发明实施例提供的瑞利衰落信道下子载波级abf与符号级abf频谱效率比较曲线图；
图10为本发明实施例提供的毫米波信道下子载波级abf与符号级abf频谱效率比较曲线图；
图11为本发明实施例提供的毫米波信道ofdma系统下子载波级abf与符号级abf频谱效率比较曲线图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合。
需要说明的是，本发明实施例中所有使用“第一”和“第二”的表述均是为了区分两个相同名称非相同的实体或者非相同的参量，可见“第一”“第二”仅为了表述的方便，不应理解为对本发明实施例的限定，后续实施例对此不再一一说明。
本发明的发明人考虑到，由于不同子载波上的信号经历的信道不同，而现有技术中的abf方案，等效于对所有子载波采用同一向量实施模拟波束成形，使得有些子载波上在采用同一向量实施模拟波束成形时，信号abf的性能下降显著。因此，在本发明的技术方案中，针对不同子载波分别做abf，即子载波级abf，相应的dbf也针对不同载波分别设计。也就是说，针对每个子载波各自的信道特性为其选择最佳的abf向量；从而避免因子载波间相关性弱，差异较大的情况而引起的符号级abf性能下降，并可以有效提升mimo(大规模多天线，multiple-inputmultiple-output)-ofdm系统的频谱效率。
下面结合附图详细说明本发明实施例的技术方案。
如图3所示为子载波级abf概念图，即考虑在ifft前对每一个子载波上的数据符号单独实施abf。记
在基于码本的波束搜索中，给定码本集合c＝{c1,c2,...,cm}，其中m为码本维度，βk∈c，从码本集合中选择能使子载波的信道容量最大的码本即为最佳码本。
为简化说明，仅考虑数字预编码后到一条射频链路的输出信号p＝{p1,p2,...,pk}(数字预编码后对每路输出信号的处理同下)。若对该路信号进行频域子载波级abf，则有如下表达式一：
其中，
其中，
由于ofdm系统在信号做ifft后要加循环前缀，所以信号qt与bk做循环卷积等价于信号qt加循环前缀器后得到的信号
基于以上分析，本发明实施例提供的一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置，可以包括位于基站侧的信号发送装置，进而还可以包括位于用户侧的信号接收装置。
其中，信号发送装置的结构如图4所示，包括：nt个信号发送滤波器405和nt个信号发送天线406，以及依次串接的串并转换器401、傅里叶反变换器402、加循环前缀器403和并串转换器404。
其中，依次串接的串并转换器401、傅里叶反变换器402、加循环前缀器器403和并串转换器404，用于将信号p转换为发送端时域样点序列
nt个信号发送滤波器405的输入端均与所述并串转换器404的输出端相连接，用于将
nt个信号发送天线406分别连接于nt个信号发送滤波器405的输出端，用于分别将各路信号发送滤波器405的输出信号进行无线发送。
信号接收装置的结构如图5所示，包括：依次串接的串并转换器503、傅里叶变换器504、去循环前缀器505和并串转换器506，以及nr个信号接收天线501、nr个信号接收滤波器502；进一步，还可包括基带处理单元(图中未标)。
其中，nr个信号接收天线501用于接收无线信号；nr为大于0的自然数。
每个信号接收滤波器502的输入端分别连接一个信号接收天线501，各信号接收滤波器502的输出端相互连接，用于将nr个信号接收天线501接收的信号分别经过nr个信号接收滤波器滤波后叠加合并成信号r；
依次串接的串并转换器502、傅里叶变换器504、去循环前缀器505和并串转换器506，用于将信号r转换为接收端频域样点序列p；
基带处理单元用于将p做其它基带处理，得到所需信号。
基于上述的基于子载波级模拟波束成形器的信号传输装置，本发明实施例提供的一种基于子载波级模拟波束成形器的信号传输方法，流程如图6所示，包括如下步骤：
s601：将信号p依次经过串并转换器、傅里叶反变换器、加循环前缀器和并串转换器后得到发送端时域样点序列
具体地，信号p向量对应k个子载波上的k个数据符号，在基站侧的信号发送装置中，通过依次串接的串并转换器401、傅里叶反变换器402、加循环前缀器403做完k点ifft并加循环前缀(假设循环前缀点数为kp个)后，形式上还是(k+kp)个符号并行；通过并串转换器404将其变成串行的(k+kp)点时域符号序列
s602：将
具体地，将并串转换器404输出的(k+kp)点时域符号序列
s603：将nt个信号发送滤波器405的输出分别由nt个信号发送天线406进行无线发送。
由信号发送天线406发送的信号在空间进行传输后，可通过如下步骤被信号接收装置接收并处理：
s604：通过nr个信号接收天线接收信号，并将nr个天线接收的信号分别经过nr个信号接收滤波器后叠加合并成信号r；
具体地，在用户侧，通过信号接收装置的nr个信号接收天线501接收信号，并将nr个信号接收天线501接收的信号分别经过nr个信号接收滤波器502后叠加合并成信号r。
s605：将信号r依次经过串并转换器、傅里叶变换器、去循环前缀器和并串转换器后得到接收端频域样点序列p'；
具体地，将信号r依次经过信号接收装置的串并转换器503、傅里叶变换器504、去循环前缀器505和并串转换器506后得到接收端频域样点序列p'。
s606：将p'做其它基带处理。
具体地，通过信号接收装置的基带处理单元507将p'做其它基带处理。
上述的nt个信号发送滤波器405是根据每个子载波各自的信道特性为其选择的波束成形向量确定的，具体流程如图7所示，包括如下步骤：
s701：针对每个信号发送滤波器405所连接的信号发送天线406发送的子载波，确定发送端的最佳波束成形向量。
本步骤中，针对每个信号滤波器所连接的信号发送天线406发送的子载波做波束搜索，为每一个子载波找出发送端的最佳波束成形向量。
具体地，在基于码本的波束搜索中，给定码本集合c＝{c1,c2,...,cm}，其中m为码本维度；对于第k个子载波，可以从码本集合中选择能使该子载波的信道容量最大的码本作为最佳码本，即第k个子载波在发送端的最佳波束成形向量βk∈c，k＝1,2,...,k。k为子载波个数。
s702：根据所述最佳波束成形向量确定出时域波束成形滤波器，作为所述信号发送滤波器。
具体地，将每一个子载波的最佳波束成形向量按如下表达式四所示排列：
进而，然后按行取ifft，如表达式五所示：
其中，βk为第k个子载波上的最佳波束成形向量，k＝1,2,...,k；k为子载波个数，f-1表示ifft；得到nt个时域波束成形滤波器，分别为
上述的nr个信号接收天线501可以根据如下方法设计，流程如图8所示，包括如下步骤：
s801：针对每个信号接收滤波器所连接的信号接收天线501接收的子载波，确定接收端的最佳波束合并向量。
具体地，在基于码本的波束搜索中，给定码本集合e＝{e1,e2,...,en}，其中n为码本维度；对于第k个子载波，可以从码本集合中选择能使该子载波的信道容量最大的码本作为最佳码本，即第k个子载波在接收端的最佳波束合并向量dk∈e，k＝1,2,...,k。k为子载波个数。
s802：根据所述最佳波束合并向量确定出时域波束合并滤波器，作为所述信号接收滤波器。
具体地，将每一个子载波的最佳波束合并向量按如下表达式六所示排列：
进而，然后按行取ifft，如表达式七所示：
表达式六、七中，
以下是针对本发明实施例的技术方案进行的仿真，仿真性能指标为频谱效率，参数配置如下表所示：
表一
瑞利衰落信道仿真结果如图9所示，毫米波信道仿真结果如图10所示。可以看出，在瑞利衰落信道下，信噪比为0db时，子载波级abf的频谱效率比传统符号级abf提升2.4倍；在毫米波信道下，信噪比为0db时，子载波级abf的频谱效率比传统符号级abf提升7％。可以看出瑞利信道下频谱效率提升巨大，而在毫米波信道下频谱效率提升不明显，这主要是因为毫米波信道下，不同子载波上的信道相关性比较强。
在ofdma系统中，要求不同的资源块分配给不同的用户，此时不同资源块上的信道彼此独立，毫米波信道下仿真的频谱效率曲线如图11所示。可以看出，在毫米波信道下，ofdma系统将1200个子载波平均分配给10个用户，信噪比为0db时，子载波级abf的频谱效率比传统符号级abf提升2.2倍。
由此可见，无论是对于瑞利衰落信道，还是毫米波信道，本发明提出的子载波级abf结构和方案相对于传统符号级abf都能有很大的频谱效率的提升。
因此，本发明实施例的技术方案中，信号在经由nt个信号发送天线进行无线发送之前，先并行经过nt个信号发送滤波器进行子载波级模拟波束成形，从而可以保证不同子载波信道的abf性能，从而有效提升系统的频谱效率。
而信号发送滤波器是根据每个子载波各自的信道特性为其选择的波束成形向量确定的，也就是说，针对每个子载波各自的信道特性为其选择最佳的abf向量后设计的信号发送滤波器可以最大限度的保证不同子载波信道的abf性能。
本技术领域技术人员可以理解，本发明包括涉及用于执行本申请中所述操作中的一项或多项的设备。这些设备可以为所需的目的而专门设计和制造，或者也可以包括通用计算机中的已知设备。这些设备具有存储在其内的计算机程序，这些计算机程序选择性地激活或重构。这样的计算机程序可以被存储在设备(例如，计算机)可读介质中或者存储在适于存储电子指令并分别耦联到总线的任何类型的介质中，所述计算机可读介质包括但不限于任何类型的盘(包括软盘、硬盘、光盘、cd-rom、和磁光盘)、rom(read-onlymemory，只读存储器)、ram(randomaccessmemory，随即存储器)、eprom(erasableprogrammableread-onlymemory，可擦写可编程只读存储器)、eeprom(electricallyerasableprogrammableread-onlymemory，电可擦可编程只读存储器)、闪存、磁性卡片或光线卡片。也就是，可读介质包括由设备(例如，计算机)以能够读的形式存储或传输信息的任何介质。
本技术领域技术人员可以理解，可以用计算机程序指令来实现这些结构图和/或框图和/或流图中的每个框以及这些结构图和/或框图和/或流图中的框的组合。本技术领域技术人员可以理解，可以将这些计算机程序指令提供给通用计算机、专业计算机或其他可编程数据处理方法的处理器来实现，从而通过计算机或其他可编程数据处理方法的处理器来执行本发明公开的结构图和/或框图和/或流图的框或多个框中指定的方案。
本技术领域技术人员可以理解，本发明中已经讨论过的各种操作、方法、流程中的步骤、措施、方案可以被交替、更改、组合或删除。进一步地，具有本发明中已经讨论过的各种操作、方法、流程中的其他步骤、措施、方案也可以被交替、更改、重排、分解、组合或删除。进一步地，现有技术中的具有与本发明中公开的各种操作、方法、流程中的步骤、措施、方案也可以被交替、更改、重排、分解、组合或删除。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。