无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法及系统与流程

本发明涉及一种时偏估计方法，尤其涉及一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法，并涉及采用了该无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法的时偏估计系统。

背景技术

正交频分复用ofdm技术由于其频谱利用率高、抗多径衰落能力强、传输可靠等特点，已经成为移动通信系统中最具竞争力的传输技术。ofdm采用正交子载波进行调制，对载波的正交性比较敏感，一旦正交性受到破坏，就会形成自干扰，性能严重下降。而符号同步误差会造成符号间干扰，破坏子载波的正交性，对系统影响较大，因此精确的符号同步十分重要。

目前已有的符号定时同步算法大致可分为两类，即数据辅助(da)算法或非数据辅助(nda)算法(即盲估计)。da算法又可以进一步分为两种，一是基于训练符号序列的方法，二是基于插入导频符号的方法，但这些方法都会降低数据速率，导致系统的频谱利用率下降。nda算法利用ofdm符号的结构，如基于虚拟子载波和循环前缀进行估计。基于虚拟子载波的盲估计，采用子空间算法时需要特征值分集，计算量大，实现较复杂；基于循环前缀的最大似然(ml)算法易受数据，噪声和信道的影响，算法的精度不高。

nb-iot(narrowbandinternetofthings，窄带iot)是一种基于蜂窝的窄带物联网技术，支持低功耗设备在广域网的蜂窝数据连接。nb-iot主要应用于低吞吐量、能容忍较大时延且低移动性的场景，如智能电表、遥感器和智能建筑等。nb-iot可直接部署于已有的gsm或lte网络中，即可复用现有基站以降低部署成本，实现平滑升级。

nb-iot上行链路定义了窄带物理层上行共享信道(npusch)和窄带物理层随机接入信道(nprach)。本专利申请主要涉及到npusch信道的符号定时同步。在nb-iot系统中，窄带物理上行共享信道(npusch)主要用来传输终端的数据信息和控制信息。nb-iot系统的上行发射带宽为180khz，并且上行同时支持3.75khz和15khz子载波间隔，多址方式为单载波频分多址(sc-fdma)；采用3.75khz的子载波间隔只支持单子载波调度，而15khz的子载波间隔同时支持单子载波和多子载波的调度。为更好适配3.75khz的子载波间隔，协议定义了新的长度为2ms的窄带时隙结构。如下图2和图3所示，一个无线帧包含5个窄带时隙，每个窄带时隙包含7个正交频分复用(ofdm)符号。

其中，图2和图3中的一个时隙的时频资源网格(包含个子载波和个sc-fdma符号)。对于δf＝15khz，一个无线帧的时隙编号为ns∈{0,1,…,19}，对于δf＝3.75khz，ns∈{0,1,…,4}，，

nb-iot上行链路引入了资源单元的概念，上行数据的调度和harq-ack信息的发送都是以资源单元为单位。一个资源单元定义为时域中个连续sc-fdma符号和频域中个连续子载波，其中和如下表所示：

npusch不同格式包含的资源单元和时隙数

由上表可知：对于singletonenpusch而言，如果使用一个3.75khz子载波间隔，则其ru在时域上的跨度为32ms；如果使用一个单一的15khz子载波，则其ru在时域上的跨度为8ms。

对于multi-tonenpusch而言，使用3个子载波时，其ru在时域上的跨度为4ms；使用6个子载波时，其ru在时域上的跨度为2ms；使用12个子载波时，其ru在时域上的跨度为1ms。

对于npuschformat2而言，如果使用一个单一的3.75khz子载波，则其ru在时域上的跨度为8ms，如果使用一个单一的15khz子载波，则其ru在时域上的跨度为2ms。

在nb-iot系统中，对于npuschformat1，物理上行共享信道每个时隙还有一个导频序列，即窄带解调参考信号(ndmrs，narrowdemodulationreferencesignal)。其中每两个相邻的ndmrs具有相同的传输时间间隔(相隔7个ofdm符号)。参考信号ndmrs主要用于物理上行共享信道的信道估计和时间、频率同步。

生产测试的时候，通常采用有线连接，将dut连接到无线综测仪。dut与无线综测仪是两个独立的系统，因此信号的发送延时以及adc的处理时间都会造成符号的时间偏移，如果直接对信号进行解调，会造成符号间干扰，影响子载波的正交性。因此在信号处理之前必须进行精确的符号定时同步。

考虑一个ofdm通信系统，发射机通过载波调制将基带信号进行上变频，然后在接收机通过使用相同的本地载波将信号进行下变频到基带。ifft和fft分别是发射机调制和接收机解调的基本功能。为了在接收机进行n点的fft，需要在ofdm符号周期内得到对发射信号的精确采样。换句话说，为了检测每一个(去cp后的)ofdm符号的起始点，必须执行符号定时同步，这样有助于获得精确的采样。假设时域上存在δ大小的时间偏移，则在采样率为fs的情况下，则会存在τ个采样点偏移τ＝δ·fs。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是需要提供一种能够获得更好的符号定时估计性能，并且具有一定的抗频偏效果的无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法，并进一步提供采用了该无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法的时偏估计系统。

对此，本发明提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法，包括以下步骤：

步骤s1，对获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据进行第一时偏估计，以获取数据的第一起始位置；

步骤s2，提取前后两部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第一时域数据和第二时域数据；

步骤s3，计算当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的相关值；

步骤s4，根据所述相关值判断最大相关值是否大于预设的门限值，直到最大相关值大于预设的门限值，则重新确认数据的第二起始位置。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s1中包括以下子步骤：

步骤s101，获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据；

步骤s102，通过双滑动窗功率检测进行第一时偏估计，进而获取数据的第一起始位置。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s2包括以下子步骤：

步骤s201，在本地产生窄带解调参考信号的频域调制数据，并且计算和记录所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号；

步骤s202，提取前面部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第一时域数据；

步骤s203，提取后面部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第二时域数据。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s201中，所述窄带解调参考信号的频域调制数据是否为单音信号，若是则根据所述窄带解调参考信号的频域复符号数据计算所述正负号；若否则将所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号的旋转标志位置1。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s201中，通过公式计算单音信号模式下所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号signndmrs(k1)，或，设置signndmrs(k1)＝1；其中，k1为窄带解调参考信号的下标索引，real()表示取复信号的实部，imag()表示取复信号的虚部，sndmrs(k)为所述窄带解调参考信号的频域复符号数据，0≤k≤nndmrs-1，nndmrs为窄带解调参考信号的单载波频分多址符号个数。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s202中，通过公式提取第一时域数据其中，n1为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为移位相关操作的长度索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个单载波频分多址符号的时域总长度，r为接收的时域数据。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s203中，通过公式

提取第二时域数据其中，n2为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为移位相关操作的长度索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个单载波频分多址符号的时域总长度，为本地ndmrs数据的正负号，r为接收的时域数据。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s3中，通过公式

计算当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的相关值其中pndmrsdata1和pndmrsdata2分别为当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的数值。

本发明的进一步改进在于，所述步骤s4包括以下子步骤：

步骤s401，计算τ＝τ+1；

步骤s402，判断τ是否大于nstart+ncorrlen-1，若否则返回步骤s2，若是则跳转至步骤s403；

步骤s403，使用公式搜索得到最大相关值，并将最大相关值与预先设置的门限值进行比较，若所述最大相关值大于所述门限值，则为时偏估计值；否则，则返回错误。

本发明还提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计系统，采用了如上所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：对获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据进行双滑动窗功率检测，得到粗略的起始位置，可以减少后面细分的时偏估计的计算时间长度；然后通过对前后两部分的窄带解调参考信号时域数据进行提取，再通过第一时域数据和第二时域数据的相关值来找峰值，以确定细分的时偏估计，在大频偏的情况下也能保证工作良好，进而能够获得更好的符号定时估计性能，并且具有一定的抗频偏效果；最后使得无线综测仪可以在较小的复杂度情况下更精确的对dut(被测设备)数据进行时偏估计，可以很好的满足生产测试的要求。

附图说明

图1是本发明一种实施例的工作流程示意图；

图2是窄带物联网的一种子载波间隔下的时隙结构示意图；

图3是窄带物联网的另一种子载波间隔下的时隙结构示意图；

图4是本发明一种实施例基于循环前缀的符号定时估计原理示意图；

图5是本发明一种实施例子载波间隔为15khz情况下窄带物理上行共享信道的时域结构图；

图6是本发明一种实施例产生本地正负号的旋转标志位的工作流程示意图；

图7是本发明一种实施例的详细工作流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。

本例先对术语进行解释：nb-iot(narrowbandinternetofthings)为窄带物联网；npusch(narrowbandphysicaluplinksharedchannel)为窄带物理上行共享信道；ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)为正交频分复用；da(dataaided)为数据辅助；nda(nondataaided)为非数据辅助；ml(maximumlikelihood)为最大似然估计；gsm(globalsystemformobilecommunication)为全球移动通信系统；lte(longtermevolution)为长期演进；sc-fdma(single-carrierfrequency-divisionmultipleaccess)为单载波频分多址。

假设发射机和接收机之间仅存在τ大小的定时误差，没有任何的相位噪声。则时域接收信号可以表示为：其中n＝1,2,…n为时域采样点的序号，k＝1,2,…,n为频域子载波序号，n为采样的个数，h[k]为每个子载波的频域信道参数，x[k]为发送的频域数据，z[n]为时域的信道高斯噪声。基于nb-iot系统的npusch信道的格式，一般使用的时偏估计技术有基于循环前缀(cp)的时偏估计和基于训练序列的时偏估计。

基于循环前缀的时域sto估计技术分析如图4所示，cp(循环前缀)是ofdm符号中一部分数据的副本。这就意味着cp(循环前缀)和相应的数据部分是相同的。而这种相同之处可以用于对sto的估计。如图4所示，b和b′分别表示cp的ng个采样和数据部分的ng个采样。注意，b和b′中的两个采样块完全相同，且两个采样块相隔nsub个采样。考虑两个滑动窗w1和w2。其间隔距离为nsub个采样。通过滑动窗w1和w2可以搜索两个窗内采样直接的相似度。当ofdm符号的cp落在w1内时，两个窗内的ng个采样块直接的相似度达到最大。利用这个最值点，可以识别sto。当w1和w2中两个采样块之间的差最小时，这两个块的相似度达到最大。所以，在两个窗内，通过搜索使(由ng个采样构成的)两个块之差取最小值所在的点，就能够估计出sto：

尽管这种技术简单，但是当接收系统中存在cfo时，其性能会下降。

另外一种基于训练序列的符号定时估计是利用下变频后的基带接收信号与本地存储的ndmrs序列做滑动互相关运算，相关峰值的位置用来确定系统的定时同步位置。

基于循环前缀算法的估计精度与循环前缀cp的长度有关，循环前缀cp长度越长估计精度越高。基于循环前缀的符号定时估计可以很好的适应信道的变化，但是循环前缀容易受到符号间干扰的影响，造成估计的准确度下降。由于npusch信道的sc-fdma符号的循环前缀相对比较短，其中还需要排除由于加窗等影响而不能使用的长度，因此使用循环前缀进行符号定时估计精度不高。实际蜂窝通信中，一般已经在ue随机接入的时候就已经进行了整个系统的时延估计，然后ue在发送信号的时候会进行发送时间调整，保证基站接收到的npusch信号在cp以内。但是在综测仪非信令测试模式下，没有进行ue同步和随机接入这些流程，但是又需要精确的进行时间偏移同步。

在这种情况下，本例针对无线综测模式下可以一次性获得一包完整的npusch(窄带物理上行共享信道)数据，将数据中的ndmrs信号(窄带解调参考信号)的序列提取出来，然后进行分组，再将两组ndmrs信号(窄带解调参考信号)进行符号定时估计，就可以获得更好的符号定时估计性能，并且具有一定的抗频偏效果。

因此，如图1和图7所示，本例提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法，包括以下步骤：

步骤s1，对获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据进行第一时偏估计，以获取数据的第一起始位置；

步骤s2，提取前后两部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第一时域数据和第二时域数据；

步骤s3，计算当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的相关值；

步骤s4，根据所述相关值判断最大相关值是否大于预设的门限值，直到最大相关值大于预设的门限值，则重新确认数据的第二起始位置。

本例所述步骤s1中包括以下子步骤：

步骤s101，获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据；

步骤s102，通过双滑动窗功率检测进行第一时偏估计，获得数据的第一起始位置。所述第一起始位置为粗起始位置，所述第二起始位置为精细起始位置。

更为具体的，npusch信道包含ndmrs序列，本例首先使用功率窗口检测获取信号的粗定时同步，即所述步骤s102的第一时偏估计，以得到粗略的起始位置，该步骤采用现有的双滑动窗功率检测即可实现；然后提取npusch信号的所有ndmrs序列进行后续步骤的细定时同步(更精确的时偏估计)。

假设接收到一包突发的npusch信号为r(t),0≤t<tp，其中tp为这一包信号的总时长。对接收到的信号进行下变频，adc采样等处理之后的数字基带信号为r(n),0≤n<np，其中np为待处理的基带数字信号总点数。

首先使用双滑动窗功率检测进行粗时偏估计，获得有用信号的粗起始位置nstart，该粗起始位置nstart为步骤s1所获得的起始位置。

接下来就是使用接收到的ndmrs信号进行细时偏估计，对于npuschformat1格式，假设子载波间隔为δf，时隙数为nslot，则根据如图5所示的时域结构图，ndmrs的sc-fdma符号个数为ndmrs＝nslot。对于npusch的singletone模式，ndmrs的频域数据只是绝对值相等，可能会存在异号的情况，因此转换到时域后每个ndmrs符号并不会存在很强的相关性。

因此针对singletone(singletone指的是单音信号，在singletone模式下，一个ndmrs频域符号数据对应时域的一个ndmrs的sc-fdma符号)情况下，首先在本地产生ndmrs频域调制数据，并且记录每个频域ndmrs数据的正负号。假设产生的本地ndmrs的频域复符号数据为sndmrs(k),0≤k≤nndmrs-1，则根据公式

获得ndmrs频域数据的正负号，其中

也就是说，本例所述步骤s2优选包括以下子步骤：

步骤s201，在本地产生窄带解调参考信号的频域调制数据，并且计算和记录所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号；

步骤s202，提取前面部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第一时域数据；

步骤s203，提取后面部分的窄带解调参考信号时域数据，得到第二时域数据。

如图6所示，本例所述步骤s201中，所述窄带解调参考信号的频域调制数据是否为单音信号，若是则根据所述窄带解调参考信号的频域复符号数据计算所述正负号；若否则将所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号的旋转标志位置1。

更为具体的，本例所述步骤s201中，通过公式

计算单音信号模式下所述窄带解调参考信号的频域调制数据的正负号signndmrs(k1)，其中，对于多音模式(multitone模式)下k1为窄带解调参考信号的下标索引，real()表示取复信号的实部，imag()表示取复信号的虚部，sndmrs(k)为所述窄带解调参考信号的频域复符号数据，0≤k≤nndmrs-1，nndmrs为窄带解调参考信号的单载波频分多址符号个数。

本例所述步骤s202中，通过公式提取第一时域数据其中，n1为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为移位相关操作的长度索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个单载波频分多址符号的时域总长度，r为接收到的时域数据。

本例所述步骤s203中，通过公式

提取第二时域数据其中，n2为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为移位相关操作的长度索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个单载波频分多址符号的时域总长度，代表本地ndmrs数据的正负号，r为接收到的时域数据。

更为具体的，本例定义两个变量用来分别提取接收信号的前后两部分的ndmrs时域数据，假设这两个变量分别为pndmrsdata1和pndmrsdata2。则pndmrsdata1数据可以表示为其中，nstart≤τ≤nstart+ncorrlen-1，0≤m≤totalsymlen-1。n1为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为移位相关操作的长度索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个sc-fdma符号的时域总长度。

则pndmrsdata2数据可以表示为

其中nstart≤τ≤nstart+ncorrlen-1，0≤m≤totalsymlen-1。n2为时隙号索引，m为当前时隙号的时域采样点索引，τ为定时偏移的索引，totalsymlen为包含循环前缀的一个sc-fdma符号的时域总长度。

值得一提的是，从上面的式子可以看出，对于pndmrsdata2的数据，需要根据本地存储的ndmrs符号标志位进行正负号的旋转。因此对于不同的τ，需要对pndmrsdata2每个时隙中的每个时域数据点进行一次符号旋转，这样在计算上比较的耗时。

通过实际分析可以发现，只要在满足ncorrlen<totansymlen的情况下，只需要在τ＝nstart，对pndmrsdata2的每个时隙的totalsymlen个时域采样点进行符号旋转，对于τ>nstart(不满足τ＝nstart就采用τ>nstart的方式)，只需要对新增加的一个点进行相位旋转即可，如图7所示，ncorrlen为最大的时偏同步点数，因此上式可以修改为：

其中τ＝nstart，0≤m≤totalsymlen-1。

其中nstart+1≤τ≤nstart+ncorrlen-1，m＝totalsymlen-1。

也就是说，对τ以及m的取值不同的条件下，对比两种方法，第一种方法总共需要的循环次数为：ncorrlen*nndmrs*totalsymlen/2，第二种方法总共需要的循环次数仅为为因此，对τ以及m的取值选取为τ＝nstart，0≤m≤totalsymlen-1或nstart+1≤τ≤nstart+ncorrlen-1，m＝totalsymlen-1时，可以节约算法耗时。该处的τ为移位相关操作的长度索引，m为当前时隙号的时域采样点索引。

接下来对获取的当前τ时刻的pndmrsdata1数据和pndmrsdata2数据进行相关计算。即本例所述步骤s3中，通过公式计算当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的相关值其中pndmrsdata1和pndmrsdata2分别为当前时刻的第一时域数据和第二时域数据的数值。

这里可以看出通过使用ndmrs进行时域相关的方法，可以逐步的将时偏估计的更准确，经过第一步的双滑动窗功率检测，可以获得粗略的有效信号的起始位置，可以减少后面细时偏估计的计算时间长度。然后通过提取接收数据的ndmrs数据，再将提取的ndmrs数据分成两半，再进行相关找峰值来确定细时偏估计的方法，在大频偏的情况下也能工作良好。并且在进行细时偏估计的情况，针对singletone模式下，ndmrs数据存在异号的情况，首先在本地产生频域ndmrs复符号数据，然后根据产生的数据的正负号确定是否需要对时域数据进行正负号旋转。最后使得综测仪可以在较小的复杂度情况下更精确的对dut数据进行时偏估计，可以很好的满足生产测试。综上所述在综测仪系统中基于ndmrs的时偏估计算法的流程如图6所示。

如图7所示，本例所述步骤s4包括以下子步骤：

步骤s401，计算τ＝τ+1；

步骤s402，判断τ是否大于nstart+ncorrlen-1，若否则返回步骤s2，若是则跳转至步骤s403；

步骤s403，使用公式搜索得到最大相关值，并将最大相关值与预先设置的门限值进行比较，若所述最大相关值大于所述门限值，则为时偏估计值，这样就能够由此计算出较为精确的时偏估计；否则，则返回错误，当前信号符号定时估计失败。

本发明还提供一种无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计系统，采用了如上所述的无线综测仪窄带物理上行共享信道的时偏估计方法。

综上所示，本例对获取接收到的窄带物理上行共享信道的数据进行双滑动窗功率检测，得到粗略的起始位置，可以减少后面细分的时偏估计的计算时间长度；然后通过对前后两部分的窄带解调参考信号时域数据进行提取，再通过第一时域数据和第二时域数据的相关值来找峰值，以确定细分的时偏估计，在大频偏的情况下也能保证工作良好，进而能够获得更好的符号定时估计性能，并且具有一定的抗频偏效果；最后使得无线综测仪可以在较小的复杂度情况下更精确的对dut(被测设备)数据进行时偏估计，可以很好的满足生产测试的要求。

更为具体的，本例在无线综测仪中首先通过提取每个时隙的ndmrs数据，然后将ndmrs数据分为两块，即前半部分和后半部分，然后对两块数据进行相关计算，通过这种方法可以抵抗频偏对时偏估计的影响。

针对单音模式(singletone模式)下，频域的ndmrs调制序列异号，导致时域的sc-fdma符号相关性较差的情况，采用首先在本地产生ndmrs调制序列，然后获取正负号旋转标志位，对接收的ndmrs数据进行正负号补偿。npusch使用提取的ndmrs进行时偏估计的软件架构。

即本例针对nb-iot中npusch解调的时偏估计问题，提出了首先使用双滑动窗功率检测进行粗时偏估计；然后提取每个时隙的ndmrs数据，将ndmrs数据分块后再进行细时偏估计，并且通过本地只产生ndmrs频域调制符号，可以解决单音模式(singletone模式)下每个ndmrs的sc-fdma时域数据相关性差的问题。通过软件设计，减少了单音模式(singletone模式)下的正负号旋转的计算复杂度。通过这个方法，可以给无线综测仪带来很高的时偏估计精度，并且在大频偏的情况下也能工作良好，并且不需要本地产生时域ndmrs数据，减少了计算复杂度。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。