一种双阈值幅度判决OFDM-PON接收端符号同步方法与流程

本发明涉及一种双阈值幅度判决ofdm-pon(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing-passiveopticalnetwork，正交频分复用无源光网络)接收端符号同步方法。

背景技术：

近年来由于云存储、高清视频、网络会议等新兴的多媒体宽带网络业务的不断出现以及迅猛发展，以太网的网络带宽需求在不断地爆炸性增长。为了满足日益增长的网络带宽需求，ofdm-pon以其频谱利用率高、抗光纤色散能力强、资源调度粒度细等特点，已经在ng-pon(nextgeneration-passiveopticalnetwork，下一代光接入网)表现出巨大潜力。而在ofdm-pon通信系统中，符号同步是ofdm系统接收端能够完成正确解调的关键问题之一，目前已经有大量的研究。

在现有公开报道的ofdm-pon符号同步研究文献中，大部分同步算法都是借鉴无线ofdm系统中采用的同步算法，并对算法复杂度以及同步峰值进行了改进。文献1[chenm,hej,chenl.real-timeopticalofdmlong-reachponsystemover100kmssmfusingadirectlymodulateddfblaser[j].journalofopticalcommunicationsandnetworking,2014,(1):18-25]提出了一种结构简单的符号同步实现方法，通过对短训练结构进行改进，并采用接收数据与本地存储符号位进行异或并进行能量累加的方式，消除了传统相关运算中的乘法计算，但该算法的判别阈值与训练序列的数据以及信道传输信道密切相关，且同步精度低于传统相关运算。文献2[x.q.jin,r.p.giddings,e.hugues-salas,andj.m.tang,"real-timeexperimentaldemonstrationofopticalofdmsymbolsynchronizationindirectlymodulateddfblaser-based25kmsmfimddsystems,"optexpress18,21100-21110(2010)]提出了一种利用循环前缀的自相关同步方法，虽然该算法解决了训练序列带来的额外通信开销，但实现符号同步时间长，且算法计算复杂度高。文献3[李家齐，汪敏，薛子威，张俊杰，徐朝星.基于差值符号同步的imddoofdm-pon系统优化算法，光通信技术，2015，(07):5-8]提出了一种在训练序列前后增加区分序列，并通过差值同步的方法把传统的基于相关运算转化为累加计算，减少了算法的复杂度，并同时提升了符号同步的精度，但上述计算仍然需要用到累加计算。文献4[专利申请201610344695.4]提出了一种符号同步方法：在ofdm-pon接收端，对模拟ofdm信号进行adc采样，并重新进行二电平量化，若ofdm-pon接收端检测到二电平ofdm信号有若干个连续个逻辑0电平时，则下一个二电平ofdm信号逻辑电平为1所对应的接收ofdm信号即为冗余序列起始位置，即实现了ofdm-pon系统的符号同步。但是该方法仅适用于信道较为理想时，在低信噪比情况下，容易引起系统误判。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对已有技术存在的缺陷，并结合ofdm-pon通信系统链路稳定可靠的特性，提供一种双阈值幅度判决ofdm-pon接收端符号同步方法，仅仅通过双阈值的幅度判决以及逻辑计算，将计算复杂度降至最低。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种双阈值幅度判决ofdm-pon接收端符号同步方法，其中ofdm-pon物理帧由基于幅值判别的符号同步帧头和ofdm数据组成，所述符号同步帧头依次包含长度为u的前导零序列以及长度为k的冗余序列，包括如下步骤：

1)设置用于同步的粗略阈值和精确阈值，所述粗略阈值和精确阈值满足0<粗略阈值<精确阈值<冗余序列幅度；

2)在所述ofdm-pon接收端将接收信号幅度的绝对值与所述粗略阈值比较，检测是否有m个连续的低于粗略阈值的符号，其中m小于u，如果没有，则继续检测，如果有则进行步骤3)；

3)将接收信号幅度的绝对值与所述精确阈值比较，第一个高于精确阈值的符号位置，即为符号同步位置。

所述冗余序列幅度在所述ofdm-pon的接收端达到adc满量程。

所述粗略阈值thcoarse满足其中σ为所述前导零序列的信号方差，β为所述前导零序列出现大于thcoarse的允许概率误差。

所述精确阈值设置为所述冗余序列幅度的0.8倍。

本发明与现有技术相比较具有如下优点：

本发明提出的符号同步方法兼容现有的ofdm-pon系统，仅对现有ofdm-pon的物理帧结构进行了扩充且开销较小，因此具有较强的兼容性以及适应性；本发明的粗同步阈值通过数学公式获取，方法简单，易于工程实现；本发明由于采用双阈值进行符号同步，精准度较高，且适用于信噪比较低的ofdm-pon系统，因此更能适用于大范围光链路预算的通信系统。

附图说明

图1是本发明中ofdm-pon帧结构示意图。

图2是本发明中ofdm-pon帧符号同步帧头时域示意图。

图3是本发明实施例中一种适用于强度调制直接检测的ofdm-pon物理帧。

图4是本发明实施例同步过程流程图。

图5是本发明实施例实际信号进行双阈值判决示意图。

图6是本发明实施例经过25kmssmf光纤，接收光功率为-17dbm时ber与阈值的关系。

图7是本发明实施例经过25kmssmf光纤，接收光功率为-17dbm时同步误差率与阈值的关系。

图8是本发明实施例在光背靠背、经过25kmssmf光纤、经过50kmssmf光纤时采用单阈值和双阈值幅度判决的符号同步方法时同步精度的比较。

图9是本发明实施例采用单阈值和双阈值幅度判决的符号同步时通信速率的比较。

具体实施方式

本发明的优选实施例结合附图说明如下：

本发明一种双阈值幅度判决ofdm-pon接收端符号同步方法，采用的帧结构符号同步帧头和ofdm发送数据组成，符号同步帧头依次包含长度为u的前导零序列以及长度为k的冗余序列，如图1所示。前导零序列以及冗余序列的时域示意图如图2所示，冗余序列幅度的设置需满足在接收端接收时达到adc满量程，设置冗余序列的目的是为了提升ofdm-pon系统符号同步判决的精准度。如果fft/ifft的点数越多，则为了减少ofdm符号本身对基于幅度检测的符号同步性能的干扰，所述前导零序列的长度u应该大于fft/ifft点数，再者为了便于ofdm-pon系统的实时性能实现。同时为了减少冗余序列开销对ofdm-pon传输系统通信效率的影响，所述冗余序列长度k越小越好，在实际中一般设为2或3。

如图3所示为本发明实施例中采用的帧结构，其中fft/ifft计算点数设置为64，前导零序列的长度u＝78，冗余序列长度k＝2且冗余序列幅度的设置需满足在接收端接收时达到adc满量程即为两个连续的高电平。ofdm发送数据依次包含长度为16的训练序列cp(该训练序列cp的作用是减少符号同步帧头对训练序列的影响)，长度为64的训练序列1以及和训练序列1相同的训练序列2，所述训练序列1和2参与系统信道传递函数的计算，长度为16的数据cp以及长度为64的数据，其中在本实施例中每帧ofdm的发送数据数目设置为200。

图4是本发明实施例同步过程流程图，若ofdm-pon接收端将接收信号幅度的绝对值与粗略阈值比较，检测是否有m个连续的低于粗略阈值的符号(m应小于前导零序列的长度u，以避免信道干扰的影响)，如果有，则完成了粗同步过程；如果没有，则继续进行粗同步操作，直到检测到m个连续的低于粗略阈值的符号。完成粗同步操作后，将接收信号幅度的绝对值与所述精确阈值比较，第一个高于精确阈值的符号位置，即为符号同步位置，即完成了细同步。

在发射端，由matlab产生ofdm数据，用在2/4/8/16/32/64/128qam内变化的信号调制格式对输入prbs序列进行自适应编码。在ifft之后，插入一个16点循环前缀来减轻由色散引起的isi。经过12位量化和12db数字削波后，用长度为80的前导零序列进行粗略同步，用长度为2的冗余序列用于精确同步。所得到的ofdm信号通过udp协议与virtex-6xc6vlx240tfpga一起发送到xilinxml605fpga板的内部ram。然后，数字ofdm信号通过工作在125mhz的ml605fpga板发送到4gs/s@12位dac。dac通过可变衰减器和13db放大器生成幅度调整为2vpp的基带ofdm信号。最后，电ofdm信号直接对窄线分布反馈激光器(dfb-ld)进行调制，然后将光ofdm信号发送到ssmf。

在接收端，使用可变光衰减器(voa)调整接收到的光功率。在通过2.7ghzpin检测器将光信号转换到电信号，电信号被可变放大器(vea)放大。采样的数字信号被解调并且接收机利用阈值设置模块获得的阈值执行符号同步。图5是本发明实施例实际信号进行双阈值判决示意图，本图根据实验真实数据绘制，由于实际中信道噪声的存在，零序列的值并不是平坦的零值而是表现为高斯白噪声。粗略阈值thcoarse满足其中σ为前导零序列的信号方差，β为所述前导零序列出现大于thcoarse的允许概率误差，在本实施例中我们设置为10^-11，则粗略阈值thcoarse＝6.5σ，本实施例中σ为13.07。冗余序列幅度设置为接收端adc达到满量程的幅度，在本实验中冗余序列量化幅度的绝对值为512，则精确阈值设置为0.8倍的冗余序列幅度也即为410，具体过程如图5所示：首先如果检测到64个连续的小于粗略阈值(图5中粗略阈值量化值为85)的符号，则进行细同步，即找到第一个大于精确阈值的点，图5中同步位置箭头所指点即为符号同步位置。

为了验证我们的设置阈值的准确性，绘制了系统对不同阈值的误码率曲线，图6是本发明实施例经过25kmssmf光纤，接收光功率为-17dbm时误码率阈值的关系；本实施例中采用16qam调制格式。图7是本发明实施例经过25kmssmf光纤，接收光功率为-17dbm时错误同步率与阈值的关系。图6与图7的实验结果表明，我们提出的粗略阈值thcoarse＝6.5σ位于图6与图7平坦值的中间，证明了我们所选取的粗略阈值的精准性。

为了进一步分析在较低接收光功率下所提出的同步算法的准确性，我们使用单阈值符号同步方法和双阈值幅度判决符号同步方法来计算基于一个150,000个接收帧的符号同步精准度，接收光功率范围从-21dbm到-16dbm，光纤长度设置为0/25/50公里，试验结果如图8所示。在25公里光纤下，当接收光功率约为-20dbm时。经过实验测得双阈值幅度判决符号同步方法的精度在96.46％左右，而单阈值符号同步方法的精度仅为93.4％。显然该实验进一步证明了双阈值幅度判决符号同步方法的准确性、精确性以及鲁棒性。由于ofdm-pon试验系统的发送端与接收端采用异步时钟采样，即使接收到的光功率很高，仍然存在大约0.5到1点的采样点偏差，这是同步精度未达到100％的原因。从图8可以看出，在同样的实验条件下，采用双阈值幅度判决的符号同步算法精准度比单阈值幅度判决的符号同步算法精准度高。因此，双阈值幅度判决符号同步方法总是优于单阈值方法，特别是在低接收光功率区域，当接收到的光功率低至-21dbm时，仍然可以达到95％的同步精度。

为了验证使用所提出的双阈值ofdm-pon接收端符号同步方法的传输性能，针对包括bpsk，4-qam，8-qam，16-qam，32-qam，64-qam和128-qam的不同子载波应用自适应调制格式，比较了在25kmssmf传输之后使用两种同步算法的信号比特率。从图9可以看出，双阈值幅度判决符号同步方法由于具备更高的同步精度，因此在同样的实验条件下具有更高的通信速率。特别是当接收光功率小于-16dbm时。由于更高的同步精度，双阈值幅度判决符号同步方法实现了1.2gbps的平均比特率增加和1.75gbps的最大比特率增加。

以上实施例仅用于说明本发明的技术方案，并非用于限制本发明的范围，凡在本发明精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均含于本发明的保护范围之内。