编码器输入选择器的制作方法

本公开涉及一种用于选择发射器的卷积编码器的输入的输入选择器。

背景技术：

用于无线网络的发射器调制载波信号以将信息编码成发射信号。被配置成根据802.11x系列标准操作的发射器采用灰度编码(gray-coded)2^2m-qam(正交振幅调制)星座映射以将信息编码到载波信号上。

典型ieee802.11x发射器包括卷积编码器、交织器和映射器。编码器将误差校正码并入到输入信号中，交织器以预定方式排列代码位，且映射器将交织位映射到星座图中的码元以用于调制发射信号。

最近已定义新标准ieee802.11p。此标准设计为用于车辆网络，其中用户的密度将较高。因此，期望降低信号的发射功率以最小化密集型用户环境中的干扰。

技术实现要素：

根据本公开的第一方面，提供一种用于选择发射器的卷积编码器的输入的输入选择器，所述输入选择器包括：

整形器区块，其被配置成接收包括第一数目(k)个输入位的输入，所述整形器区块被配置成产生与所述第一数目(k)个输入位相对应的已整形位流；以及

输入选择区块，其被配置成基于已整形位流产生用于编码器的编码器输入位流，其中所述输入选择区块产生编码器输入位流以使得在输入到编码器中时，编码器输入位流的第一位设定编码器的状态，以使编码器输入位流的后续第二位使得编码器在编码器输出位流中的预定位置处产生已整形位流的位。

在传统ieee802.11x发射器中，码元以相等概率从星座图中的超立方体内选择。以此方式选择码元并不是能量高效的，且发射并未达到信道容量。尤其对于其中用户的密度预期较高的车辆网络，需要较低发射功率级别来降低干扰。传统ieee802.11x发射器的能量低效的码元选择限制发射功率可以低到什么程度。

本公开的输入选择器允许传统ieee802.11信号整形以提高其能量效率，例如通过从n维超球体而非从n维超立方体来选择码元。输入选择器被配置成与传统ieee802.11发射器共操作，产生用于将确保已整形、能量高效的码元最终被发射的这种发射器的编码器的输入。

整形的其它优势可包括降低用以在指定速率下操作的所需信噪比(snr)，在不改变编码速率或星座的情况下改变速率的能力，这可以提供为有效使用信道所必需的速率适应性。本公开的输入选择器允许将这些优势并入到ieee802.11发射器中。

在一些实施例中，编码器可针对每一输入位产生两个输出位，且输入选择区块可被配置成产生编码器输入位流以使得两个输出位的第一位与已整形位流的相应位匹配，且使得两个输出位的第二位由编码器来确定。

输入选择区块可基于编码器输入位流的一或多个先前(或视情况紧接在前的)位产生编码器输入位流的位。具体地说，输入选择区块可基于输入位流的的第一位产生编码器输入位流的第二位，输入位流的先前第一位设定编码器的状态，以使得编码器输入位流的后续第二位使得编码器在编码器输出位流中的预定位置处产生已整形位流的位。预定位置可以是编码器的两个输出位中与第二输入位相对应的一个，或可以是编码器的两个输出位中响应于在第二输入位之后的输入位而产生的一个。

在一些实施例中，编码器可针对每一输入位产生两个输出位，且输入选择区块可被配置成或进一步被配置成产生编码器输入位流以使得第一两个输出位由编码器来确定，且使得后续第二两个输出位与已整形位流的位匹配。

在一些实施例中，输入选择区块可：

基于编码器位流的又一个先前(或紧接在前的)位产生编码器输入位流的第一位；且

基于编码器位流的一或多个先前(或紧接在前的)位且基于第一位产生编码器输入位流的在第一位、第二位之前(或紧接在前)的第二位。

在一些实施例中，整形器区块可被配置成产生包括与第一数目(k)个输入位相对应的第二数目(n)个幅值的已整形位流，每一幅值选自分布在调制星座中的n维超球体内的一组码元的幅值，超球体的半径由最大码元能量确定。从超球体而非超立方体中的码元选择幅值可提高所发射信号的能量效率，且可允许近似地达到信道容量。具体地说，相较于整形器区块选择具有较高能量的码元的幅值，整形器区块可以较大概率选择n维超球体内具有较低能量的码元的幅值，导致能量效率提高。

在一些实施例中，整形器区块可被配置成通过运行枚举算法来选择码元的幅值。输入位可与词典顺序相关，且整形器区块可被配置成通过对具有较低词典顺序的码元数目进行计数来选择具有匹配词典顺序的码元的幅值。此枚举算法可允许整形器区块从n维超球体内有效选择幅值。

在一些实施例中，由整形器区块产生的已整形位流可进一步包括与第一数目(k)个输入位中的一或多个相对应的一或多个符号位。可替换地或另外，符号位可由编码器产生。每一码元可表示为其幅值和其符号的倍增。

在一些实施例中，第二数目(n)可在40与100之间，或第二数目(n)可为48或96。本公开的输入选择器对于较低n值(如低于100)可为尤其有利的，相较于如概率整形的其它整形方法，在这些较低n值下提供能量更有效的发射方案。

根据本公开的第二方面，提供一种发射器，其包括：

卷积编码器，其被配置成基于编码器输入位流产生编码器输出位流；

输出交织器，其被配置成对编码器输出位流的位重新排序以产生交织输出位流；

映射器，其被配置成将交织输出位流映射到调制星座中的码元；以及

根据第一方面的实施例中的任一个的输入选择器，其被配置成产生编码器输入位流；

其中输入选择器进一步包括：

倒转交织器，其被配置成对已整形位流的位重新排序以产生交织已整形位流，从而使得在输出交织器对输出流的位重新排序时，所述位复原成其在已整形位流中的原始顺序，且其中输入选择器被配置成基于交织已整形位流产生编码器输入位流。

此发射器可能够接收标准ieee802.11x输入，对所述输入整形以提高发射的能量效率，且发射包括多个所选择已整形码元的信号。

在一些实施例中，输入选择区块可产生编码器输入位流以使得编码器产生输出位流，从而使得映射器将交织输出位流映射到具有所选择幅值的码元。

在一些实施例中，编码器输出位流可包括来自交织已整形位流的幅值位，以及由编码器插入的符号位。编码器输出位流可包括来自交织已整形位流的幅值位和符号位，视情况进一步包括由编码器插入的符号位。

在一些实施例中，编码器输出位流包括多个无关位(即所述位的值无关紧要)。在输出位流的每一位置处，在所述位置之前且包括所述位置的无关位的数目可大于或等于由输入选择器插入的所选择幅值(及/或符号)位的数量。

在一些实施例中，可产生编码器输入位流以使得映射器将交织输出位流映射到具有近似高斯(gaussian)分布的码元。高斯分布允许所发射信号近似地达到发射信道的信息容量。

在一些实施例中，发射器可被配置成根据ieee802.11x标准操作，或发射器可被配置成根据ieee802.11p标准操作。

根据本公开的另一方面，提供一种被配置成接收星座已整形信号且从所接收信号提取原始输入的接收器，其中所述接收器包括：

去映射器，其被配置成基于码元概率识别所接收信号中的调制星座的码元，且根据识别码元产生去映射位流；

接收器交织器，其被配置成对去映射位流的所述位重新排序以产生交织去映射位流；

解码器，其被配置成基于交织去映射位流产生解码位流；以及

反向输入选择器，其包括：

接收器倒转交织器，其被配置成对解码位流的位重新排序以产生交织解码位流，从而使得交织解码位流的位的顺序与去映射位流的原始顺序匹配；以及

去整形器区块，被配置成根据交织解码位流确定原始输入。

接收器可尤其为ieee802.11x接收器，或ieee802.11p接收器，且可被配置成接收由根据第二方面的任何实施例的发射器所发射的信号。

本质上，接收器执行对由第二方面的发射器所执行操作的反向。接收器‘去整形’所接收信号以将原始数据输入提取到发射器中。具体地说，反向输入选择器的去整形器区块可通过对由发射器的整形器区块所施加的整形进行反向来确定原始输入。

接收器的去映射器被配置成基于码元概率来识别码元。去映射器可被配置成通过确定所接收信号的对数似然比来识别码元，其中所述对数似然比基于码元概率来确定；去映射器被配置成产生去映射位流。

在传统接收器中，码元概率是均匀的，且因此码元概率不必包括在对数似然比(llr)确定中。然而，对于本公开的已整形信号，每一码元的概率可能不均匀，且因此llr的计算可能有必要包括对码元概率的考虑。码元概率取决于调制率和写码率以及由收发器在产生信号时所采用的尺寸的数目。

在一些实施例中，码元概率可预先确定。举例来说，接收器可在查找表中查找码元概率，所述概率与由发射器在产生信号时所使用的概率相同。可替换的是，用于产生信号的码元概率可包括在由发射器发射的信号中。接收器可从所接收信号中提取码元概率，所述所接收信号可随后用以确定所接收信号的llr。

如将由本领域技术人员所理解，接收器可包括用于从所接收信号中提取原始输入的其它组件。举例来说，接收器可包括接收器交织器，所述接收器交织器被配置成将来自去映射器的输出位流重新排序成原始顺序(即数据最初输入到发射器中的顺序)。

本发明的这些方面和其它方面将从下文中描述的实施例中显而易见，且所述方面将参考所述实施例来阐明。

附图说明

将参考图式仅以例子的方式来描述实施例，在图式中：

图1示出由枚举算法使用的网格的例子；

图2示出例子卷积编码器；

图3示出例子输入选择区块；

图4示出穿刺的效果；

图5示出例子输入选择器；

图6示出并入有图5的输入选择器的例子发射器；以及

图7示出替代的例子输入选择器。

应注意，诸图是图解说明，并且没有按比例绘制。为在图中清楚和便利起见，这些图式的各部分的相对尺寸和比例已通过在大小上放大或减小而示出。相同附图标记一般用以指代在受修改和不同的实施例中的相应或相似特征。

具体实施方式

星座整形是一种用于提高调制信号的能量效率的技术。选择需要发射较低能量的星座码元。概率星座整形是一种用于使用算术写码[1，2]强加星座上的期望分布的已知技术。使用低密度奇偶校验(ldpc)编码器(enc)采用针对各种代码速率在2.5db的容量内操作的这一构思，其表明系统可在1.1db的容量内操作。然而，其匹配构思的恒定组成分布设计成发现并寻址具有相同组成的信号向量。因此，多维信号星座由序列在超球体表面上的仅一部分组成，而无需一些在表面内部且一些在表面上但具有不同组成。此方法和球硬化参数[3]的结果是，此概念的性能随区块长度n增加而提高。

对于ieee802.11x标准，且尤其802.11p，考虑数据包大小的变化和交织的性质(例如正交频分复用(ofdm)码元上的分块译码)，在ofdm码元(其中n＝96)上整形是合理的。因此，需要适用于n＝96的整形方法。上文所描述的如此低n值的概率整形并不如其针对较高n那样有效。

众所周知，加性高斯白噪声信道的信息容量可通过使用具有零均值连续高斯分布[4]的输入来实现。然而，不可能将连续分布用作信道输入。举例来说，脉冲幅值调制(pam)和正交幅值调制(qam)针对信道输入码元使用等间隔级别。2^m-pam以取自集合{±1，±3，...±(2^m-1)}的值操作。

对于给定pam字母大小2^m，在将n码元序列处理为n-d空间中的点时，所有可能信号向量构成n立方体。

这些向量以相等概率发射。因此，信道输入具有离散均匀分布。将awgn信道的容量的此方案与高斯分布输入进行比较，仍存在仅由于整形出现的间隙。极限整形间隙为1.53db或等效地为用于1-d发信的0.255位。另一重要推断为整形间隙随靶向速率增长。简单地说，无需连同较大n的较强信道代码一起整形的二进制调制足以在低速率下实现容量。然而，在较高速率下，在目标为极接近于容量操作时，可容许既不使用二进制调制方案也不忽略整形。

其可表明，对于n维超球体，随着n增大，n向量的集合沿任何轴线的投影的分布汇聚到零均值高斯分布。此外，其可表明，n球体的平均能量与具有相同体积的n立方体的比率近似1.53db[5]。因此，期望将标准调制点映射到n维超球体上或其内，得到高斯分布信道输入。

为实现此映射，可使用枚举算法。图1示出由此算法所使用的方法。

考虑单侧字母χ+＝{1，3，5}，其中区块长度n＝4，且最大能量emax＝28。图1示出表示可如何通过枚举算法来选择具有某些幅值的码元的网格。应注意，信道写码稍后将用以向幅值添加符号，如下文更详细解释。

我们通过使用唯一路径表示每一序列来构建网格，通过唯一节点来构建每一能级，以及通过网格中的节点之间的链路来构建每一元素，如参考6中。在图1的网格中，每一路径在零能量顶点处开始且在具有小于emax的能量的最终节点中的一个处结束。每一边缘表示来自χ+、在时间i处的码元xi。节点的能量ei由小标号表示。总路径的数目m(i，ei)在位置i处从ei的顶点推进到最终状态中的一个由图中的大标号表示。

数目m(i，ei)可以如下的递归方式计算：

对于t＝n-1，...，0。

因此，对于此例子，具有e(x)≤emax的能量、长度n＝4的序列x的数目通过下式得出：m(0，0)＝19。还应注意，在最终顶点处可能的能量值为4、12、20或28，且始终间隔8。还考虑与符号的组合，枚举幅值整形网格的速率为：

位/维。

为了在网格中寻址所有路径，枚举算法使用词典方法。χ+的元素具有如1＜3＜...＜(2|χ+|-1)的词典顺序。使用此方法，我们可以类似方式如词典所执行那样对所有序列排序，且对其给出索引。使用参考7中的方法，我们可以写入高效算法从而如下计算序列x的索引

简单来说，为计算序列的索引，我们对以词典方式在序列之前的所有路径的数目进行计数。作为一个例子，序列x＝(3131)具有行进穿过0、9、10、19以及20能量的节点。因此，我们如下计算其索引：i(3131)＝m(1，1)+m(3，11)＝11+2＝13。倒转(索引到序列)映射算法也可以类似方式实施。

可通过使用输入选择器将整形的此方法并入到发射器(例如ieee802.11x发射器)中，以使得发射器的卷积编码器如同系统性编码器一样执行。可因此使编码器输出期望编码器输出位流，这将使得发射器发射选自超球体内的已整形码元。

ieee802.11x采用呈两个2^m-pam星座的cartesian产品形式的灰度编码2^2m-qam星座映射。在此方案中，每一2m位(b1b2...b2m)映射到2-d平面中的复信号点。第一m(b1b2...bm)为实数(同相)部分的二进制标记，且最末m(bm+1bm+2...b2m)为虚数(正交)部分的二进制标记。我们将来自pam信号集合χ的任何信号xi表达为其幅值ai和其符号si的倍增。以此方法，符号b(s)的二进制标记为那些m位(b1b2...bm)中的第一个，且幅值b(a)的二进制标记为其余部分。由这点向前，我们将符号b(s)的标记称为符号位，且将幅值b(a)的标记称为幅值位。

ieee802.11x采用速率1/2非系统性64状态卷积码(nasa标准代码)，继而是由在映射器之前的两个串接排列所限定的位级区块交织器。编码器结构可见于例如参考8的图17-8中。如例如图2中所示，对于由编码器接收到的每一输入位b[n]，编码器产生两个输出位，由v0[n]和v1[n]表示。

nasa标准代码的有限状态机(fsm)具有特殊状态迁移机构。对于在时间i处的状态si，我们可将输出位等式写成：

v0[i]＝g0(bi，si)，v1[i]＝g1(bi，si)

其中bi为第i输入位，且g0和g1为输出函数。对于迁移，输出位对(v0[i]v1[i])在集合v1＝{(01)；(10)}中或在v2＝{(00)；(11)}中。因此，如果我们具有选择bi的自由，那么我们可以通过在vi的元素之间切换来按我们需要产生输出位中的一个。从长远来看，通过使用考虑fsm的恰当输入位流，我们可以将输出位的一半(每次将两个中的一个)修正为我们选择的值。换句话说，编码器的输出位的一半类似于数字逻辑电路最小化中的无关(dc)项(在本文中称作无关位)，且其给予我们修正另一半的自由度。此构思的图示在图2中给出。

图2示出接收编码器输入位流b101的编码器100。对于输入位流101的每一位，编码器100产生第一编码器输出位v0[i]102和第二编码器输出位v1[i]103。第一输出位102和第二输出位103的值由编码器101的状态确定，所述状态转而由编码器101先前接收到的输入位确定。图2示出具有速率r＝1/2的编码器100的编码器输出位流。编码器输出位流包括大量无关位104a到104d，所述无关位104a到104d提供选择编码器输出位流的另一位105a到105d的自由度。

所述位105a到105d可通过恰当地挑选编码器输入位流来选择，以使得编码器100在期望位置(即此例子中的位置105a到105d)中产生期望位。编码器输入位流可由输入选择器产生。输入选择区块200在图3中示出。输入选择器200接收输入位流b(a)201，且产生将使得编码器100产生期望编码器输出位流的恰当编码器输入位流101。

作为一个例子，假定我们从零状态开始，需要将导致第一输出位v0[i]具有全1的7位编码器输入位流b，且不管v1[i]将是什么。应注意，这相当于说b(a)＝(1111111)。随后，通过使用上文解释的方法，输入选择区块200计算出b＝(1101010)，所述b应当用作编码器输入位流101。对于此输入组合，v0[i]和v1[i]分别变为(1111111)和(1001001)，其中后者对我们来说并不重要。因此，我们通过使用由代码的结构所提供的自由度来选择输出位的一半。应注意，我们也可以修正v1[i]的位。

对于ieee802.11速率1/2母编码器(nasa标准代码)，第n输出位等式可如下写成第n编码器输入位b[n]与前一编码器输入位b[n-x]的函数：

因此，第n输出位由第n输入位和先前输入位确定。

考虑到以上例子，其中每次仅一个输出位需要修正，且另一输出位为无关位，这些等式可重新写成：

如果第一编码器输出位v0[n]待修正，那么等式(3)可用以确定所需必要编码器输入位以产生期望输出位v0[n]。类似地，如果第二编码器输出位v1[n]待修正，那么等式(4)可用以确定所需必要编码器输入位以产生期望输出位v1[n]。

可替换的是，可期望修正两个输出位v0[i]、v1[i]。在此情况下，通过再次重新排列等式(1)和等式(2)，我们得到：

因此，只要两个输出位v0[n]和v1[n]为无关位，则可修正两个输出位v0[n+1]和v1[n+1]。

一些实施例可使用穿刺来获得挑选修正位的额外自由度。根据穿刺模型(见参考8，图18.9)通过忽略编码位中的一些，以802.11x提供穿刺来达到如2/3、3/4以及5/6的较高写码速率。将编码和穿刺操作考虑为两个连续串接步骤，其可观测到，通过增加其值无关紧要的输出位的数目(添加将忽略的项)，穿刺在编码器的输出端处添加较多dc项。相当于说，穿刺增加写码位(在穿刺之后)可预先修正的分数。作为不同例子，考虑速率为2/3enc。此代码的穿刺模型为[1110]^t。通过使用相同方法，我们可以再次修正母enc的输出端处的所述位的一半。然而，这与在穿刺之后的写码位的三分之二相对应(当然，是在如果我们修正将不穿刺的位的情况下)。此构思示出在图4中。图4示出在穿刺之前(301)和在穿刺之后(302)的编码器输出位流。在图中，‘p’表示将被忽略的位。由这些穿刺位提供的自由度使得其它位能够修正。

从不同视角来说，如果我们将输出位c中的一些设定为输入位b，那么有效enc可视为实际上系统性的(即，无需按硬件方式改变其结构)。随后，修正输出位为系统性输出，且剩余位为奇偶位。enc在此处的角色是通过判定我们处理为dc项的输出位的值来添加冗余。此实际上系统性的enc使用主要码字空间的仅一个子集；因此性能不应降低。

可将上文所描述的输入选择区块并入到用于选择发射器(如ieee802.11x发射器)的卷积编码器的输入的输入选择器中。例子输入选择器400示出在图5中。

输入选择器400接收输入位流401，所述输入位流401供应到整形器区块402中。整形器区块将输入位流401的位与已整形码元(如上文所论述在n维超球体中的码元)匹配。如上文所描述，整形器区块402可使用枚举幅值来对信号整形。整形器区块402选择码元的多个幅值403，且将其编码到已整形位流404中。在示出的实施例中，整形器区块402包括确定幅值403的整形器模块405，以及根据幅值403产生已整形位流404的位流模块406。在其它例子中，整形器模块405和位流模块406可组合为单一组件。整形器区块402可在一些实例中产生符号位以及或替代幅值，且将那些符号位编码到已整形位流404中。

已整形位流404供应到倒转交织器407中。倒转交织器对已整形位流404的位重新排序。在802.11x发射器中，位级交织器在编码器之后用以在映射之前按预定方式排列写码位。输入选择器400的倒转交织器407预期将由发射器的交织器执行的重新排序，以相反方式对已整形位流404重新排序以使得发射器中的交织器将所述位重新排序为其原始、预定顺序。目标为确保邻近写码位将映射到不相邻子载波上以及其将不成行地映射到星座的低可靠位上。由于发射器输出交织器的确定性性质，其可确定编码器的哪些输出位将由映射器用作b(a)和b(s)，且因此倒转交织器407可对已整形位流404恰当地重新排序，产生交织已整形位流408。

交织已整形位流408用作输入选择区块200的输入，所述输入选择区块200如上文所描述来操作以产生将使得发射器的编码器产生在所选位置处具有修正位的编码器输出位流的编码器输入位流409。

图6示出发射器500，其可以是并入有输入选择器400和编码器100的ieee802.11x发射器。发射器500接收输入位流501。如上文所描述，输入选择器400使用如枚举整形算法(例如如上文所论述从n维超球体中选择n个幅值)的整形算法确定与k个输入位相对应的n个幅值ai，且产生编码器输入位流502以使得编码器将二进制幅值标记b(ai)放置在编码器输出位流503中的指定位置处。编码器输出位流503的其它位(即无关位，或无关位的子集)用作二进制符号标记b(si)。

编码器输出位流503由输出交织器504接收，所述输出交织器504对编码器输出位流503的位重新排序以产生交织输出位流505。此重新排序倒转由输入选择器400的倒转交织器407所执行的重新排序，以使得在交织输出位流505中所编码的幅值处于其由输入选择器400的整形器区块402所预定的原始顺序中。

交织输出位流505由映射器506接收。映射器506使用在交织输出位流505中所编码的幅值和符号来确定调制星座中的码元，产生可由天线(图中未示)发射的输出信号507。

因此，发射器500重新整形输入位流501，以使得可发射较高效率码元，而非将由接收输入位流501的传统发射器所发射的标准ieee802.11x码元。

当所发射信号由接收天线接收时，其必须通过使用由输入选择器400所执行的操作的倒转来解码。对于理想解码，维特比(viterbi)算法应在理想上用以在枚举网格和写码网格上操作。然而，为最小化性能损耗，仅可能使用写码网格，这导致次优解码(见参考9)。应注意，在计算待由维特比引擎用作分支度量的位度量(对数似然比，llr)时，应考虑关于码元的先验信息。码元概率px(xi)可例如预先确定，且例如存储在与接收器相关聯的存储器上，或可作为所发射信号的部分发射且在接收器确定llr之前由接收器提取。这些先验码元概率px(xi)可使用m(i，ei)(即从位置i处的顶点ei推进到最终状态的一个的总路径m(i，ei)的数目)来计算。对于awgn信道模型yi＝xi+ni，llr的计算如下

其中(bk(yi))描述xi的第k个二进制标记。

图7示出输入选择器600的替代例子。输入选择器600可尤其适用于以较高代码速率整形，即针对2^2m-qam星座，代码速率大于(m-1)/m。在这类情况下，无关项的数目以及等效地可在编码器之前修正的写码位的分数增加。因此，除在编码器输入位流中对码元的幅值编码以外，也可对一些符号位编码。

类似于上文所描述的输入选择器400，输入选择器600包括整形器区块601、倒转交织器602以及输入选择区块603。另外，然而，在输入选择器600的输入端605与输入选择区块603之间存在直接连接604。输入选择区块可产生编码器输入位流，以使得在输入端605处所接收到的输入位流的均匀分布位中的一些由编码器在编码器输出位流的指定位处产生以充当修正符号位。

在一些实施例中，可在每一编码操作结束时迫使卷积编码器返回到零状态(这是ieee802.11x标准中所需的)。因此，在编码操作开始時，不存在用于控制编码器输出位流的自由度-编码器位流的所有先前位为零。

为了在这种情况下(其中先前零位迫使编码器输出位与期望位相反)能够产生期望编码器输出位，可使用替代编码器。编码器可包括包括多个位的移位寄存器(例如6位移位寄存器)。有可能在任一方向上使所述位移位(即在一个配置中，位朝向移位寄存器的第一末端移位，且在第二配置中，位朝向移位寄存器的第二末端移位)。此外，编码器可重新配置以使得在移位寄存器的第一或第二末端处接收编码器输入位流。通过将编码器重新配置为倒转移位寄存器且改变输入的位置，编码器的产生器矩阵有效地旋转180°。因此，编码器的操作有效地倒转，从而允许第一编码器输出位修正为期望值。

通过阅读本公开，本领域的技术人员将明白其它变化和修改。此类变化和修改可涉及等效和其它特征，所述等效和其它特征在发射调制信号的领域中已知且可用于本文中已描述特征的替代或补充。

尽管所附权利要求书是针对特征的特定组合，但应理解，本发明公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中所要求保护的本发明相同的发明或其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。

在单独实施例的上下文中所描述的特征也可组合地提供于单一实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中所描述的各种特征也可单独地或以任何合适的子组合形式提供。申请人特此提醒，在审查本申请或由此衍生的任何另外的申请期间，可以根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。

为了完整起见，还指出，术语“包括”并不排除其它元件或步骤，术语“一(a/an)”并不排除多个，且权利要求书中的附图标记不应被解释为限制权利要求书的范围。

参考

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