一种宽带信号IQ不平衡盲估计及预补偿方法与流程

本发明涉及一种iq不平衡度估计补偿方法，用于无线通信宽带数字信号处理。

背景技术：

由于模拟器件性能的局限性，无线通信接收机正交下变频部分的iq两路并不一定是正好90°的相移。另外，iq支路的幅度增益也不是完全相同的，从而产生了iq不平衡。iq支路中的低通滤波器、数模转换器和放大器也不是完全一致的，也会引起iq不平衡。iq不平衡会引起接收信号星座图的旋转，从而导致解调误比特率增高，通信质量下降。

比较容易想到的抑制iq不平衡的方法是从硬件出发，如采用更高性能的模拟器件(滤波器、放大器，模数数模转换器)。虽然高性能的模拟器件可以抑制部分iq不平衡的影响，但是高性能的模拟器件一般体积更大，成本更高，相应地将会提高移动收发设备的功耗和价格。因此，通过数字信号处理手段在数字域对iq不平衡进行抑制和补偿是更经济有效的方式。传统的iq不平衡估计方法通过发送训练序列的方式实现信号的iq不平衡估计和补充，但是发送训练序列会带来通信速率下降。

技术实现要素：

为了克服现有技术的不足，本发明提供一种通过接收信号进行iq不平衡盲估计的方法，能够准确估计系统iq不平衡度并进行补偿，提升宽带无线系统传输性能。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

步骤1，依据滤波器长度和系统采样频率fs，计算出宽带信号滤波器洗漱对应的频率fm，发送宽带信号，获得接收的数字信号i和q；

步骤2，分别对i路数字信号和q路数字信号计算平均值，求出i路和q路信号的直流分量和其中，l为符号采样率n的整数倍，即l＝n×nsym，nsym是统计的符号个数；

步骤3，分别用i路数字信号和q路数字信号减去其直流分量，获得新的i路数字信号和q路数字信号；

步骤4，分别对i路信号和q路信号进行傅里叶变换，并分别计算i路和q路每个频点对应的幅度；

步骤5，计算每个频点信号的幅度iq不平衡度，频点fm的幅度iq不平衡度其中，qf(fm)和if(fm)分别代表q路信号和i路信号经过傅里叶变换后，频点fm对应的幅度；

步骤6，将i路信号和q路信号组成复信号c＝i+j*q，对其进行傅里叶变换，并计算每个频点正频分量和镜频分量的功率比virm，频点fm的正频分量和镜频分量的功率比其中，cf(fm)和cf(-fm)分别代表i路信号和q路信号组成的复信号经过傅里叶变换后，频点fm和-fm对应的幅度；

步骤7，分别计算频点fm处i路信号和q路信号的相位不平衡度

其中，arcos(x)表示反余弦函数；

步骤8，计算i路校准滤波器b的第m个频率响应系数q路校准滤波器c的第m个频率响应系数

步骤9，构造数字滤波器bf和cf，其中bf与频率fm对应的补偿系数为bm，其余为1，cf与频率fm对应的补偿系数为cm，其余为1；

步骤10，对bf与cf做逆傅里叶变换并取实部得到iq不平衡补偿滤波器b和c；

步骤11，将接收到的i路信号减去iave去掉i路直流分量，将接收到的q路信号减去qave去掉q路的直流分量；将i路信号直接输出作为补偿后的i路信号；将i路信号经过滤波器b后与经过滤波器c的q路信号相加作为补偿后的q路滤波器。

本发明的有益效果是：

1)本发明通过设计iq校准滤波器实现对宽带信号不同频点的iq不平衡预补偿，解决了传统的iq不平衡补偿只能针对窄带信号的问题。

2)本发明采用iq不平衡盲估计方法，iq不平衡度估计时不需要知道信号序列特征。

3)本发明采用预补偿的方法，在系统工作中不需要发送训练序列，因此不会降低系统的传输速率。

附图说明

图1是本发明的iq不平衡补偿方法示意图；

图2是本发明中各频点iq不平衡补偿系数bm和cm估计算法流程图；

图3是本发明中i路信号补偿滤波器b设计流程图；

图4是本发明中q路信号补偿滤波器c设计流程图；

图5是本发明实施例1中接收信号频谱图；

图6是本发明实施例1中经过本发明补偿后后信号的频谱图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。

本发明面向无线通信系统中宽带信号的同向分量(i)和正交分量(q)非正交引起的星座图旋转，传输质量恶化问题，提供一种根据接收信号进行iq不平衡度估计并进行预补偿的方法。

本发明在保证i路信号输出不变的情况下，通过给i路信号增加补偿滤波器b并与通过q路补偿滤波器c的q路信号相加，调整q路信号的幅度和角度，达到iq不平衡补偿的目的。实现本发明目的的核心技术为确定补偿滤波器b和c的各项系数，包括以下步骤：

步骤1，依据滤波器长度和系统采样频率fs，计算出宽带信号滤波器洗漱对应的频率fm，发送宽带信号，获得接收的数字信号i和q。

步骤2，分别对i路数字信号和q路数字信号计算平均值，求出i路和q路信号的直流分量。i路数字信号和q路数字信号的直流分量按照以下公式计算

其中i，q分别表示i路和q路数字采样信号，为长度为l的向量。l应为符号采样率n的整数倍，即l＝n×nsym,nsym是统计的符号个数。实际中nsym＞20即可获得准确的估计结果。iave是i路信号的直流分量，qave是q路信号的直流分量。转到步骤3。

步骤3，分别用i路数字信号和q路数字信号减去其直流分量，获得新的i路数字信号和q路数字信号。转到步骤4。

步骤4，分别对i路信号和q路信号进行傅里叶变换，并分别计算i路和q路每个频点对应的幅度。转到步骤5。

步骤5，计算每个频点信号的幅度iq不平衡度，频点fm的幅度iq不平衡度按照以下公式计算。

其中，αm是频点fm相对于i路信号，q路信号的幅度不平衡度。qf(fm)和if(fm)分别代表q路信号和i路信号经过傅里叶变换后，频点fm对应的幅度。转到步骤6。

步骤6，将i路信号和q路信号组成复信号c＝i+j*q，对其进行傅里叶变换，并计算每个频点正频分量和镜频分量的功率比virm，频点fm的正频分量和镜频分量的功率比按照以下公式计算。

其中，virm是频点fm正频分量和镜频分量的功率比。cf(fm)和cf(-fm)分别代表i路信号和q路信号组成的复信号经过傅里叶变换后，频点fm和-fm对应的幅度。转到步骤7。

步骤7，分别计算频点fm处i路信号和q路信号的相位不平衡度相位不平衡度按照以下公式计算

其中，是频点fm的i路信号和q路信号的相位不平衡度。arcos(x)表示反余弦函数。转到步骤8。

步骤8，计算q路信号补偿系数bm和cm，其中bm和cm按照以下公式计算

其中，bm是i路校准滤波器b的第m个频率响应系数，cm是q路校准滤波器c的第m个频率响应系数，tan(x)是正切函数，cos(x)是余弦函数。转到步骤9。

步骤9，构造数字滤波器bf和cf，其中bf与频率fm对应的补偿系数为bm，其余为1，cf与频率fm对应的补偿系数为cm，其余为1。转到步骤10。

步骤10，对bf与cf做逆傅里叶变换并取实部得到iq不平衡补偿滤波器b和c。转到步骤11。

步骤11，将接收到的i路信号减去iave去掉i路直流分量，将接收到的q路信号减去qave去掉q路的直流分量。将i路信号直接输出作为补偿后的i路信号。将i路信号经过滤波器b后与经过滤波器c的q路信号相加作为补偿后的q路滤波器。

本发明采用在设备使用之前测量滤波器频点的iq不平衡度，预先补偿滤波器系数的方法对宽带信号进行iq不平衡补偿。通过iq不平衡的补偿，弥补系统本振泄露、器件不完备性带来的直流分量和星座图旋转，传输不可靠问题。

本实施例通过一个双频点iq不平衡的盲估计与补偿滤波器设计说明本发明的实施过程。

1.仿真场景

发送端信号带宽为1.28mhz，接收机将其下变频到1.28～2.56mhz，基带符号采样率为4倍采样，采样频率10.24mhz，1.28mhz频点直流分量为0.1，iq幅度不平衡度为1.1，相位不平衡度为0.3491；2.56mhz频点直流分量为-0.2，iq幅度不平衡度为0.8，相位不平衡度为0.1396。接收端根据接收到的信号估计出直流分量和iq不平衡度，并设计出滤波器对信号进行补偿，消除接收信号中的直流分量和镜频分量。

2.仿真具体实现

本法是一种宽带iq不平衡盲估计与预补偿技术，仿真包括如下步骤：

步骤1，拟设计数字补偿滤波器长度为33，第33位对应采样频率10.24mhz，根据有限长单位冲击响应数字滤波器设计方法，频率1.28mhz和2.56mhz分别对应滤波器的第5位和第9位。发送端在1.28mhz和2.56mhz上发送单音信号，1.28mhz频点直流分量为0.1，iq幅度不平衡度为1.1，相位不平衡度为0.3491；2.56mhz频点直流分量为-0.2，iq幅度不平衡度为0.8，相位不平衡度为0.1396。仿真中统计40个符号，采用4倍符号采样率，接收端采样频率10.24mhz，故接收到i路和q路的数字信号长度为l＝160。接收到的i路信号为i＝[0.81，-0.9，-0.61，0.1，…]，q＝[1.79，0.92，-0.33，-0.26，…]。转到步骤2。

步骤2，依据式(1)和式(2)分别计算i路和q路的直流分量，计算得iave＝0.1，qave＝-0.2。转到步骤3。

步骤3，对i路信号和q路信号减去其直流分量，获得新的i路信号和q路信号为i＝[0.71，-1，-0.71，0，…]，q＝[1.79，1.15，-0.33，-0.49，…]。转到步骤4。

步骤4，分别对i路信号和q路信号做傅里叶变换，仿真中是进行256点的fft，并计算出频率1.28mhz对应为第33根谱线，频率2.56mhz对应为第65根谱线，分别得到i路和q路在两个频点上的幅度为if(1.28)＝0.6250，if(2.56)＝0.6250，qf(1.28)＝0.6875，qf(2.56)＝0.5。转到步骤5。

步骤5，根据步骤4计算出的结果，依据式(3)计算出α1.28＝1.1，α2.56＝0.8。转到步骤6。

步骤6，将i路信号和q路信号组成复信号c＝[0.71+1.79j，-1+1.15j，-0.71-0.33j，0-0.49j，…]，并对c进行傅里叶变换，结果如图5所示，可以看出信号中既包含了直流分量也包含了镜频分量。依据(4)式计算出vir1.28＝29.98，vir2.56＝58.0235。转到步骤7。

步骤7，根据步骤5和步骤6计算出的结果，依据式(5)计算出准到步骤8。

步骤8，依据步骤5和步骤7计算出的结果，根据式(6)和(7)计算出b1.28＝0.3640，b2.56＝0.1405，c1.28＝0.9674，c2.56＝1.2623。转到步骤9。

步骤9，构造长度为33的数字滤波器bf和cf，初始化滤波器所有值为1，由于第一个系数对应0频系数，采样频率为10.24mhz，则1.28mhz和2.56mhz分别对应低5个系数和第9个系数，考虑到数字滤波器的对称性，将bf的第5和30位替换为b1.28，第9和26位替换为b2.56。同样的，将cf的第5和30位替换为c1.28，第9和26位替换为c2.56。转到步骤10。

步骤10，对bf与cf做逆傅里叶变换并取实部得到iq不平衡补偿滤波器b和c。转到步骤11。

步骤11，依据图1对信号进行处理，将接收到的i路信号减去iave去掉i路直流分量，将接收到的q路信号减去qave去掉q路的直流分量。将i路信号直接输出作为补偿后的i路信号。将i路信号经过滤波器b后与经过滤波器c的q路信号相加作为补偿后的q路滤波器。补偿后信号的傅里叶变换如图6所示，通过预补偿去掉了直流分量和镜频分量。