专利名称：Hdtv接收机中的具有带通相位跟踪器的vsb检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字领域中的残留边带信息的检测，特别是数字高分辨率电视(HDTV)信号无线接收机。
用于特定的HDTV信号传输中的残留边带(VSB)信号使幅度根据调制率而变化的固有载波为幅度对应于规定的调制率的固定幅度的导频波所代替。这种VSB信号例如将用于美国的空中广播，并且可以用于电缆传输系统。已经提出了用于接收这些信号的数字HDTV信号无线接收机，这种类型的接收机在高频头中采用双变换，接着是同步检测。频率合成器产生第一本机振荡，该振荡与接收的电视信号混合，产生第一中频(例如带有920MHz载波)。无源LC带通滤波器从它们的图象频率选择这些第一中频，通过第一中频放大器进行放大，并且通过第一声表面波(SAW)滤波器对被放大的第一中频进行滤波，该滤波器滤除邻近的频道响应。第一中频与第二本机振荡混合，产生第二中频(例如带有41MHz载波)，并且第二SAW滤波器从它们的图象频率和残留邻近频道选择这些第二中频，通过第二中频放大器进行放大。第二中频放大器的响应对基带与固定频率的第三本机振荡同步。
固定频率的第三本机振荡被施以0°和90°相移，由此进行同相位和正交相位同步检测过程。同相位同步检测的结果是当HDTV信号广播时数字符号的八级编码，而正交相位同步检测的结果是标称的零值。考虑到数字化以后同步检测的结果满意地相互跟踪，对在模拟领域中产生的同相位和正交相位同步检测的结果进行分开的数字化引起了一些问题；量化噪声引起了被称为相量的复合信号中的显著的相位误差。这一问题在前面提到的那种HDTV信号无线接收机中得到了避免，这是通过在数字领域中进行同相位和正交相位同步检测过程实现的。
例如，当数字化时以八级编码的奈奎斯特(Nyquist)速率的两倍对第二中频放大器的响应进行采样，实现同相位和正交相位的同步检测过程。连续的采样认为是按它们出现的次序被顺序地编号；奇取样和偶采样相互分开，产生各自的同相位(或实部)和正交相位(或虚部)同步检测结果。
对在数字同相位同步检测结果中的八级编码进行滤波，以便从NTSC信号中去除同波道干扰，并进行均衡滤波。均衡滤波器的响应作为输入信号送至格构(trellis)解码器。格构解码器的响应作为输入信号送至数据消除交错器，并且被消除交错的数据送至Reed-Solomon解码器。误差校正数据送至数据非随机函数发生器，它为包解码器产生数据包。用选择的包重放HDTV节目的音频部分，用选择的其它的包重放HDTV节目的视频部分。
为了实现用于同相位和正交相位同步检测过程中的同步，利用正交相位同步检测结果来为产生第二本机振荡的受控振荡器形成自动频率和相位控制(AFPC)信号。对数字正交相位同步检测结果进行低通滤波，产生AFPC信号，该信号调整第二本机振荡的频率和相位，以便最大限度地减小正交相位同步检测的结果的幅度。然而在实际上，该自动频率和相位控制不足以提供同相位同步检测结果的所需相位稳定度。数字化的同相位同步检测结果的自适应均衡滤波可以校正用于同相位和正交相位同步检测过程中的静态相位误差，但是均衡滤波的滤波系数中的自适应变化太慢了，以致不能补偿出现在HDTV信号的多路接收中的快速变化期间的AFPC反馈环中的相位不稳定性或相位误差中的变化。
因此，在上述类型的HDTV信号无线接收机中，一个相位跟踪器与数字化的同相位同步检测结果的均衡滤波级联。经均衡的同相位同步检测结果以数字化形式输送给Hilbert变换有限脉冲响应(FIR)滤波器。该FIR滤波器的响应和经均衡的同相位同步检测(延迟以补偿Hilbert变换FIR滤波器的等待时间)被作为实部和虚部输入信号送至一个复数乘法器，被乘以一个复数乘数信号，以便产生复数乘积。反馈环确定复数乘积的虚部与零的偏差，形成一个误差信号，调整用作复数乘数信号的单位Euler相量的相位角。从存储在只读存储器(ROM)中的正弦/余弦查寻表(LUT)中得到单位Euler相量的实部和虚部值，该存储器是由用于对误差信号进行积分的累积器的输出寻址的。这种相位跟踪器的问题是为了在接近零频率时提供必需的90°相移，Hilbert变换FIR滤波器必须具有许多许多的抽头。
本发明人在1994年5月2日提交的题为“HDTV接收机中的带有带通相位跟踪器的数字VSB检测器”的美国专利申请中提出了对上述HDTV信号无线接收机的改进，此处将该申请作为对比文件。在改进的HDTV信号无线接收机中，与第一中频混合将它们转变成第二中频的第二本机振荡具有固定的频率。因此，消除了作为产生第二本机振荡的问题的受控振荡器的AFPC反馈环中的相位不稳定性。与第二中频的载波频率有固定频率偏差的第三本机振荡与第二中频混合，以便将它们降频为第三中频，而不是与第二中频同步，将它们降频为基带。然后将第三中频用带通而不是基带模/数转换器进行数字化处理；并且其余的检测过程都在数字领域中进行。第三中频仍存在在HDTV信号的多路接收快速变化期间出现的相位误差变化，因此仍需要一个相位跟踪器。该相位跟踪器在复数同步检测期间的第三中频起作用，因此在均衡滤波之前起作用，而不象在现有技术的接收机中那样，相位跟踪器在复数同步检测和均衡滤波之后起作用。相位跟踪器是一个带通相位跟踪器，而不是用于现有技术的接收机中的基带(或低通)相位跟踪器。
用于带通相位跟踪器的同相位和正交相位采样过程源于以前用于具有对称边带结构的数字化带通信号的复数同步检测的过程。空中广播HDTV信号是残留边带(VSB)调幅信号，而不是双边带(DSB)调幅信号，并具有不对称的边带结构。用来产生带通相位跟踪器中的误差信号的HDTV信号的复数同步检测必须严格限制带宽，其响应是针对包括在VSB信号的不对称边带结构中的对称边带结构。恢复八级(或16级)VSB编码的HDTV信号的同步检测在带宽方面不受限制。
例如，本发明人所用的在早些时候的申请中所描述的带通相位跟踪器中的同相位和正交相位采样过程总的来说类似于D.W.Rice和K.H.Wu在他们的文章“高动态范围的正交采样”中所描述的内容，该文章见IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS，Vol.AES-18，No.4(1982年11月)的第736-739页。Rice和Wu指出，带通信号需要在以由带通信号的带宽而不是带通信号的最高频率分量确定的奈奎斯特速率或高于该速率进行数字处理之前，对其采样。对数字化的带通信号利用Hibert变换FIR滤波器进行正交相位同步检测；在对等于Hilbert变换FIR滤波器等待时间的延迟补偿之后，进行同相位同步检测。Rice和Wu指出，对数字化带通信号进行复数同步检测的优点是由混频器引入的直接分量被带通滤波器压缩，不会影响数字处理。在对带通形式的数字化VSB信号进行复数同步检测中，由部分压缩载波引起的复数同步检测结果的直接分量不受混频器引入的直接分量的影响，这一点在此处公开的发明中是很重要的。由Rice和Wu公开的优点以外的优点源于Hilbert变换数字化带通信号，而不是数字化基带信号。Hilbert变换FIR滤波器不再必须提供接近零频率的90°的相移，提供接近零频率的90°的相移需要非常长的延迟。Hilbert变换FIR滤波器只必须提供1 MHz或2 MHz(这时所需的延迟是适中的)高到7 MHz至8 MHz的90°的相移。滤波器所需的最高响应频率和最低响应频率之间的比值相对较小，这使得滤波器中所需的抽头数保持较少。
在他们早些时候的申请中，发明人指出，他们发明的其它实施例是可能的，其中用于带通相位跟踪器的同相位和正交相位采样过程是通过其它类型的成对全通数字滤波器实现的，这些滤波器对数字化的带通信号呈现的相位响应差为常数π/2。如同在他们早些时候的申请中所描述的，C.M.Rader在他的文章“对同相位和正交相位分量取样的简单方法”中描述了对数字化带通信号进行复数同步检测的改进方法，该文章见IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONICSYSTEMS，Vol.AES-20，No.6(1984年11月)的第821-824页。Rader用根据Jacobian椭圆函数设计的一对全通数字滤波器代替Rice和Wu的Hilbert变换FIR滤波器和补偿延迟FIR滤波器，并对数字化的带通信号呈现的相位响应差为常数π/2。一对最佳的这种全通数字滤波器具有以下系统函数H1(z)＝z-1(z-2－a2)/(1－a2z-2)a2＝0.5846832H2(z)＝-(z-2－b2)/(1－b2z-2)b2＝0.1380250Rader指出滤波器的设置只需要进行两次乘法，一次乘以a2，一次乘以b2。
本发明体现在一种无线接收机中，这种接收机用于接收包括表示数字信号的符号码的VSB信号，HDTV信号是这种VSB信号的例子。高频头用来选择传输VSB信号的频段中的不同位置上的一个频道。高频头还包括一个混频器，用于对所选择的频道进行多种变换，变成最终中频信号，该中频信号具有基本在零频率以上的最低频率，并由一个模/数转换器进行数字化。相位跟踪器对以载波频率为中心的数字化的最终中频信号的经窄带带通滤波的部分进行处理，压缩所述最终中频信号的虚部，该虚部是由多路失真引起的，或由频率转换期间所用的本机振荡中的相位非相干性引起的。相位跟踪器利用一对对数字化的带通信号呈现的相位响应差为常数π/2的全通数字滤波器，并且该全通滤波器是根据Jacobian椭圆函数设计的。相位跟踪器中的数控振荡器向同步检测器提供最终中频信号的实部的载波的数字表示，同步检测器根据载波的数字表示检测数字化的最终中频信号的实部。
图1是用于接收带有导频分量的VSB信号的接收机的框图，该接收机采用将符号同步到基带的数字电路，并且是可以实现本发明的通用类型。
图2、3、4和5是本发明的各种特定实施例中的图1VSB接收机所用的将符号同步到基带的数字电路的不同结构的框图。
图6是一对根据Jacobian椭圆函数设计的并对数字化的带通信号呈现的相位响应差为常数π/2的全通数字滤波器的详细框图，可用于图2、3、4或5的同步检测电路中。
图7和8是使图6的滤波器电路消除冗余延迟所作的变化的框图。
图9是图1VSB信号接收机的自动增益控制(AGC)电路的框图，接收机的构成利用了图2、3、4或5中的每一幅的将VSB信号同步到基带的数字电路。
图10是图1VSB信号接收机的另一个AGC电路的框图，接收机的构成利用了图2、3、4或5中的每一幅的将VSB信号同步到基带的数字电路。
图11是对电视接收机中的图9或图10的AGC电路进行改进的框图，这种电视接收机除了适于接收以符号形式的利用VSB信号编码数字信息这种类型的电视信号，还适于接收至少另一种电视信号。
在这些框图中，时钟或控制信号的连接用虚线表示，这是希望将它们和被控制的信号的连接区别开来。
图1表示用于接收来自广播接收天线6的数字HDTV信号的VSB信号接收机5。接收机5为显像管7恢复红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号，并为驱动左和右扬声器8和9恢复立体声信号。另外，可以连接VSB信号接收机5从小范围广播接收天线或从电缆传输系统接收数字HDTV信号。可以用不同的显示设备来代替显像管7，声音恢复系统也可以不同，可以由单声道组成，或由比简单的立体声重放系统更完善的系统组成。
包括部件11—21的高频头1选择接收VSB信号的频段中的不同位置上的一个频道，比如由广播接收天线6获取的数字HDTV信号，并对所选择的频道进行多种频率变换，变成最终中频带中的最终中频信号。更具体地说，设计由人操作的频道选择器10确定作为第一本机振荡器的频率合成器11的第一本机振荡的频率，并供给第一混频器12，用于与从广播接收天线6或其它数字HDTV信号源提供的接收信号形成外差。第一混频器12将所选频道中的接收信号升频成规定的第一中频(例如带有920 MHz载波)，并用LC滤波器13滤除与第一混频器12提供的升频变换结果相伴的不需要的图象频率。升频得到的第一中频作为输入信号送至第一中频放大器14，该放大器提供放大的第一中频，驱动第一声表面波(SAW)滤波器15。频率升至相当高的第一中频便于具有许多极点和零点的SAW滤波器滤波。来自第二本机振荡器16的第二本机振荡送至第二混频器17，与第一SAW滤波器15的响应形成外差，产生第二中频(例如带有41 MHz载波)。用第二SAW滤波器18滤除与第二混频器17提供的升频结果相伴的不需要的图象频率。第二SAW滤波器18的响应作为输入信号送至第二中频放大器19，被该放大器放大的第二中频信号响应作为输入信号送至第三混频器20，在那里与来自第三本机振荡器21的振荡形成外差。至此描述的多种变换高频头1除了选择来自第三本机振荡器21的振荡频率外，与前面提到的那些类似，于是第三混频器20提供带有向下扩展至1至2 MHz频率的残留边带和向上扩展至7至8 MHz频率的全边带的第三中频信号响应，而不是象前面所提出的那样，带有零频率载波的基带信号。第三中频信号响应的是高频头1的最终中频输出信号。
模/数转换器(ADC)22对高频头1的最终中频输出信号进行采样，每个模拟采样的周期不大于最高最终中频频率的半个周期，从而避免了不希望的混淆，并且ADC 22将采样变成具有大约10位分辨率的数字采样。通常在ADC 22中包括低通滤波器，它将来自第三混频器20的第三中频信号响应的高频图象压缩。第二SAW滤波器18已经限制了送入ADC 22进行数字处理的第三中频信号的带宽，所以ADC 22的功能如同向数字电路2提供数字化的最终IF信号的带通模/数转换器，数值电路2将VSB信号同步到基带。根据本发明的各个实施例的电路2的结构将进一步参照图2、3、4和5在本说明书中予以描述。ADC 22在进行数字处理时的采样率至少为带通信号带宽的奈奎斯特速率，对HDTV信号而言它是6 MHz。在实践中，本发明人倾向于将VSB HDTV信号采样率取为符号速率的两倍，即大约每秒21×106个采样。
对VSB HDTV信号以符号速率的两倍进行采样，以适应符号同步电路3，使由ADC 22进行的采样与符号速率同步，从而将“眼”响应增至最大。符号同步电路3是与S.U.H.Qureshi在他的论文“均衡部分响应系统的时序恢复”中所描述的用于脉冲调幅(PAM)信号的电路相同的通用类型，该论文见IEEE Transactions on Communications，1976年12月，第1326-1330页。符号同步电路3是由本发明人在他们早些时候提交的题为“用于HDTV接收机的带有带通相位跟踪器的数字VSB检测器”的美国专利申请中所描述的特定类型。电压控制的振荡器80产生蔓叶(cissoidal)振荡，标称频率为21 MHz。振荡器80最好是一个晶体振荡器，能够在一个比较窄的范围内进行频率控制。对称的箝位器或限幅器81根据蔓叶振荡产生方波，该方波被ADC 22在进行滤波以限制带宽的初始步骤以后的数字化处理过程步骤中用作时钟信号。现在详细地考虑用于控制由VCO 80产生的蔓叶振荡的频率和相位的误差信号的产生过程。
来自将VSB信号同步至基带的数字电路2的采样送至量化器84，该量化器84提供与它当前作为输入信号接收的采样最接近的量化电平。该量化电平具有量化器84的输入信号，并由数字加法器/减法器85作减法。减法器85的差信号表示对检测的符号中的误差需要作的校正，但是不表示在相位错误的VSB信号接收机5的采样引起的误差的原因是由于采样时间太早还是太晚。
来自将VSB信号同步至基带的数字电路2的采样作为输入信号送至均方误差斜率检测滤波器90。滤波器90是一个具有(1/2)、1、0、(-1)、(-1/2)核心(kernel)的有限脉冲响应数字滤波器，它的操作计时是由对称箝位或限幅器81产生的方波响应确定的。滤波器90的响应在时间上是与来自减法器85的差信号对齐的。数字乘法器86将来自减法器85的差信号与滤波器90的响应相乘，确定在相位错误的VSB信号接收机5的采样引起的误差的原因是由于采样时间太早还是太晚。滤波器90提供的两个分量响应的符号位和下一个最高有效位对进行乘法是足够了，这使得数字乘法器86的结构简单了。数字乘法器86的积信号送至累加器87进行积分，产生数字控制信号，该信号由数/模转换器88转换成模拟控制信号。用窄带低通滤波器89将模拟控制电压送至VCO 80。
将VSB信号同步至基带的数字电路2的基带响应作为输入信号送至时钟延迟线28，并作为第一被加数输入信号送至二输入数字加法器29。时钟延迟线28对其输入信号延迟12个符号的信号出现时间，该延迟响应作为第二被加数输入信号送至数字加法器29。时钟延迟线28和数字加法器29共同运作，构成NTSC带阻滤波器30，用于压缩来自NTSC信号的同波道干扰。NTSC带阻滤波器30是一种梳状滤波器，只要NTSC信号作为数字HDTV信号在相同的频道位置上传输，就需要这种滤波器。滤波器30压缩NTSC亮度载波和其包括同步信息的较低频边带，非常强烈地排除彩色副载波，压缩色度边带，并压缩FM音频载波。滤波器30根据来自检测器23的8编码级数字同相位同步检测结果，向均衡器31提供15编码级的信号。虽然没有明确表示向均衡滤波器31提供的输入信号是按2∶1抽取的，以便减小采样率到符号率。来自均衡器31的均衡滤波器响应作为输入信号送至格构解码器32，它进行恢复数字数据流的符号解码。均衡器31提供均衡滤波，它产生对多级编码的被调幅度的响应，送至格构解码器32，该被调幅度响应最大限度地减小了符号间干扰引起的符号误差。
虽然在图1中没有明确表示，但是最好在VSB信号接收机5中提供检测何时有来自NTSC信号的同波道干扰的电路，当没有检测到来自NTSC信号的同波道干扰时旁路滤波器30，并根据期望的编码级数调整符号解码范围。当必须鉴别8编码级时，要比必须鉴别15编码级时出现关于符号同一性的错误判定的可能性小。虽然数据同步电路并没有在图1中明确表示，但是数字HDTV领域中的技术人员将懂得VSB信号接收机5包括确定何时出现数据字段和数据行以便提供定时数据消除交错的时基的电路。数据字段同步电路从均衡器31的输出口取其输入信号，假定均衡器31是本发明人可取的那种类型，这种类型使得幅度响应的反馈调整取决于均衡器31对重影消除基准信号的响应。数据字段的开始由均衡器31的作为重影消除基准信号的伪随机脉冲串来通知。本发明人采用检测符号代码序列的出现的数据行同步电路，该符号代码序列通知数据行开始出现在均衡器31响应中而不是出现在均衡器31输入信号中。这种数据行同步电路可以采用与用于符号解码的格构解码器32相同的用于确定编码级的电路。
格构解码器32的数据响应作为输入信号送至数据消除交错器33，并且来自数据消除交错器33的消除了交错的数据被送至Reed-Solomon解码器34。来自Reed-Solomon解码器34的经误差校正的数据送至数据非随机函数发生器35，它为包分类器36产生数据包。包分类器36对连续的数据包中的首标代码作出响应，根据不同的应用将数据包分类。包分类器36将表示HDTV节目的音频部分的数据包送至数字音频解码器37。数字音频解码器37向驱动多个扬声器8、9的多通道音频放大器38提供左声道和右声道立体声信号。包分类器36将表示HDTV节目的视频部分的数据包送至MPEG解码器39。MPEG解码器39将水平(H)和垂直(V)同步信号送至显像管偏转电路40，该电路为显像管7或其它显示设备的荧光屏提供光栅扫描信号。MPEG解码器39还向显像管驱动放大器41提供信号，放大器41将放大的红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号送至显像管(7)或其它显示设备。
本发明关心同步到基带的数字电路2的具体特性。图2、3、4和5表示该电路的各种实施例，它采用如C.M.Rader所述的根据Jacobian椭圆函数设计的有限脉冲响应数字滤波器。这些FIR数字滤波器提供的H1(z)和H2(z)系统函数是全通的，并且在最终中频带，H1(z)系统函数的相位响应超前H2(z)系统函数的相位响应π/2弧度。
图2表示将VSB信号同步到基带的数字电路，其中来自数/模转换器22的数字最终信号作为输入信号送至如C.M.Rader所描述的那种FIR数字滤波器50和51，它们分别提供H1(z)和H2(z)系统函数。数字滤波器50和51的响应分别作为输入信号送至载波带通滤波器(BPF)52和53。具有相同带通特性的滤波器52和53从载波的边带分离复数导频波，载波是在由数字滤波器50和51的响应形成的复合信号中根据8级VSB编码调制的。数字滤波器50和51的响应作为输入信号送至数字延迟线54和55，它们分别提供等于载波带通滤波器52和53的等待时间的补偿延迟。
用于检测数字延迟线54和55的复合信号的同相位同步检测器230包括将延迟线54和55提供的响应分别与载波的正弦和余弦相乘的数字乘法器231和232，还包括对来自数字乘法器231和232的乘积信号求和的数字加法器233。由于事先知道复数乘积的虚部将是不变的零值，或基本如此，所以可以删除产生虚部所需要的数字乘法器和减法器。作为来自加法器233的和信号提供的同相位同步检测器230的输出信号作为输入信号送至NTSC带阻滤波器26。
正交相位同步检测器250包括将载波带通滤波器52和53的响应分别与载波的余弦和正弦相乘的数字乘法器251和252，还包括从数字乘法器252的乘积信号中减去数字乘法器251的乘积信号的数字减法器253。即表示由载波带通滤波器52和53提供的分离的导频波的复数与表示正交相位载波的复数相乘。由于事先知道复数乘积的实部将是不变的零值，或基本是零值，所以可以删除产生实部所需要的数字乘法器和加法器。来自减法器253的差输出信号将一个AFPC信号提供给DCO 27 。
图2所示的数控振荡器27包括在只读存储器271中的载波sinΦ查寻表，用于向数字乘法器231和252提供12位被乘数，还包括在只读存储器272中的载波cosΦ查寻表，用于向数字乘法器232和251提供12位被乘数，还包括为ROM 271和272产生地址的ROM地址发生器。地址发生器包括二输入数字加法器273，以其和输出信号向ROM 271和272提供ROM地址，并包括计时一采样延迟部件274，用于向加法器273的第一被加数输入端提供和输出信号，以实现ROM地址的累加器。二输入数字加法器275将其和输出信号送至加法器273的第二被加数输入端，用于在每个系统时钟周期对ROM地址的累加值递加1。多变换高频头1最好将VSB信号的载波信号与提供给ADC 22的最终IF信号频率频带的较低频部分进行外差变换，而不是与该频带的较高频部分进行外差变换，因为从带有更大数目的Φ的每2π弧度采样的ROM 271和272提供sinΦ和cosΦ被乘数，这提供了连续载波采样中更高的角分辨率。
当来自ROM 271和272的正交相关调相中提供的DCO 27的振荡中没有误差时，作为AFPC误差信号提供的来自减法器253的和输出信号将为零值。来自减法器253的和输出信号送至加法器275的第一被加数输入端，但是零值将不对加法器275的和输出信号产生影响。加法器275的和输出信号将与施加到它第二被加数输入端的信号相同，它是来自另一个数字加法器276的、被计时一采样延迟部件277延迟了一个采样的和输出信号。来自减法器253的和输出信号作为乘法器输入信号送至数字乘法器278与一个固定的被乘数相乘，该乘法器的输入信号为零使得数字乘法器278的乘积输出信号也为零值。来自数字乘法器278的乘积输出信号送至加法器276的第一被加数输入端，但是零值将不对来自加法器276的和输出信号产生影响。来自加法器276的和输出信号将与施加到它的第二被加数输入端的信号相同，它是来自加法器276的、被计时一采样延迟部件277延迟了一个采样的和输出信号的前一个采样值。加法器276和计时一采样延迟部件277的环路连接形成了循环延迟线存储器，它向加法器275的第二被加数输入端和加法器273的第二被加数输入端提供相同的增量，只要来自加法器253的和输出的AFPC信号保持为零值，便一个系统时钟周期接一个系统时钟周期地进行上述操作。来自加法器273的和输出的ROM地址值将持续上升，直到出现溢出重新开始持续上升这些ROM地址值的周期。
当来自加法器253的和输出的AFPC信号为正值时，这表示来自ROM 271和272的正交相关调相中提供的DCO 27的振荡其相位比正确的值滞后。正的AFPC信号施加至加法器275的第一被加数输入端，使其和输出信号从AFPC信号为零值时的值递增。这立即使从加法器273的和输出提供的ROM地址上升的点向前或设置提前，由于地址通过单采样延迟部件274反馈至加法器273的第一被加数输入端，所以这种上升持续出现。正AFPC信号作为乘法器输入信号送至数字乘法器278与一个固定的被乘数相乘，该固定的被乘数是一个小数，因此由数字乘法器278产生一个小的正乘积输出信号，施加至加法器276的第一被加数输入端。小数值的第一被加数输入信号使得加法器276的和输出信号增加，增加了存储在由加法器276和计时一采样延迟部件277环路连接形成的循环延迟线存储器中的增量的大小。一个采样延迟以后，由计时一采样延迟部件277将该较大的增量施加给加法器275的第二被加数输入端和加法器273的第二被加数输入端。该增加的增量加速了加法器273地址累加的速率以及将该加法器的和输出信号反馈至其第一被加数输入的单采样延迟部件274的速率。来自加法器273的和输出的ROM地址值将持续上升，直到出现溢出重新开始持续上升这些ROM地址值的周期，上升出现在累加率增加时，直到AFPC信号的下一个非零值进一步改变地址的累加率。
当来自加法器253的和输出的AFPC信号为负值时，这表示来自ROM 271和272的正交相关调相中提供的DCO 27的振荡其相位比正确的值超前。负的AFPC信号施加至加法器275的第一被加数输入端，使其和输出信号从AFPC信号为零值时的值增加。这立即使从加法器273的和输出提供的ROM地址上升的点向后或设置落后，由于地址通过单采样延迟部件274反馈至加法器273的第一被加数输入端，所以这种上升持续出现。负AFPC信号作为乘法器输入信号送至数字乘法器278与一个固定的被乘数相乘，该固定的被乘数是一个小数，因此由数字乘法器278产生一个小的负乘积输出信号，施加至加法器276的第一被加数输入端。小数值的第一被加数输入信号使得加法器276的和输出信号下降，减小了存储在由加法器276和计时一采样延迟部件277环路连接形成的循环延迟线存储器中的增量的大小。一个采样延迟以后，由计时一采样延迟部件277将该较小的增量施加给加法器275的第二被加数输入端和加法器273的第二被加数输入端。该下降的增量减慢了加法器273地址累加的速率以及将该加法器的和输出信号反馈至其第一被加数输入的单采样延迟部件274的速率。来自加法器273的和输出的ROM地址值将持续上升，直到出现溢出重新开始持续上升这些ROM地址值的周期，上升出现在累加率下降时，直到AFPC信号的下一个非零值进一步改变地址的累加率。
图3表示本发明的将VSB信号同步到基带的数字电路的另一个实施例，它在以下方面不同于图2的电路。删除了载波带通滤波器52和53，采用单个载波窄带通滤波器56将来自ADC 22的数字化最终IF信号作为其输入信号接收，并从中选择一个数字化的载波作为其响应。滤波器56的响应作为输入信号送至C.M.Rader所描述的那种FIR数字滤波器57，提供H1(z)系统函数，与滤波器56的响应进行卷积。滤波器56的响应还作为输入信号送至C.M.Rader所描述的那种FIR数字滤波器58，提供H2(z)系统函数，与滤波器56的响应进行卷积。与正交相位同步检测器250的连接改变了，于是数字乘法器251和252分别对数字滤波器57和58的响应作乘法，而不是对载波带通滤波器52和53的响应作乘法。
对来自ADC 22的数字最终IF信号的延迟响应(该相应是通过数字延迟线59提供的)作为输入信号送至FIR数字滤波器50和51。FIR数字滤波器50和51的响应作为各自的被乘数信号直接送至数字乘法器231和数字乘法器232。数字延迟线59补偿滤波器50和51响应中的载波带通滤波器56的等待时间。滤波器50和51之前级联的单延迟线59提供的响应与图2中滤波器50和51之后分别级联的二延迟线54和55提供的响应相同。
图4表示本发明的将VSB信号同步到基带的另一数字电路的另一个实施例，它在以下方面不同于图2的电路。载波带通滤波器52和53的每一个由各自的导线连接代替。提供等于图2中载波带通滤波器52和53的等待时间的各个补偿延迟的数字延迟线54和55，每一根由各自的导线连接代替。正交相位同步检测器250以相对宽的频带操作，因为AFPC信号可基于外差成零或接近于零的频率的载波，该零或接近于零的频率是利用低通数字滤波器58从加法器253的和输出信号选择的。选择低通滤波器58，使之具有比符号速率低许多倍的截止频率，于是阻止了与连续类似符号组相关的频率。在发送器的符号编码之前的初始步骤的数据随机性限制了可能出现的连续类似符号的数目，数据随机性便于正交相位同步检测之后的恢复AFPC信号的低通滤波。数据随机性也便于正交相位同步检测之前的恢复图2或图3的每幅图中的AFPC信号的带通滤波。
示于图2、3和4的DCO 27的一种简单的变形是将二输入加法器273和275由单个三输入数字加法器代替的DCO。依赖于正弦和余弦函数中的对称性、减少sinΦ和cosΦ查寻表所需的ROM量的一些技巧对熟练的数字设计者来说是已知的，并且可以改进DCO 27以便采用这种减少了ROM的设计。不是从ROM读出sinΦ和cosΦ信号，而是根据三角公式sin(A＋B)＝sinAcosB＋cosAsinB和con(A＋B)＝conAcosB-sinAsinB进行并行积累的电路结构是另一种DCO结构，它可以用于本发明的另一个实施例中的DCO 27的改进型中。
图5表示图2和3所示的将VSB信号同步到基带的数字电路的一种变形，这种变形采用了不同于DCO 27的DCO 270，其中进一步包括存储sin(Φ—α)查寻表的只读存储器2701和存储cos(Φ—α)查寻表的只读存储器2702。数字乘法器252从ROM 2701接收其乘数信号，而不是从ROM 271接收其乘数信号；数字乘法器251从ROM 2702接收其乘数信号，而不是从ROM 272接收其乘数信号。来自ADC 22的数字化的最终IF信号作为输入信号，经导线连接基本无延迟地送至滤波器50；滤波器50的响应作为其被乘数输入信号，经导线连接基本无延迟地送至数字乘法器231。来自ADC 22的数字化的最终IF信号作为输入信号，经导线连接基本无延迟地送至滤波器51；滤波器51的响应作为其被乘数输入信号，经导线连接基本无延迟地送至数字乘法器232。在特定情况下，α是90°，当然无需ROM 2701和ROM 2702，因为cos(Φ—α)和sin(Φ—α)分别等于从ROM 271中读出的sinΦ的值和从ROM 272中读出的cosΦ的负值。
虽然以上具体地描述的用于接收包括表示数字信号的符号代码的VSB信号的无线接收机采用了三变换高频头1，以形成一个第三中频信号，作为被进行复数同步检测的最终中频信号，采用特性如上所述的双变换高频头和带通相位跟踪器的接收机在其更广阔的方面体现了本发明。仅用双变换高频头的无线接收机是可能的，其中第二中频信号是最终中频信号，并与三变换高频头1的最终中频信号处于相同的频率范围。还可能构成一个双变换高频头，它将所选择的HDTV频道直接变成30—45 MHz的范围，然后将得到的第一中频信号再变成处于1—8 MHz范围内的最终中频。高频头需要60—90 dB的AGC范围，需要多级增益控制中频放大器。在高于1—8 MHz的频率范围，可以更容易地在整个增益控制的很宽的范围保持相位的线性度。因此，当选择最终IF信号使其处于1—8 MHz范围时，最好在最终混频器之前的IF放大器提供所需的60—90 dB的AGC范围。假如这种增益控制在两个频率更好地避免了不希望的再生影响，而这对于工作在单频带的高增益放大器来说是很容易出现的。在高于30—40 MHz范围的中频较容易获得SAW滤波的高的相位线性度。因此，当前更喜欢用三变换高频头。
图6是复合信号滤波器的一个详细框图。图6的滤波器包括一对如C.M.Rader所描述的根据Jacobian椭圆函数设计、并对数字化的带通信号呈现的相位响应差为常数π/2的全通数字滤波器110和120。图2、3、4或5的滤波器50和51可以象滤波器110和120那样构成。图3的滤波器57和58也能如此构成。由于附加采样的实部采样较好地提供了符号同步器3中的均方误差梯度检测滤波器90的正确的功能，所以本发明人倾向于在同步VSB信号的数字电路中不用Rader描述的利用分采样的全通滤波器，以便进一步减少延迟网络电路中的部件。此外，附加采样的虚部采样便于DCO 27或270的较接近的相位锁定。
提供系统函数H1(z)＝z-1(z-2－a2)/(1－a2z-2)，其中a2＝0.5846832(十进制算法)，的滤波器10的结构示于图6中，现说明如下。来自ADC 22的采样在计时延迟部件118中延迟一个ADC采样时钟周期，然后施加到节点119上。节点119的信号进一步由级联的计时延迟部件111和112延迟两个ADC采样时钟周期，然后作为其第一被加数信号送至数字加法器113。加法器113的和输出信号提供来自滤波器110的实部响应。加法器113的和输出信号由级联的计时延迟部件114和115延迟两个ADC采样时钟周期，然后作为其被减数输入信号送至数字减法器116，减法器116接收节点119的信号作为其减数输入信号。从数字减法器116输出的所得的差输出信号作为乘法输入信号送至数字乘法器117，用二进制算法乘以被乘数信号a2。所得的乘积输出信号作为其第二被加数信号送至数字加法器113。
提供系统函数H2(z)＝-(z-2－b2)/(1－b2z-2)，其中b2＝0.1380250(十进制算法)，的滤波器120的结构示于图6中，现说明如下。来自ADC 22的采样由级联的计时延迟部件121和122延迟两个ADC采样时钟周期，然后作为其第一被加数信号送至数字加法器123。加法器123的和输出信号提供来自滤波器120的虚部响应。加法器123的和输出信号由级联的计时延迟部件124和125延迟两个ADC采样时钟周期，然后作为其第二被加数信号送至数字加法器126，加法器126接收来自ADC 22的采样作为其被加数输入信号。从数字加法器126输出的所得的和输出信号作为乘数输入信号送至数字乘法器127，用二进制算法乘以被乘数信号b2。所得的乘积输出信号作为其第二被加数信号送至数字加法器123。
图7表示对图6的复合信号滤波器进行改进后得到的复合信号滤波器，现说明如下。计时延迟部件118的位置被移动了，以便延迟加法器113的和输出信号，而不是延迟ADC 22的数字输出信号，ADC 22的数字输出信号未加延迟地送至节点119，从而使得在移位的计时延迟部件118的输出口得到实部相应。移位的计时延迟部件111的输出口提供的实部响应与计时延迟部件114的输出口提供的响应相同。因此，实部响应从计时延迟部件114的输出口提供，以代替从移位的计时延迟部件111的输出口提供；移位的计时延迟部件111不再需要，故删去。
图8表示对图7的复合信号滤波器进行改进后得到的复合信号滤波器，现说明如下。加法器113的第一被加数信号取自级联的计时延迟部件121和122，而不是取自级联的计时延迟部件111和112。级联的计时延迟部件111和112不再需要，故删去。图8的复合信号滤波器优于图6和7的复合信号滤波器，因为删去了多余的计时延迟部件。
图9表示向自动增益控制(AGC)延迟网络42提供AGC信号的电路设置，AGC延迟网络42向图1的VSB信号接收机的第一IF放大器14和第二IF放大器19提供增益控制信号，以便控制它们各自的增益。第一IF放大器14、第二IF放大器19和AGC延迟网络42结合在一起，按照现有技术运作。特别感兴趣的是施加给AGC延迟网络42的AGC输入信号的产生方式。图9的向AGC延迟网络42提供AGC信号的电路设置包括另一个同相位同步检测器430，该检测器包括数字乘法器431，用于对载波的正弦和一个信号作乘法，该信号与数字乘法器251用来和载波的余弦作乘法的信号相同；数字乘法器432，用于对载波的余弦和一个信号作乘法，该信号与数字乘法器252用来和载波的正弦作乘法的信号相同；以及数字加法器433，用于对数字乘法器431和432的乘积信号求和。同相位同步检测器430的数字输出信号由数/模转换器(DAC)44转换成模拟信号，低通滤波器45对DAC 44的模拟输出信号进行低通滤波，产生施加到AGC延迟网络42的AGC输入信号。AGC延迟网络42可以包括对AGC输入信号进行放大的AGC信号放大器，但是通过仔细设计，可以避免对这种AGC信号放大器的需要。
图10表示将AGC信号施加到包括在图1的VSB信号接收机中的AGC延迟网络42的另一种电路设置。DAC 44被施加图2、3、4或5的同相位同步检测器230的响应。
图11表示将低通滤波器45的响应施加到利用第二IF放大器响应的电视接收机中的AGC延迟网络42的不同方式，除了将第二IF放大器响应用在VSB HDTV信号的附加接收机电路中外，还将该响应用作NTSC电视信号的附加接收机电路的输入信号，或用作复数调幅(QAM)载波上的HDTV信号的附加接收机电路的输入信号，或作为这两种类型的附加接收机电路的输入信号。低通滤波器45的响应施加至模拟或电路46的第一输入端47，模拟或电路46至少还接收另一个输入信号。模拟或电路46的第二输入端48可以被提供或来自NTSC电视信号的附加接收机电路的AGC输入信号，或来自复数调幅(QAM)载波上的HDTV信号的附加接收机电路的AGC输入信号。另外，模拟或电路46的第二输入端48和第三输入端49可以被分别提供来自NTSC电视信号的附加接收机电路和复数调幅(QAM)载波上的HDTV信号的附加接收机电路的分开电路的各个AGC输入信号。作为被提供的AGC输入信号中所选出的一个信号送至AGC延迟网络42的模拟或电路46的响应假定是对它们中的最大信号的响应，该最大信号称为基准电势，对它而言第一IF放大器14和第二IF放大器19的增益不下降，并且模拟或电路46的任何无用输入都返回。此外，为了使IF放大器14和19的增益出现下降，从施加到AGC延迟网络42的所选择的AGC输入信号的基准电势的偏离的值必须是实际值。
阈值检测器4对偏离基准电势的低通滤波器45的响应作出响应，将IF放大器14和19的增益减小一个大于阈值的值，该阈值远远小于增益实际减小的实际值，以便产生一个信号，它使电视接收机工作，重放通过高频头1选择的在VSB载波上传输的电视节目。
此处描述的数字VSB检测电路对设计具有接收复数调幅(QAM)载波上的HDTV信号的电视接收机是有吸引力的。由于数字VSB检测电路中的DCO和全带同相位同步检测器部分也可以包括在数字QMA检测电路中，所以减小了对检测复数调幅(QAM)载波的附加接收机电路的需要。
权利要求
1.一种无线接收机包括一个高频头，用于选择频带中的不同位置的一个频道，并将所选择的频道进行频率变换，变成最终中频带中的最终中频信号；一个模/数转换器，用于将所述最终中频信号进行数字化处理，产生作为其输出信号的数字化的最终中频信号；以及用于将所述数字化的最终中频信号同步到基带的数字电路，所述数字电路包括数控振荡器，用于产生受控频率的余弦波的数字采样和所述受控频率的正弦波的数字采样，根据表示所述受控频率与所需频率之差的数字控制信号，所述受控频率在包括所述最终中频信号的载波频率的整个频率范围都是可控的；分别产生对整个所述最终中频带频率的第一和第二全通响应的第一和第二数字滤波器，所述第一和第二全通响应在整个所述最终中频带基本是线性相位响应，并且在所述最终中频带中的每个频率呈现相互之间的基本π/2弧度的偏移；将所述数字化最终中频信号作为对它们的共享输入信号送至所述第一和第二数字滤波器的装置；第一数字乘法器，接收作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第一乘积信号；用于将所述第一数字滤波器的所述全通响应作为其被乘数信号送至所述第一数字乘法器的装置；第二数字乘法器，接收作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第二乘积信号；用于将所述第二数字滤波器的所述全通响应作为其被乘数信号送至所述第二数字乘法器的装置；以及将所述第一和第二乘积信号相加的第一数字加法器，用于产生作为将所述数字化的最终中频信号同步到基带的所述数字电路输出的输出信号提供的第一和信号。
2.如权利要求1的一种无线接收机，其中将所述数字化的最终中频信号同步到基带的所述数字电路进一步包括有限脉冲响应、窄带通、第三和第四数字滤波器，具有以所述最终中频信号的载波频率为中心的相同的响应函数，每个所述第三和第四数字滤波器呈现各自类似的等待时间，所述第三数字滤波器级联在所述第一数字滤波器之后，用于向所述第一数字滤波器的全通响应提供频率选择响应，所述第四数字滤波器级联在所述第二数字滤波器之后，用于向所述第二数字滤波器的全通响应提供频率选择响应；第三数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第三乘积信号；第四数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第四乘积信号；将所述第三和第四乘积信号相减的数字减法器，用于产生表示所述受控频率的频率和相位与所述最终中频信号的载波频率偏离的差信号；以及对所述差信号作出响应，将所述数字控制信号提供给所述数控振荡器的装置；其中将所述第一数字滤波器的所述全通响应作为其被乘数信号送至所述第一数字乘法器的所述装置包括第一数字延迟线，用于将作为其被乘数信号送至所述第一数字乘法器的所述第一数字滤波器的全通响应进行延迟，延迟量等于所述第三数字滤波器的等待时间；并且其中将所述第二数字滤波器的所述全通响应作为其被乘数信号送至所述第二数字乘法器的所述装置包括第二数字延迟线，用于将作为其被乘数信号送至所述第二数字乘法器的所述第二数字滤波器的全通响应进行延迟，延迟量等于所述第四数字滤波器的等待时间。
3.如权利要求2的一种无线接收机，进一步包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；第五数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第五乘积信号；第六数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第六乘积信号；将所述第五和第六乘积信号相加的第二数字加法器，用于产生第二和信号；对所述第二和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
4.如权利要求3的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
5.如权利要求4的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
6.如权利要求4的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
7.如权利要求2的一种无线接收机，包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；对所述第一和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
8.如权利要求7的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
9.如权利要求8的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
10.如权利要求8的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
11.如权利要求1的一种无线接收机，其中将所述数字化的最终中频信号同步到基带的所述数字电路进一步包括分别产生对整个所述最终中频带频率的第三和第四全通响应的第三和第四数字滤波器，所述第三和第四全通响应在整个所述最终中频带基本是线性相位响应，并且在所述最终中频带中的每个频率呈现相互之间的基本π/2弧度的偏移；第三数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第三乘积信号；第四数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第四乘积信号；将所述第三和第四乘积信号相减的数字减法器，用于产生表示所述受控频率的频率和相位与所述最终中频信号的载波频率偏离的差信号；对所述差信号作出响应，将所述数字控制信号提供给所述数控振荡器的装置；有限脉冲响应、窄带通、第五数字滤波器，用于接收来自所述模/数转换器的所述数字化最终中频信号，并经过一段所述第三数字滤波器的等待时间之后，向以其载波频率为中心的所述数字化最终中频信号部分提供一个频率选择响应；数字延迟线，用于将所述模/数转换器产生的、作为所述输出信号的数字化最终中频信号进行延迟，延迟量等于所述第五数字滤波器的等待时间，从而产生延迟的数字化最终中频信号；将所述延迟的数字化最终中频信号作为共享的输入信号送至所述第一和第二数字滤波器的装置；以及将所述第五数字滤波器的频率选择响应作为共享的输入信号送至所述第三和第四数字滤波器的装置。
12.如权利要求11的一种无线接收机，进一步包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；第五数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第五乘积信号；第六数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第六乘积信号；将所述第五和第六乘积信号相加的第二数字加法器，用于产生第二和信号；对所述第二和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
13.如权利要求12的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
14.如权利要求13的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
15.如权利要求13的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
16.如权利要求11的一种无线接收机，包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；对所述第一和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
17.如权利要求16的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
18.如权利要求17的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
19.如权利要求17的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
20.如权利要求1的一种无线接收机，其中将所述数字化的最终中频信号同步到基带的所述数字电路进一步包括第三数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第一数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述余弦波的数字采样，用于产生第三乘积信号；第四数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第二数字滤波器的响应和作为其乘数信号的所述受控频率的所述正弦波的数字采样，用于产生第四乘积信号；将所述第三和第四乘积信号相减的数字减法器，用于产生表示所述受控频率的频率和相位与所述最终中频信号的载波频率偏离的差信号；对所述差信号产生一个低通响应的第三数字滤波器，所述低通响应表示所述受控频率的频率和相位与所述最终中频信号的载波频率的偏离；以及对所述低通响应作出响应，向所述数控振荡器提供所述数控信号的装置。
21.如权利要求20的一种无线接收机，包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；对所述第一和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
22.如权利要求21的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
23.如权利要求22的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
24.如权利要求22的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
25.如权利要求1的一种无线接收机，其中所述数控振荡器是这样一种类型，它产生相位滞后所述受控频率的所述余弦波一个预定角度的所述受控频率的波的数字采样，并产生相位滞后所述受控频率的所述正弦波所述预定角度的所述受控频率的波的数字采样，以及产生所述受控频率的余弦波的数字采样和所述受控频率的正弦波的数字采样。
26.如权利要求25的一种无线接收机，其中将所述数字化的最终中频信号同步到基带的所述数字电路进一步包括有限脉冲响应、窄带通、第三和第四数字滤波器，具有以所述最终中频信号的载波频率为中心的相同的响应函数，每个所述第三和第四数字滤波器呈现各自类似的等待时间，所述第三数字滤波器级联在所述第一数字滤波器之后，用于向所述第一数字滤波器的全通响应提供频率选择响应，所述第四数字滤波器级联在所述第二数字滤波器之后，用于向所述第二数字滤波器的全通响应提供频率选择响应；第三数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的相位滞后所述余弦波的所述受控频率的所述波的数字采样，用于产生第三乘积信号；第四数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的相位滞后所述正弦波的所述受控频率的所述波的数字采样，用于产生第四乘积信号；将所述第三和第四乘积信号相减的数字减法器，用于产生表示所述受控频率的频率和相位与所述最终中频信号的载波频率偏离的差信号；以及对所述差信号作出响应，将所述数字控制信号提供给所述数控振荡器的装置。
27.如权利要求26的一种无线接收机，进一步包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；第五数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第三数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的相位滞后所述正弦波的所述受控频率的所述波的数字采样，用于产生第五乘积信号；第六数字乘法器，接收作为其被乘数信号的所述第四数字滤波器的频率选择响应和作为其乘数信号的相位滞后所述余弦波的所述受控频率的所述波的数字采样，用于产生第二乘积信号；将所述第三和第四乘积信号相加的第二数字加法器，用于产生第二和信号；对所述第二和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
28.如权利要求27的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
29.如权利要求28的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
30.如权利要求28的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
31.如权利要求26的一种无线接收机，包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；对所述第一和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
32.如权利要求31的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
33.如权利要求32的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
34.如权利要求32的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
35.如权利要求1的一种无线接收机，包括包括在所述高频头中的多个连续中频放大器级，至少其中一个中频放大器级提供在不同于所述最终中频带的中频的增益，其中至少两个中频放大器级提供的每一个增益的增益量都受各自的增益控制信号的控制；提供所述各个增益控制信号的装置，各个增益的增益量受一个自动增益控制输入信号的控制；对所述第一和信号作出响应，产生一个模拟低通滤波响应的装置；以及在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置。
36.如权利要求35的一种无线接收机，其中用于提供所述各个增益控制信号的所述装置包括对所述自动增益控制输入信号作出响应，提供所述各个增益控制信号的AGC延迟网络。
37.如权利要求36的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置是这样一种类型，它将在任何和所有条件下的所述模拟低通滤波响应作为所述自动增益控制输入信号送至所述AGC延迟网络。
38.如权利要求36的一种无线接收机，其中在至少所选择的条件下，将所述模拟低通滤波响应送至用于提供作为所述自动增益控制输入信号的所述各个增益控制信号的所述装置的装置包括一个模拟或电路，接收作为施加在其上的多个输入信号中的一个的所述模拟低通滤波响应，并将所述自动增益控制输入信号送至用于提供所述各个增益控制信号的所述装置。
39.如权利要求1的一种无线接收机，其中所述第二数字滤波器包括第二和第三数字加法器，每个都具有各自的第一和第二被加数输入连接，并具有各自的和输出连接；第三数字乘法器，将从所述第一数字加法器的和输出连接接收的信号乘以一个系数b2，其值基本等于十进制算法的0.1380250，以便产生送至所述第三数字加法器的第一被加数输入连接的第三乘积信号；在所述第二数字加法器的第一被加数连接处接收所述第二数字滤波器的输入信号的一个输入端；在所述第三加法器的和输出连接处提供来自所述第二数字滤波器的响应的一个输出端；在送至所述第三数字加法器的第二被加数输入连接之前，对在为所述第二数字滤波器所设的所述输入端接收的所述第二数字滤波器的输入信号延迟两个采样时间的装置；以及在送至所述第二数字加法器的第二被加数输入连接之前，对来自所述第三数字加法器的和输出连接的和输出信号延迟两个采样时间的装置。
40.如权利要求39的一种无线接收机，其中所述第一数字滤波器包括第四数字加法器，具有相应的第一和第二被加数输入连接，并具有相应的和输出连接；数字减法器，具有减数输入连接、被减数输入连接和差输出连接；第四数字乘法器，将从所述数字减法器的差输出连接接收的信号乘以一个系数a2，其值基本等于十进制算法的0.5846832，以便产生送至所述第四数字加法器的第一被加数输入连接的第四乘积信号；接收所述第一数字滤波器的输入信号的一个输入端；在送至所述数字减法器的减数输入连接之前，对在为所述第一数字滤波器所设的所述输入端接收的所述第一数字滤波器的输入信号延迟一个采样时间的装置；在送至所述第四数字加法器的第一被加数输入连接之前，对在为所述第一数字滤波器所设的所述输入端接收的所述第一数字滤波器的输入信号延迟三个采样时间的装置；在所述第四加法器的和输出连接处提供来自所述第二数字滤波器的响应的一个输出端；以及在送至所述数字减法器的被减数输入连接之前，对来自所述第四数字加法器的和输出连接的和输出信号延迟两个采样时间的装置。
41.如权利要求39的一种无线接收机，其中所述第一数字滤波器包括第四数字加法器，具有相应的第一和第二被加数输入连接，并具有相应的和输出连接；数字减法器，具有减数输入连接、被减数输入连接和差输出连接；第四数字乘法器，将从所述数字减法器的差输出连接接收的信号乘以一个系数a2，其值基本等于十进制算法的0.5846832，以便产生送至所述第四数字加法器的第一被加数输入连接的第四乘积信号；在所述数字减法器的减数输入连接处接收所述第一数字滤波器的输入信号的一个输入端；在送至所述第四数字加法器的第一被加数输入连接之前，对在为所述第一数字滤波器所设的所述输入端接收的所述第一数字滤波器的输入信号延迟两个采样时间的装置；提供来自所述第二数字滤波器的响应的一个输出端；在送至所述提供来自所述第二数字滤波器的响应的所述输出端之前，对来自所述第四数字加法器的和输出连接的和输出信号延迟一个采样时间的装置；以及在送至所述数字减法器的被减数输入连接之前，对来自所述第四数字加法器的和输出连接的和输出信号延迟两个采样时间的装置。
全文摘要
一种无线接收机，用于接收例如HDTV信号的VSB信号。高频头选择一个频道。高频头包括混频器，用于对所选择的频道进行多种变换，变成最终中频信号，该信号经模/数转换成为数字信号。相位跟踪器对以载波频率为中心的数字化的最终中频信号的经窄带通滤波的部分进行处理，压缩其虚部。相位跟踪器中的数控振荡器向同步检测器提供最终中频信号的载波的数字表示，同步检测器根据载波的数字表示检测数字化的最终中频信号的实部。
文档编号H04N5/50GK1119389SQ9510526
公开日1996年3月27日 申请日期1995年5月19日 优先权日1994年5月19日
发明者C·B·帕特尔, A·L·林堡 申请人:三星电子株式会社