专利名称：具备正交抽取级的接收器，处理数字信号的方法
技术领域：
本发明涉及如权利要求1的前序部分所定义的一接收器。本发明也涉及一数字信号处理装置，一正交抽取级和一处理数字信号的方法。
如权利要求1前序部分所定义的一接收器从EP-A-0,486,095中被了解。它对于接收可能是诸如无线和电视广播节目的RF-载波-调制信息特别适用。
在已知的接收器中，表示为
图1，一接收信号首先通过包含滤波器2和4及放大器3的一模拟RF输入部分，并进而由A/D转换器5数字化。分离器6按照一第一变换函数(D)和一第二变换函数(HT)相应地变换数字化的接收信号。相应地，获得一第一分离信号(xi)和一第二分离信号(yi)并提供给一数字正交处理器200。在这个处理器中，一期望的载波被选定并随后被解调。
在该已知的接收器中，数字正交处理器200包括一第一座标旋转数字计算机(CORDIC)9，滤波器10和11，及一第二座标旋转数字计算机12。该第一座标旋转数字计算机9如同完成一频率转换的一数字正交变频器--振荡器级一样地运作。该第一座标旋转数字计算机9可以以这样的方式被调谐，期望的载波被频率转换到滤波器10和11的通带。滤波器10和11提供了期望的通道选择性。它们抑制与期望的载波频率相临的干扰信号。被滤波并被频率转换的期望载波被提供给第二座标旋转数字计算机12供解调。该第二座标旋转数字计算机12如同一台可以同时放大和相位解调所期望的载波的直角座标到极性座标的转换器一样地运作。
在已知的接收器中，分离器6和该第一座标旋转数字计算机9必须以至少是A/D转换器5的采样频率的一时钟频率运作。在EP-A-0,486,095中，讨论了一个FM广播接收器的实例，其A/D转换器的采样频率是350MHz。在这样一个接收器中，该第一座标旋转数字计算机9典型地将是一具备高速器件的集成电路形式。在该情况中，该第一座标旋转数字计算机9的电源消耗将是约一瓦特。这约超过了一模拟正交变频器-振荡器级的电源消耗，其功能近于该第一座标旋转数字计算机9。
本发明的一个目标是提供一具备较已知的接收器消耗更少电源的数字正交处理器的接收器。这样的一台接收器在权利要求1中定义。此外，本发明提供了如权利要求6中定义的一数字信号处理装置，如权利要求7中定义的一正交抽取级和如权利要求8中定义的一处理数字信号的方法。有益的实施例在相应的从属权利要求中定义。
简略地陈述，在本发明中数字化的接收信号的采样频率在该分离器中被降低。相应地，数字正交变频器-振荡器可以运行于较低的时钟频率，且进而将消耗较少的电源。由于分离器中子采样，产生的混叠通过分离器变换函数间特定的幅度和相位关系被防止。这一关系是这样的，一个否则将混叠的信号实质上被第一变换函数相位移动较被第二变换函数小90度，而对该信号的幅度影响基本是相同的。
本发明基于下列共识。
在数字正交处理器的输入，用术语正频率和负频率加以区分。该处理器在一特定的带宽Q内或对于正频率分量敏感或对于负频率分量敏感。利用分离器中的子采样，在一带宽X中的正频率分量混叠到此带宽Q，而负频率分量在带宽Y中，它是带宽X相应于零频率的影像，不混叠，或反过来也一样。
在该带宽X内的正频率分量和在该带宽Y内的负频率分量间的振幅平衡可以受变换函数的相互振幅和相位特性影响。通过未混叠带宽中的频率分量，X或Y被最大化，而混叠带宽中频率分量，X或Y被最小化来防止混叠。
原则上，任何类型的滤波器可以被用于实现该变换函数；只有该滤波器的相互幅度和相位特性是值得注意的。由于数字正交处理器是带宽限制的事实，该相互相位和幅度特性只需要在有限的频率范围内满足特定的要求以防止混叠。在许多情况中，变换函数可以因此使用相当少的电路元件来实现。
占优势的，该变换函数被作为滤波器实现，此滤波器系数通过比特移位信号采样和随后组合比特移位的信号采样的方法被确定。这是对使用乘法器的一个硬件和/或，软件有效的替换。
占优势的，该变换函数之一具有一对称冲激响应而其它变换函数具有一抗对称冲激响应。这使得这些变换函数能用硬件和/或软件-高效实现。需要相当少的信号采样度量(scaling)来提供(抗)对称冲激响应。
占优势的，该数字正交处理器包括一连接在其输入和另一个正交处理器级间的正交抽取级。这可能进一步降低该处理器的电源消耗。通过进一步降低分离接收信号的采样频率，该下一级可以以一较低的时钟频率运作。
本发明的这些和其它方面参考此后描述的实施例的阐述将是显而易见的。
在图中图1展示了一现有技术的接收器。
图2展示了A/D转换混叠。
图3展示了另一个A/D转换混叠。
图4展示了子采样混叠。
图5展示了第一替换子采样混叠。
图6展示了第二替换子采样混叠。
图7展示了已知接收器中的通带特性。
图8展示了按照本发明的一数字信号处理装置。
图9展示了在此装置中的频带。
图10展示了在此装置中的矢量信号。
图11展示了在此装置中的信号频谱。
图12展示了按照本发明的一第一接收器。
图13展示了此接收器的频率特性。
图14展示了一分离器的一实施例。
图15展示了按照本发明的一第二接收器。
图16展示了此接收器的频率特性。
图17展示了按照本发明的一第三接收器。为了更详细地解释本发明，将参考已知的在EP-A-0,486,095中公开并在图1中展示的FM广播接收器。显然本发明用于许多其它接收器中可能是有益的。
首先，为了降低第一座标旋转数字计算机9的时钟频率的两个选件的缺点将被讨论。然后将展示本发明提供的在降低时钟频率以回避这些缺点的替代方法。最后，通过举例的方法讲解先进的实施例。
降低第一座标旋转数字计算机9的时钟频率的首要选择是调低A/D转换器5的采样频率。无论如何，这需要在A/D转换器5前的更复杂的模拟滤波器。
这一点在图2和3中解释。图2a和3a表示在一采样频率分别是350MHz和250MHz的A/D转换器输入处的频谱。该频谱展示了频带D和X。作为采样的结果，两个频带被转换到A/D转换器5输出处的一共公频带。期望的频带D相应于从87.5到108MHz的FM广播频带。在混叠频带X中的频率分量可能干扰期望频带D内的一载波。期望的频带用一包括互连两个顶点的一直接对角线的矩形指示。混叠频带用虚线填充。本申请将坚持期望和混叠频带的这一表示。
图2b和3b描绘了分别关联于350MHz和250MHz的一A/D转换器采样频率的模拟输入部分的期望频率响应。在两个图中，有一个覆盖期望频带D的通带P和一覆盖混叠频带X的阻止频带S。也有一个位于通带P和阻止频带S间的过渡频带T。对于350MHz的采样频率，过渡频带在108MHz和142MHz间(图2b)。对于250MHz的采样频率，过渡频带处于108MHz和142MHz间(图2b)。在两种情况下，在过渡频带T中的期望滚降是从通带P中的0dB衰减到阻止频带S中的-60dB。可以看出250MHz的采样频率较350MHz滚降更为陡峭。结果是，当采样频率从350MHz调低到250MHz时，模拟滤波器2和/或滤波器4的次序级必须增加。
A/D转换器5的采样频率是一个折衷。增加采样频率有不利后果，例如增加了数字电路的电源消耗。另一方面，降低采样频率也有不利后果，例如更复杂的模拟滤波器。值得注意的是，这样的滤波器可能带来进一步的缺点，诸如，增加了的部件分布敏感C和减少了的相位线性。相位线性对在诸如电视接收机中是重要的。
降低第一座标旋转数字计算机9的时钟频率的第二选择是在A/D转换器5和分离器6间插入一子采样或抽取滤波器。一抽取滤波器是一抽取器和一防止抽取导致的混叠的数字滤波器的组合。一个抽取器被理解为是只把其输入端处一数字信号的一系列R子序列采样之一传送到一输出端的元件。这样一个元件可能是，诸如以一低于施加到触发器输入端的数字信号的采样频率R倍的时钟频率执行触发操作。整数R也被称为抽取因子。
因此，已知的接收器包含抽取滤波器在滤波器10和11中，第一座标旋转数字计算机9的正交输出信号对被子采样。这样做是为了降低第二座标旋转数字计算机12的时钟频率。一般地讲，一抽取滤波器用于子采样一具有一相当高的过采样因子的信号。过采样因子是采样频率和信号中期望频带的宽度的商。在已知的接收器中，滤波器10和11的过采样因子相当高。在第一座标旋转数字计算机9的输出处，采样频率依然是350MH，但期望的频带被降低到一FM-调制的载波的频带200KHz。使用这样高的过采样因子，混叠频带在频率上远离期望的频带。作为结果，混叠可以用相当简单的数字滤波器来防止。这有点相似于A/D转换器5的采样频率和其前面的模拟滤波器的复杂性间的关系，如上所述。
由于相当低的过采样因子，A/D转换器5和分离器6间的一抽取滤波器将是相当不现实的，在这一点上，期望的频带宽度是20，5MHz，它导致附加采样因子低于滤波器10和11宽度的100倍。注意该期望频带的宽度用第一座标旋转数字计算机9的调谐范围和滤波器10和11的通带来定义。
例如，考虑一个安排在A/D转换器5(采样频率350MHz)和分离器6间的具有R＝6的抽取滤波器。图4a表示在这样一个抽取滤波器输入处所看到的频谱。此频谱包含从87，5MHz到108MHz的期望频带D，它将在此抽取滤波器的输出处折叠到从87，5到67MHz的一频带。此处，它将恰好重合于也在图4a中展示的混叠频带X。图4b展示了此抽取滤波器的期望幅度-频率特性。为了防止混叠，在从67到87，5MHz间有一个阻止频带S；通带覆盖期望的频带D。过渡频带T的宽度是′零′此抽取滤波器在87，5MHz处应当具有一无限滚降。明显地这样一个抽取滤波器是不可行的。
为了防止发生一′零′过渡带宽，可以调整A/D转换器5的采样频率。其采样频率可以被降至，诸如，250MHz。图5a和5b展示了分别相似于图4a和4b的相应的频谱和期望的滤波器特性。无论如何，采样频率的降低需要在模拟输入部分使用更复杂的滤波器，如前面所讨论的。
另一种选择，可以增加A/D转换器5的采样频率，例如到500MHz。无论如何，在那种情况下第一座标旋转数字计算机9的时钟频率只从350MHz降低到250MHz。在第一座标旋转数字计算机9的电源消耗中相当小的节约可能被必须运作于500MHz时钟频率的A/D转换器5电源消耗的增加所抵消。图6a和6b展示了对于这种情况分别相似于图4a和4b的频谱和期望的滤波器特性。
在任一情况下，即降低或增加采样频率，抽取滤波器自身将消耗一明显数量的功率。一定数量的电路元件将被需要以实现如图5b和6b所示的相当陡峭的抗混叠滤波器特性。这些电路元件必须运行于相当高的时钟频率，且结果是需要相应地被偏置。
本发明提供了一个降低在已知接收器中第一座标旋转数字计算机9的时钟频率的替代选择。
本发明有益地使用了图1展示的已知接收器的下列特征。在输入16，17对处看到，在已知接收器内的正交信号处理器200具有一个通带。该通带或是正或是负的滤波器10和11的通带频率移位。例如，让滤波器10和11两者提供一个如图7a中展示的低通特性L和让第一座标旋转数字计算机9在输入16，17对处移动频谱一频率+ΔF。在该输入处的相应通带M在图7b中被描绘。只有这个通带M中的信号分量将被转换到滤波器10和11的通带L。没有通带M的正极性频率映像。本发明有益地采用了在通带特性中相应于零频率的这种不对称性。
图7c描绘了当第一座标旋转数字计算机9被从最小移动频率(+ΔFmin)到最大移动频率(+ΔFmax)调谐时，在输入对16，17处看到的通带M的各种位置。定义一个覆盖通带M所有可能的位置的处理器带宽Q是可能的。这一处理器带宽Q在图7d中被展示。这样，正交信号处理器200可以处理这一不对称于零频率的处理器带宽Q内的信号。
本发明以这样一种方式采用了处理器带宽Q的以上标识的不对称性，它将参考图8进一步解释。图8展示了包含其前面有一分离器100的一数字正交信号处理器200的信号处理装置。该正交信号处理器200处理图9a展示的一处理器带宽Q内的信号。该正交信号处理器200可能相似于在图1中展示的已知接收器中的部件。无论如何，这不是本发明必要的。
分离器包含分别具有变换函数H1和H2的变换级110和120，分别被抽取器130和140跟随。在分离器100输入端101处被接收的一数字信号分别按照第一变换函数H1和第二变换函数H2被传送到数字正交信号处理器200的第一输入端201和第二输入端202。进而，在输入101处的采样频率Fs1被抽取因子R降低到输入端对201，202处的一采样频率Fs2＝Fs1/R。
在抽取器130和140的输入端对131，141处看到的，有多个被转换到图9a中展示的处理器带宽Q的R频率带宽。这些频率带宽是处理器带宽Q的抽取器130和140的输出采样频率Fs2＝Fs1/R的整数(k)倍的频率移位，包括处理器带宽Q自身(k＝0)。通常，在输入131，141处看到的频谱可以以如下方式被建立。首先，按照该输入对处的采样频率Fs1＝R*Fs2定义一频率间隔。其次，在输入201，202处的频谱被重复移位到一采样频率以填充这一间隔。通过举例的方法，图9b展示了在输入对131，141处的在R＝2情况下被转换到图9a中表示的处理器带宽Q的两个带宽Q′(0)和Q′(+1)。带宽Q′(0)相应于图9a中的处理器带宽Q，即Q′(0)是处理器带宽Q(k＝0)的零频率偏移。带宽Q′(+1)是图9a中处理器带宽Q的+Fs2(k＝+1)频率偏移。
在输入对131，141处看到的大量的R频率带宽中只有一个被期望，也就是相应于期望信号可能所在的频带的频带。在其它R-1频率带宽中的信号，称为混叠带宽，作为抽取的结果可能干扰期望带宽内的信号。例如，期望的信号可能位于图9b展示的带宽Q′(+1)内。这在按照这一实例展示了在输入对131，141处看到的期望带宽D和混叠带宽X的图9c中被解释。为了防止混叠，在频带X中信号的出现应当被防止。
在输入对131，141处一混叠带宽中一信号的出现可以通过第一变换函数H1和第二变换函数H2间的下列关系被防止。在混叠频带中，H1的相位特性应当较H2的迟延90度。进而，H1和H2的幅度特性在混叠频带内应当匹配。在该情况下，输入端101的信号不能在混叠频带内产生频率分量。这在下面可以被解释。
首先，应当承认该数字正交信号处理器200在输入201和201处分别接收信号x(k)和y(k)，作为一矢量信号v(k)的直角座标。这在图10a中是可视的，其中采样x(n)被表示在横轴而采样y(n)被表示在纵轴。据此，在输入对131，141处的采样对x′(n)和y′(n)构成了一矢量v′(n)的直角座标。
现在，让输入201处的信号s(k)是一数字化正弦信号，其频谱表示为图11a。进而，让s(k)通过第一变换级110的相位移动为较通过第二变换级120的迟延90度，而这些级的幅C特性是相等的。图10b解释了在输入对131，141处的相应矢量信号v′(k)。后续来自第一变换级110的采样x′(1)到x′(4)被投影到X-轴，在该处来自第二变换级120的后续采样y′(1)到y′(4)被投影到Y-轴。
在输入对131，141处的矢量信号v′(k)呈现出是一顺时针旋转。这一矢量信号的频谱被表示在图11b；它只包含一负频率分量。这一负频率分量是相应于展示在图11a中输入信号s(k)的频率分量的零频率的映像。明显地，在输入对131，141处，等于图11a展示的频率分量的正频率分量的出现已经被防止。
相反的在图10c中展示，其中信号x′(k)在相位上相对于信号y′(k)领先90度。图10c中的矢量信号v′(k)一顺时针旋转的循环计数器。结果是，它只包含图11c中表示的一正极性频率分量。负极性频率映像的出现被防止。
在输入对131，141处一信号s(k)或到正或到负频率的选择性变换可以被用于防止混叠。这是由于这样的事实，处理器带宽Q没有相应于零频率的映像，且作为结果，没有是相应于零频率的相互映像的混叠带宽。例如，考虑图9c展示的情况。可以安排一信号分量出现在图9d中展示的带宽Y内而不是混叠带宽X内。带宽Y是混叠带宽X的映像。因为带宽Y不能恰好重合于一混叠带宽并落在期望带宽D的外面，这些信号分量不能导致任何干扰。
本发明作为一般规则提供了H1相对于H2的基本90度相位迟延及在一混叠带宽内基本相同的幅度。这适用于在正频率半区内的混叠带宽及负频率半区内混叠带宽两者，例如图9d中的混叠带宽X。相位特性相对于零频率是非对称的是一个基本特征。因此，该规则隐含了在图9d中展示的H1相应于H2的一相位提前。按照该规则，一负频率映像将落于混叠带宽X的正弦信号s(k)被变换到图10c中展示的一矢量信号。
上述标识的防止混叠的技术在一混叠频带接近于分离器输入处101看到的期望带宽时有显著的优势。图9e展示了在输入101处看到的相应于图9c的频谱。如果图8中变换级110和120两者具有覆盖图9e中展示的混叠带宽X的阻止带宽，混叠也可以被防止。无论如何，因为混叠带宽X接近于期望带宽D，这将需要复杂的滤波器结构。本发明为此提供了一个选择。
值得注意的是，不需要对每一个混叠带宽使用上述标识的技术。假如一混叠带宽离期望带宽足够远，每个变换函数实际上可能具有一覆盖这一混叠带宽的阻止带宽。作为一选择，一个分离器前的单一滤波器可以提供这种阻止带宽。
现在将通过举例的方法来讲解按照本发明的接收器。
图12展示了一具有一结构相似于图1中展示的接收器的FM广播无线接收器。相应的元件用与图1中相同的参考编号标识。A/D转换器5的采样频率是375MHz。一分离器100分别包含两个抽取器130和140，具有一R＝3的抽取因子两者被安排在A/D转换器5和第一座标旋转数字计算机9之间。因此，第一座标旋转数字计算机9的时钟频率是125MHz，即，A/D转换器采样频率的1/3。
滤波器10和11是抽取低通滤波器，它具有一100kHz的截止频率。第一座标旋转数字计算机9产生的频率偏移被从-17，1MHz调谐到-37，4MHz。图13a展示了在范围从+17MHz到+37，5MHz的第一座标旋转数字计算机9的输入处期望的带宽。在这一带宽内的信号可以在滤波器10和11的通带内被移动。
在输入对131，141处，有三个作为抽取结果被转换到这个期望带宽的频率频带。这些频带被展示在图13b。它们相应于抽取器130和140输出处的采样频率的一整数倍的频率移动，它是125MHz。这些频率频带之一是期望的从-87，5到-108MHz的FM广播频带。其它的两个频带是混叠频带。
在以上涉及的混叠频带中出现的一频率分量被变换级110和120防止。作为一个实例，变换级110和120是横向滤波器形式。这些滤波器提供了变换函数，以Z-符号，可以一般地表示如下H(Z)=Σn=0LCnZ-n]]>L标识变换函数的长C。变换级110和120两者具有长CL＝6。第一变换级110的系数是c0＝-0.015625c1＝-0.156250c2＝-0.187500c3＝-0.18750
c4＝-0.1 56250c5＝-0.015625第二变换级120的系数为c0＝-0.062500c1＝0.093750c2＝0.234375c3＝-0.234375c4＝-0.093750c5＝-0.062500图13c展示了第一和第二变换级110和120相应的幅度特性mag{H1}和mag{H2}，图13d展示了相位特性pha{H1}和pha{H2}。幅度特性在混叠频带中基本上是相等的。对于正频率，相位特性pha{H1}是相对于相位特性pha{H2}90度。对于负频率，相位差的符号改变，即，pha{H1}领先于pha{H2}90度。注意幅度特性相应于零频率的对称性和相位特性的不对称性。由于(不)对称性适用于所有滤波器，对正频率只显示幅度和相位特性已经是足够的了，它从0到+375MHz。
当H1的相位迟延90度时，有五个频率fn1…fn5的H1和H2的幅C准确地相同。如果一个具有频率fn1…fn5中任何一个的正弦信号施加在输入端101，它将导致在输入对131，141处的一纯循环顺时针旋转矢量信号。因此，没有正频率分量，但只有一个负频率分量。
对于不是fn1…fn5的其它频率，一正弦输入信号将产生一个输入对131，141处的矢量信号，它不是完美地循环，而是椭圆的。椭圆地旋转是一顺时针旋转的矢量合和一顺时针旋转的计数器。因此，矢量信号包含正和负频率分量两者。正和负频率分量的幅度分别相应于该顺时针计数器和顺时针旋转的半径。mag{H1}和mag{H2}越匹配，矢量信号将越近似于完美的圆旋转，且结果是，频率分量之一越被抑制。
对于所有的频率，图13E展示了在输入对131和141处相应于输入端101处一正弦信号的正和负分量的幅度。注意在混叠频带中频率fn1…fn5处的陷波。由于在混叠频带内mag{H1}和mag{H2}间差相当小的事实，在这些频带中频率分量相应于期望频带至少有40dB的衰减。通过比较图13C和图13E，一正频率分量的幅度和幅度特性匹配之间的关系是明显的。如果在混叠频带中需要更多的衰减，幅度特性间的失配应当被降低。例如，这可以通过使用其长度大于6的滤波器获得。
注意到在本发明中对混叠频带外的频率分量的抑制是不感兴趣的是重要的。这些频率分量将被诸如图12展示的接收器中在第一座标旋转数字计算机9后的滤波器10和11抑制。这样，这些滤波器的出现放松了在分离器中对幅度和相位特性的要求。
图14解释了分离器100的一个实施例。在度量(scaling)单元SCU中，输入采样按照系统函数H1{Z}和H2{Z}中的系数被度量(scaling)。度量(scaling)后的输入采样被分别供应给两个时延和组合单元DCU1和DCU2。DCU1和DCU2的输出信号分别被抽取器130和140抽取。抽取器130和140是触发器，用一个内部带“F”的方块表示，它以125MHz的时钟频率运作。所有其它的触发器以时钟频率375MHz运作并充当单位时延元件。一个单位时延元件相应于Z-域中的一ZE-1操作。
有益的是，滤波器系数通过比特移位信号采样和后续的结合比特移位信号采样的手段来确定。这允许不使用乘法器的硬件有效实现一度量(scaling)单元SCU。变换函数H1(Z)的系数可以被写作C0＝C5＝-2-6C1＝C4＝-2-3-2-5C2＝C3＝2-2-2-4变换函数H2(Z)的系数可以被写为C0＝-C5＝-2-4C1＝-C4＝2-3-2-5C2＝-C3＝2-2-2-6在一采样中的比特沿从低比特位向最高比特位方向被移动N比特位时用2n来度量一个采样。相反地，当一采样中的比特沿从高位向低位方向移动时，一个采样用2-n来度量(scaling)。这些操作将进一步分别被定义为N比特移位和-N比特移位。
H1(Z)和H2(Z)的系数相应于增加和/或去多个这些比特移位。例如，H1(Z)的系数C1可以被实现为一-3比特移位和一-5比特移位的线性组合。因为对于熟知当前技术的人士是清楚如何实现比特移位的线性组合的，度量(scaling)单元SCU的构造细节在图14中未展示。
有益的是，变换函数H1(Z)和H2(Z)分别是对称的和不对称的。因此，对于每一个变换函数只需要三个度量(scaling)，它是这些函数长度的一半。该度量(scaling)单元SCU在输出端S1、S2、S3、S4、S5和S6处提供分别用一等于H1(Z)的系数C0、C1、C2和H2(Z)的C3、C4、C5的因子度量(scaling)的输入采样。在输出端S0、S1和S2处被度量(scaling)的采样被提供给第一迟延和组合单元DCU1，在输出端S3、S4和S5处的那些到第二单元DCU2。两个单元DCU1和DCU2是触发器的串行排列，其间安排一加法器或一减法器。在DCU2中三个减法器被用于提供变换函数H2(Z)的所期望的反对称性。通过将迟延和组合单元DCU1和DCU2中的每个触发器考虑为一Z-1运算符，人们可以现实地验证图14中展示的实施例分别提供了期望的变换函数H1(Z)和H2(Z)。
现在参考图12中展示的接收器，它可能进一步降低第一座标旋转数字计算机9的时钟频率。在第一座标旋转数字计算机9输入处期望的频带，表示在图13A，依然占据从-1/2FS2到+1/2FS2的整个频谱的一相当小的部分。这是在采样频率中开销的一个指示。
图15展示了一第一座标旋转数字计算机9的时钟频率被降低到62，5MHz的FM广播接收器。与图12比较，一具有R＝2的正交抽取滤波器150被安排在分离器100和第一座标旋转数字计算机9间。从A/D转换器5到第一座标旋转数字计算机9，有效的抽取因子为6。分离器100的系统函数H1(Z)和H2(Z)相同于图12展示的接收器。
第一座标旋转数字计算机9将频率移动从-25，1调谐到-31，25MHz并从+31，25到+17，1MHz。图16A展示了在第一座标旋转数字计算机9的输入处期望的频带。其范围是从-25到-31，25及从+31，25到+17MHz，建议的+和-31，25MHz间的不连续性，采样频率的一半，是表示方法的结果。图16A的频谱每一个采样频率移动重复自身一次。
图16B展示了分别在抽取器180和190的输入对181、191处看到的频谱。在第一座标旋转数字计算机9的输入处有两个转换到期望频带的频带。这些带宽之一相应于图13A展示的期望的频带，其它频带是一个混叠频带。在输入对181、191处的混叠频带内频率分量的出现通过变换级160A、160B和170A、170B被防止。级160A和160B的变换函数是H3而级170A和170B的是H4。变换级是长度L＝4横向滤波器。H3的系数为C0＝C3＝0.06250＝2-4C1＝C2＝-0.28125＝-2-2-2-5H4的系数为C0＝-C1＝0.109375＝2-3-2-6C1＝-C2＝0.234375＝2-2-2-6在滤波器/抽取器级150的输入处的一负频率分量用一输入端151处的第一正弦信号和输入152处的一与第一正弦信号的幅度相同，但相位领先90度的第二正弦信号组成。两个正弦信号分别按照H3和H4被变换，并分别在减法器S和加法器A中被组合。如果H3的相位移动第一正弦信号相应于H4领先90度，被变换的信号在减法器S的倒相和非-倒相输入处将是同样的并因此相互抵消。在加法器A的输入处被变换的信号将是相位相反但有相同的幅度。
幅度和相位特性，mag{H3}、mag{H4}和pha{H3}、pha{H4}分别在图16C和16D中展示。在混叠频带中，pha{H3}滞后于pha{H4}90度，而mag{H3}和mag{H4}基本上相等。现在将可以理解这样的特性基本防止了在输入对181、191处的混叠频带中一频率分量的出现。图16E展示了有关从输入对151、152到输入对181、191变换的幅度一频率曲线。
值得注意的是分离器100和正交抽取滤波器150的级联可以用一单一的R＝6的分离器替代。这在图17中展示。在混叠频带中防止频率分量出现的变换函数H5和H6的一可能集合可以被容易地确定，若给定在图15中展示的接收器中的变换函数H1、H2、H3和H4的话，在Z-符号中下列适用H5(Z)＝H1(Z)H3(Z3)-H2(Z)H4(Z3)H6(Z)＝H1(Z)H4(Z3)+H2(Z)H3(Z3)为了得到上述表达式，图15中的抽取器130和140通过变换级160A、160B、170A和170B被移位，以与抽取器180和190组合成R＝6。这导致变换函数H3(Z)和H4(Z)变更到H3(Z3)和H4(Z3)。
无论如何，通常如图15让一个其后跟随一个正交抽取滤波器的分离器具有一相当低的抽取因子，较如图7中的具有相当高的抽取因子的单一分离器是有益的。例如，在后一种情况下，需要长度L＝15的两个横向滤波器来实现上述表达式中的变换函数H5(Z)和H6(Z)。这两个滤波器将需要较图15中展示的接收器中的分离器和正交抽取滤波器中横向滤波器电路元件总数更多的电路元件。再者，图17中L＝15的两个横向滤波器运作于相当高的时钟频率(375MHz)，此处图15中的正交抽取滤波器运行于此时钟频率的三分之一。在图15中展示的接收器中只有两个L＝6的横向滤波器运行于375MHz。因此，后一接收器将较图17中展示的接收器消耗更少的功率。
概要地讲，相当简单结构的节省功率数字接收器已经被讲解。一个接收的信号用相当高的采样频率被数字化；简单的模拟滤波器防止混叠。数字化的接收信号通过到正交数字信号处理器的一个分离器被提供。在这个处理器中，一期望的载波被选定并解调。分离器按照一第一和一第二变换函数变换数字化的接收信号，以分别获得同相和正交分量。采样频率在分离器中被降低。变换函数的相位和幅度间的特定关系为至少一个频率带宽防止了混叠。这样一个关系可以用相当简单的滤波器来获得。
当为了澄清本发明有限数量的实施例被展示和描述时，一位熟知当前技术的人士可能构想许多其它可供选择的不背离被声明的本发明的精神和范围的实施例。
按照本发明的一接收器中，收到的RF信号在被数字化前可能首先被转换到一中间频率(IF)。例如，在一电视接收机中，数字化提供一约40MHz的IF信号的一电视调谐器的输出信号可能是较可取的。数字化的IF信号随后被加到图8中展示的一数字信号处理装置。一相似的技术在DAB接收器中可以被应用。一数字化的DAB IF信号被加到包含抽取器的一分离器并随后被转换到同相和正交基带信号，它被过滤并加到一快速富里叶变换器供OFDM-解调。
在图15展示的接收器中，另一正交抽取滤波器可以被插入到正交抽取滤波器150和第一座标旋转数字计算机9之间。原则上，只要期望频带的宽度不超过采样频率，采样频率就可以被降低。例如，该另一正交抽取滤波器的抽取因子可以是R＝3。这将降低第一座标旋转数字计算机9输入处的采样频率到20，83MHz，该采样频率超过了期望的频带宽度20，5MHz。
有各种可能实现分离器和正交抽取滤波器的方法。展示在图14中的实施例只是一种可能的实现。在可供选择的实施例中，抽取器可能被合并到滤波器中。这被认为是一种多相结构，且诸如在R.E.CROCHIERE和L.R.RABINER作的‘多速率数字信号处理’的第79页等被描述。这样一个多相结构通常是省电的。同样值得注意的是，滤波器不一定是横向滤波器。例如，递归滤波器可能同样被采样。本发明处理一分离器或一抽取正交滤波器中滤波器的特定的幅度和相位关系。熟知当前技术的人士可能构想出各种具有该特定的幅度和相位关系的滤波器结构。
不是在所有的情况下一正交抽取滤波器需要同相和正交信号通路间的交叉连接，例如图15中的变换级170A和170B。省去这些交叉连接是否有益取决相对于期望频带的混叠频带的位置。这样，具有同相和正交信号通路的串行变换级，例如图15中的变换级170A和170B，可以只提供一与零频率对称的幅度特性。如果一个相应于零频率的混叠频带的一映像接近于期望的频带，如果没有采用交叉连接该变换级将成为相当复杂的。
在分离器和/或正交抽取滤波器中的变换函数根据数字正交处理器的调谐可能被控制。用这样一种方法，相关变换函数的相互相位和幅度关系可以被优化，以提供对一特定调谐的最大混叠抑制。
通常，图最好被认为是功能图；的确许多数字信号处理方式可能被实现，例如，用软件。滤波器可能是具有存储在这一处理器的内部或外部存储器中的滤波器系数的通用目的数字信号处理器形式。当然，至少一个图中展示的座标旋转数字计算机可能也包括在该处理器中。对于软件实现，本发明提供了相当少的计算周期的优点。
进而，将清楚地看到，图中并行展示的数字信号处理级可能被一运行在时分复用操作的级所替代。例如，正交抽取滤波器可能包含一连接到一存储着两变换函数的系数的存储器的计算单元。该计算单元计算相应于第一和第二分离信号的输出采样。在这种情况下，分离器可能以时分复用提供两个分离信号，且座标旋转数字计算机可能接收时分复用的同相和正交输入信号。
最后，值得注意的是，本发明主旨亦适用于上行采样，即，增加采样频率。在该情况下，元件以反向次序被安排，且它们的功能相应于子采样是相反的。一个数字信号处理器提供一个频率频带Q内的数字信号，该信号具有同相和一正交分量。两分量的采样频率被一因子R，内插因子增加。进而，同相和正交分量分别按照一第一和一第二变换函数被变换，且随后被组合。为了上行采样，一相似于前述中讲解的子采样的技术的抗混叠技术可以被采用。
由于上行采样，频率间隔从数字正交处理器的输出处的[-1/2FS2，+1/2FS2]扩展到内插器输出处的[-1/2FS1，+1/2FS1]，以增加采样频率从FS2到FS1＝R*FS2。例如。在数字信号处理器的输出处看到的频谱可能如图9A所示。然而，对于R＝2的在内插器输出处看到的相应的频谱如图9B所示。相似于子采样的情况，图9B中的两个频率频带中只有一个是期望的。相似于子采样，在非期望频带中出现的信号分量可以用在该频带中的变换函数间的约90度相位关系被计数。
权利要求
1.一个接收器包括—一个接收具有第一采样频率FS1的数字化接收信号的输入；—一个分别按照第一和第二变换函数变换数字化的接收信号，以分别获得第一分离信号和第二分离信号的分离器；及—一个处理频带Q内信号的数字正交处理器，所述处理器具有一接收分别作为同相和正交信号分量的所述第一和第二分离信号的输入，其特征在于，所述分离器包含采样频率降低装置，它使所述第一和第二分离信号具有低于(R＝抽取因子)第一采样频率R倍(R＝抽取因子)的第二采样频率FS2，且至少一个是频带Q的K*FS2的频率移动的混叠频带X，K是一整数，所述第一变换函数的相位特性相对于所述第二变换函数的相位特性基本上滞后90°，而幅度特性基本上相等。
2.一个如权利要求1的接收器，其特征在于，数字正交处理器包含一安排在所述输入和数字正交处理器的另一级间的一正交抽取级。
3.一个如权利要求2的接收器，其特征在于，正交抽取级包含—按照一第三变换函数变换所述第一和第二分离信号的第一装置；—按照在至少一个混叠频带上相对于第三变换函数相位基本相差90°，而幅度相等的第四变换函数变换所述第一和第二分离信号的第二装置；—组合分别按照所述第三和第四变换函数变换的所述第一和第二分离信号的第三装置，且提供该组合的信号作为同相分量到所述另一个正交级；—一组合分别按照所述第四和第三变换函数变换的第一和第二分离信号的第四装置，且提供组合的信号作为正交分量到所述另一个正交级。
4.一个如权利要求1的接收器，其特征在于，所述变换函数作为滤波器实现，其中滤波器系数通过比特移位信号采样及随后结合比特移位的信号采样的方法确定。
5.一个如权利要求1或2的接收器，其特征在于，所述变换函数之一具有一对称的脉冲响应且其它变换函数具有非对称的脉冲响应。
6.一个数字信号处理装置包含—一个分别按照第一和第二变换函数变换数字信号，以分别获得第一分离信号和第二分离信号的分离器；及—一个在频带B内选择数字信号分量的数字正交处理器，所述处理器具有一接收所述第一和第二分离信号分别作为同相和正交信号分量的输入，其特征在于，该分离器包含采样频率降低装置，它使所述第一和第二分离信号具有比第一采样频率低R倍(R＝抽取因子)的第二采样频率，且对于至少一个是频带B的K*FS2频率移动的混叠频带X，K是一个整数，所述第一变换函数的相位特性是相对于所述第二变换函数相位基本滞后90°相位，而幅度特性基本相等。
7.一个正交抽取级包含—按照第一变换函数变换正交输入信号的一同相和一正交分量两者的第一装置；—按照在至少一个混叠频带上相对于第三变换函数相位基本上相差90°，而幅度相等的第二变换函数变换所述同相和所述正交分量的第二平装置，—组合分别按照所述第一和第二变换函数变换的所述同相和所述正交分量的第三装置，以提供组合的分量作为一输出信号的同相分量；—组合分别按照所述第二和第一变换函数变换的所述同相和正交分量的第四装置，并提供组合的分量作为一输出信号的正交分量。
8.处理一个具有采样频率FS1的数字信号的方法，所述方法包含的步骤有—按照一第一变换函数变换所述数字，以获得第一分离信号；—按照一第二变换函数变换所述数字，以获得一第二分离信号；和—为了处理一频带Q内的所述信号的组合分别采用该第一和第二分离信号作为同相和正交分量，而分别变换该数字信号到该第一和第二分离信号；—以这样一种方式降低采样频率，使所述第一和第二分离信号具有低于FS1 R倍的采样频率FS2，R是一个整数；—使第一分离信号在一混叠频带X中相对于第二分离信号相位基本上滞后90度；并—在该混叠频带X中保持所述分离信号的幅度基本相同；所述混叠频带X是频带Q的K*FS2的频率偏移，K是一整数。
9.提供一具有采样频率FS1的数字正交信号到处理频率带宽Q的数字正交处理器的方法，该方法包含的步骤有—按照第一变换函数变换所述信号的同相分量和按照第二变换函数变换所述信号的正交分量，以分别获得一第一变换分量和一第二变换分量，所述第一变换函数的相位特性是90度领先于所述第二变换函数；—从第一变换分量中减去第二变换分量，并将结果作为一个同相信号分量加到数字正交信号处理器的所述输入；—按照第一变换函数变换所述信号的正交分量和按照一第二变换函数变换所述信号的同相分量，以分别获得第三变换分量和第四变换分量；—将第三变换分量加到第四变换分量，并将结果作为一正交信号分量加到数字正交信号处理器的所述输入端；—以这样一种方式降低采样频率，使加到该数字正交信号处理器的该输入的正交信号具有低于FS1 R倍的一采样频率FS2，R是一个整数。
全文摘要
在一接收器中，接收的信号以相当高的采样频率被数字化。模拟滤波器(2，4)防止混叠。数字化的接收信号通过一分离器(100)提供给一正交数字信号处理器(9，10，11，12)。在这个处理器中，一期望的载波被选定并被解调。该分离器(100)按照第一和第二变换函数(H1，H2)变换数字化的接收信号，以获得相应的同相和正交分量(xi，yi)。在该分离器中采样频率被降低(130，140)。变换函数(H1，H2)相位和幅C间一特定的关系防止了混叠。这样一个关系可以用相对简单的数字滤波器(110，120)来取得。
文档编号H04L27/22GK1137333SQ95191062
公开日1996年12月4日 申请日期1995年8月28日 优先权日1994年9月2日
发明者A·A·M·L·布卢克斯, G·C·M·吉尔斯 申请人:菲利浦电子有限公司