专利名称：检测数字电视信号接收器接收的q频道信号的ntsc同频道干扰检测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字电视系统，尤其涉及数字电视接收器采用的确定NTSC模拟电视号中是否有同频道干扰的电路。
本发明背景1995年9月16日先进电视制式委员会(ATSC)公布的数字电视标准规定，传送6MHz带宽电视频道数字电视(DTV)信号，如美国目前空中广播中所用的国家电视制式委员会(NTSC)模拟电视信号的残留边带(VSB)信号相同。如此设计的VSB DTV信号的频谱可能会与同频道干扰NTSC模拟TV信号的频谱相交织。这是通过将DTV信号的导频载波频率和主要调幅边带频率设置为NTSC模拟TV信号1/4行扫描线速率的奇数倍而实现的，所述“奇数位”位于NTSC模拟TV信号1/4行扫描线速率的“偶数倍”之间，在该“偶数倍”上，同频道干扰NTSC模拟TV信号亮度与色度分量的大部分能量会衰减。NTSC模拟TV信号的视频载波频率偏离电视频道的下限频率1.25MHz。DTV信号的载波频率与该视频载波频率之间的频率偏移为NTSC模拟TV信号行扫描线速率的59.75倍，使得DTV信号的载波频率偏离电视频道下限频率约309877.6kHz。相应地，DTV信号的载波频率偏离电视频道中间频率约2690122.4Hz。
数字电视标准规定的精确符号速率是NTSC模拟TV信号中的声音载波频率与视频载波频率之间的频率偏移量(4.5MHz)的684/286倍。其中，684为每个NTSC模拟TV信号每个行扫描线中的符号数，286为NTSC模拟TV信号行扫描线速率的乘法系数，该系数的作用是使NTSC模拟TV信号的声音载波频率偏离其视频载波频率4.5MHz。符号速率为每秒10.762238兆符(megasymbol)，它可以被VSB信号所包含，所述VSB信号与DTV信号载波相距5.38119MHz。也就是说，该VSB信号可以被限制在一个边界频率与中视频道的下限频率相距5.690997MHz的频带内。
在美国，数字HDTV信号用于地面广播，该数字HDTV信号的ATSC标准能够传送两种宽高比为16∶9的高清晰度电视(HDTV)格式。一种HDTV显示格式采用每个扫描线取1920个样本，具有2∶1场间隔的30Hz帧，每帧有1080个有效行扫描线。另一种HDTV显示格式采用每个扫描线取1280个亮度采样点，60Hz帧，每帧有720个逐行扫描线。除了HDTV显示格式之外，ATSC标准还包括DTV显示格式的传输，如与NTSC模拟电视信号相比具有正常清晰度的四种电视信号的并行传输。
美国地面广播过程中由残留边带(VSB)调幅(AM)传输的DTV包括一系列在时间上连续的数据字段，每个时间连续数据字段包含313个时间连续数据段。该数据字段可以被看作为按模2连续编号的，每个奇编号数据字段与随后的偶编号数据字段构成一个数据帧。帧速率为每秒20.66帧。每个数据段的持续时间为77.3微秒，因此，当符号速率为10.76MHz时，每个数据段内就含有832个符号。每个数据段以包含四个符号的行同步码组开始，所述四个符号的值为+S、-S、-S和+S。+S值的电平低于最大正数据幅值，-S值的电平高于最大负数据幅值。每个数据字段的起始行包括对训练信号(training signal)编码的场同步码组，它用于频道均衡和多路抑制。该训练信号的起始部分是包含511个样本的伪噪声序列(或“PN序列”)，后面部分是3个各含有63个样本的PN序列。场同步码中的63样本PN序列的中间部分按照每个奇编号数据字段的第一行第一逻辑规范和每个偶编号数据字段的第一行第二逻辑规范进行传送，第一逻辑规范和第二逻辑规范是彼此互补的。
数据行中的数据是用12个交织格构码(trellis code)进行格构编码的，每个2/3速率格构码具有一个未编码位。交织格构码要经受Reed-Solomon(里德-索罗门)前向纠错编码，Reed-Solomon前向纠错编码可以校正由诸如附近的未屏蔽汽车点火系统之类的噪声源引起的猝发误码(burst errors)。对于空中传输来说，Reed-Solomon编码结果是以8电平3位/符号一维星座(one-dimensional-constellation)符号编码方式传输的，这种传输是在不进行符号预编码的情况下进行的，所述符号预编码过程是与格构编码过程分开的。对于有线电视传输来说，Reed-Solomon编码结果是以16电平(4位/符号)一维星座符号编码方式传输的，这种传输是在不进行符号预编码情况下进行的。VSB信号抑制固有的载波，它的幅值随调制百分比变化。
固有载波可以用幅值与规定的调制百分比一致的固定幅值导频载波来代替。该固定幅值导频载波是通过在加到平衡调制器的调制电压中注入直流偏压分量而产生的，所述平衡调制器产生调幅边带，该调幅边带经滤波器滤波后产生VSB信号。如果载波调制信号中4位符号编码的8个电平具有归一化值-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7，那么导频载波信号的归一化值便为1.25。+S的归一化值为+5,-S的归一化值为-5。
在DTV技术发展初期，曾设想当DTV广播器与每个DTV信号接收器中的梳状滤波器(它位于符号解器电路中的数据限幅器之前，作为后编码器)一起使用时，必须由该DTV广播器来判定是否使用发射器上的符号预编码器，该符号预编码器跟在符号发生电路的后面并提供匹配的符号滤波。这种判定只能依赖于是否预测到来自同频道NTSC广播站的干扰。符号预编码操作将不可能在数据行同步码组中或在传输数据字段同步数据的数据行之间使用。
离NTSC广播站越远，同频干扰越小，在满足一定的电离层条件时更可能发生同频干扰。在太阳高活动年的夏季很可能发生同频干扰。当然，如果没有同频NTSC广播站就不会有这种干扰。如果在广播覆盖区域内可能出现NTSC干扰，便假定HDTV广播器将使用符号预编码器以便更容易地使HDVT信号与NTSC干扰信号分开；因而，梳状滤波器将被用作为DTV信号接收器中的符号后编码器，以完成匹配滤波。如果根本就不存在NTSC干扰的可能或没有出现NTSC干扰，为了避免由白噪声引起的对格构编码器符号值的错误判别，便假定DTV广播器将停止使用符号预编码器；于是，每个DTV信号接收器便不能使用符号后编码器。
1993年11月9日授予R.W.Citta等人的题为“RECEIVER POSTCODER SELECTION CIRCUIT(接收器后编码器选择电路)”的第5260793号美国专利采用后编码梳状滤波器来抑制与数字高清晰度电视(HDTV)接收器中的解调器的复合输出信号中的有功或同相基带分量(I频道)同时发生的NTSC干扰。通过检测解调器输出的I频道分量中是否有NTSC干扰信号，使控制信号自动开启或停止供抑制NTSC同频干扰用的梳状滤波器的工作。在每个数据字段同步区间，HDTV信号接收器中的梳状NTSC抑制滤波器的输入信号和输出信号分别与事先确定的并且从HDTV信号接收器的存储器中提取出来的相关信号进行比较。如果与输入信号比较的最小比较结果的能量小于与NTSC抑制滤波器输出信号比较的最小比较结果的能量，那就说明造成与期望接收信号不同的主要原因是随机噪声而不是NTSC同频干扰信号。就特定数字电视接收器而论，接收信号最好被预编码并且系统中不采用后编码，因此假定广播器没有采用预编码。如果与输入信号比较的最小比较结果的能量大于与NTSC抑制滤波器输出信号比较的最小比较结果的能量，那就说明造成与期望接收信号不同的主要原因是NTSC同频干扰信号而不是随机噪声。就特定数字电视接收器而论，接收信号最好被预编码并且系统中采用后编码，因此假定广播器已采用了预编码。
1996年8月13日授予K.S.Kim等人的题目为“NTSC INTERFERENCEDETECTOR(NTSC干扰检测器)”的第5546132号美国专利描述了用后编码梳状滤波来抑制NTSC提取梳状滤波器在响应I频道时检测到的同频道NTSC干扰信号。第5546132号美国专利并没有对数字HDTV信号接收器中所用的解调器的复合输出信号中的无功或正交基带分量(Q频道)作专门说明。使VSB AM信号与基带同步的数字HDTV信号接收器通常采用这样一种解调器，该解调器包括同相同步检测器和正交相位同步检测器，其中，同相同步检测器用于提供接收到的I频道信号以供格构解码用(在后编码之后，如果发射器中使用了预编码的话)，正交相位同步检测器用于提供接收到的Q频道信号。该接收到的Q频道信号经过低通滤波之后产生自动频率与相位控制(AFPC)信号，以便使本地振荡器提供同步载波。1996年12月26日授予C.B.Patel与A.L.R.Limberg的题为“DIGITAL VSB DETECTORWITH BANDPASS PHASE TRACKER,AS FOR INCLUSION IN AN HDTVRECEIVER(HDTV接收器中具有带通相位跟踪器的数字VSB检测器)”的第5479449号美国专利的说明与附图在此处作为参考，该专利转让给了Samsung(三星)电子公司。读者应特别注意美国第5479449号专利附图的
图1所示的22-27部件和该专利说明中对这些部件的描述。这些部件用在所述的HDTV信号接收器，它用于对VSB AM最终中频(IF)信号进行复合解调。第5479449号美国专利描述了数字状况下进行的VSB AM最终I-F信号的复合解调，但其它数字TV接收器中的VSB AM最终I-F信号的复合解调都是在模拟状况下进行的。
在第5260793号美国专利和第5546132号美国专利中，在不存在同频NTSC干扰信号期间允许后编码，否则便不允许后编码，这种有选择的启动控制信号是根据所接收到的I频道信号得到的。由于同频道NTSC干扰信号伴有直流偏压，因而很难确定同频道NTSC干扰信号电平，这种直流偏压是由对VSB AM DTV信号中的导频载波信号进行同相同步检测所造成的。这是DTV信号接收器中的显著问题，在DTV信号接收器中，自动增益控制信号没有紧密调节被同相同步检测所恢复的接收到的I频道信号的幅值。
NTSC信号的视频载波频率离6MHz宽广播频道的边沿1.25MHz，而用于地面广播的DTV信号的载波频率离6MHz宽广播信号的边沿则为310kHz。对于传输数字信息的残留边带调幅(VSB AM)载波来说，同频道NTSC信号不会呈现对称的调幅边带。因而，从DTV信号载波中消除了频率为940kHz的NTSC视频载波的赝象(artifact)，但由于与基带同步，其边带赝象没有完全从DTV信号中消失。当然，NTSC音频载波及其边带的赝象也没有完全从DTV信号消失，5.44MHz处的NTSC音频载波从DTV信号载波中消失了。
1995年9月16日公布的数字电视标准ATSC没有考虑通过在DTV发射器中对所有数据进行预编码来补偿后来在DTV信号接收器中利用梳状滤波来抑制NTSC同频道干扰时易发生的后编码，而只是对格构解码中的原始符号进行预编码。这个过程本身对在数据限幅过程执行之前DTV信号接收器用梳状滤波器来抑制NTSC同频道干扰并无帮助。不能在数据限幅过程执行之前抑制NTSC同频道干扰赝象的DTV数字接收器在可能因DTV数字信号接收器远离DTV数字发射器或因附近有模拟TV发射器而引起的强NTSC同频道干扰情况下将不能很好接收。在与基带同步的DTV信号中，同频道干扰NTSC彩色TV信号中的视频载波的赝象频率为59.75fH,fH是NTSC彩色TV信号的行扫描频率。彩色副载波的赝象频率为287.25fH，未调制的NTSC音频载波的赝象频率为345.75fH。本发明人指出，梳状滤波过程并不完全适合于消除调频NTSC音频载波赝象，尤其是在载波频率漂移比较大的调频情况下更是如此，因为在任何固定延时的采样时刻得到的FM载波样本的相关性(或反相关性)有可能不是特别好。本发明人提出，用于承担整个中频带宽放大作用的滤波必须便于抑制任何同频道NTSC模拟TV信号中的FM音频载波。梳状滤波过程非常适合于从NTSC视频载波、低视频频率和彩色载波附近的色度信号频率的赝象中分离出基带DTV信号。这是因为这些赝象的某些特定延时间隔样本之间具有比较好的相关性，某些其它特定延时间隔样本之间具有比较好的反相关性。
1996年11月12日，本发明人在美国提出了题为“DTV RECEIVERWITH FILTERIN I-F CIRCUITRY TO SUPPRESS FM SOUND CARRIER OFNTSC CO-CHANNEL INTERFERING SIGNAL(具有用于抑制FM声载波和NTSC同频道干扰信号的I-F电路中的滤波器的DTV接收器)”的第08/746520号专利申请，本发明人提出，当NTSC同频道干扰大得足以反过来影响数据限幅时，就在DTV信号接收器中通过梳状滤波先进行数据限幅，从而抑制NTSC同频道干扰。本发明人还说明了如何在符号解码过程中补偿这种梳状滤波对有选择地进行的符号编码造成的影响。此外，它还可以确定当NTSC同频道干扰大于规定值时的时刻，所述规定值为可接收最小值，因而这个判定结果可以用来控制对梳状滤波器有选择地使用以对NTSC同频道干扰进行抑制。
每当DTV信号接收器所用的解调器的复合输出信号的有功或同相基带分量(I频道)中出现NTSC同频道干扰时，其无功或正交相基带分量(Q频道)中也会出现同频道干扰。因此，可以这样设置NTSC干扰检测器，使它的NTSC提取滤波器对接收到的Q-频道信号起响应而不是对接收到的I-频道信号起响应。通过确定接收到的Q-频道信号中是否有大数值的NTSC同频道干扰信号，便可以推断接收到的I-频道信号中是否有大数值的NTSC同频道干扰信号，这样便可以用格构解码器后面的Reed-Solomon解码器校正均衡后的所接收I-频道信号在格构解码过程中产生的大量误码。由于对VSBAM DTV信号导频载波的正交相位进行同步检测基本上不会引起直流偏压，因此使同频道NTSC干扰电平的精确测定得到了简化。
本发明的概述按照本发明一个方面的一种用于处理数字电视信号接收器中的残留边带调幅数字电视信号的方法包括下列步骤对易受同频道NTSC干扰影响的残留边带调幅数字电视信号进行复合解调，以便分离出所接收的I频道基带信号和分离出与所接收的I频道基带信号呈正交关系的所接收的Q频道信号；然后，通过确定所接收的Q频道基带信号中伴随的同频道NTSC干扰赝象是否超过规定值，来估计所接收的I频道基带信号中伴随的同频道NTSC干扰赝象是否达到有效电平。
按照本发明的用于确定在数字电视接收器中是否在格构解码之前采用梳状滤波以抑制同频道NTSC干扰的方法，包括下列步骤对数字电视信号进行复合解调，以便分离出所接收的I频道基带信号和分离出与所接收的基带信号呈正交关系的所接收的Q频道信号；确定所接收的Q频道基带信号中是否存在具有有效电平的同频道NTSC干扰赝象；如果确定所接收的Q频道基带信号中不存在有效电平的同频道NTSC干扰赝象，便使所接收的I频道信号在不进行梳状滤波的情况下直接进行符号解码，从而产生供格构解码用的解码后的符号；如果确定所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的同频道NTSC干扰赝象，便对所接收的I频道基带信号进行梳状滤波，从而产生梳状滤波过的I频道基带信号(其中的同频道NTSC干扰已得到抑制)，并对该梳状滤波过的I频道基带信号进行符号解码，然后对梳状滤波后的I频道基带信号的符号解码结果进行后编码，从而产生供格构解码用的解码后的符号。
体现本发明各个方面的NTSC同频道干扰检测器对与I频道正交的Q频道中出现的干扰NTSC信号进行检测。进一步体现本发明观点的自适应NTSC同频道干扰抑制电路利用这些NTSC同频道干扰检测器对在数字电视接收器中的数据限制之前是否要用梳状滤波来抑制NTSC同频道干扰进行控制。
附图的简要说明图1是数字电视接收器一部分的框图，它包括具有按照本发明的NTSC同频道干扰抑制电路的符号解码器，它根据对DTV信号复合解调器输出的Q频道信号起响应的NTSC同频道干扰检测器的响应信号进行工作；图2是按照本发明构成的用于响应DTV信号复合解调器输出的Q频道信号的NTSC同频道干扰检测器的框图；图3是图1的数字电视接收器的部分的操作流程图，它表示如何根据是否利用梳状滤波来抑制同频道NTSC干扰来修改均衡操作；图4是当NTSC抑制梳状滤波器采用12个符号延时时图1所示数字电视信号接收器的部分的细节的示意框图；图5是在采用12个符号延时时图2所示NTSC同频道干扰检测器的部分的细节示意框图；图6是当NTSC抑制梳状滤波器采用6个符号延时时图1所示DTV信号接收器的部分的细节示意框图；图7是在采用6个符号延时时图2所示NTSC同频道干扰检测器的部分的细节示意框图；图8是当NTSC抑制梳状滤波器采用2个视频行延时时图1所示DTV信号接收器的部分的细节示意框图；图9是在采用2个视频行延时时图2所示NTSC同频道干扰检测器的部分的细节示意框图；图10是当NTSC抑制梳状滤波器采用262个视频行延时时图1所示DTV信号接收器的部分的细节示意框图；图11是在采用262个视频行延时时图2所示NTSC同频道干扰检测器的部分的细节示意框图；图12是当NTSC抑制梳状滤波器采用2个视频帧延时时图1所示DTV信号接收器的部分的细节示意框图；图13是在采用2个视频帧延时时的图2所示NTSC同频道干扰检测器部分的细节示意框图；图14和15分别表示可以用在图1所示DTV信号接收器上的其它类型的NTSC同频道干扰检测器的细节示意框图；以及图16是按照本发明的数字电视接收器的示意框图，在该DTV信号接收器中，采用了多个梳状滤波器及其相关的NTSC同频道干扰检测器，以便有选择地滤除NTSC同频道干扰赝象。
本发明实施例的详细说明必须在附图所示电路的各个位置上插入填隙延时(Shimming delay)，这对那些熟悉电子电路设计的人来说是能够理解的。在以下说明中将不涉及填隙延时，除非对填隙延时有特殊要求。
图1示出了用于恢复纠错数据的数字电视信号接收器，所述数据适合于用数字盒式录像机(DVCR)记录或适合于MPEG-2解码并在电视机上播放。图1中的DTV信号接收器是从接收天线8上接收电视广播信号的，但它也可以从有线网上接收信号。电视广播信号被作为“前置”电路10的输入信号。“前置”电路10通常包括射频放大器和第一检测器，其中，第一检测器用于将射频电视信号转换成中频电视信号。该中频电视信号作为中频(IF)放大器电路12的输入信号，中频放大器电路12产生残留边带DTV信号。DTV信号接收器最好是带IF放大器电路12的复合转换型接收器，IF放大器电路12包括IF放大器、第二检测器和另一个IF放大器，其中，IF放大器用于对第一检测器转换后得到的特高频DTV信号进行放大，第二检测器用于将放大后的DTV信号转换成甚高频(VHF)信号，另一个IF放大器用于对转换成VHF信号的DTV信号进行放大。如果在数字范围内进行解调，那么该IF放大器电路12将还包括一个用于将放大后的DTV信号转换成更接近于基带的最终中频带的第三检测器。
UHF带IF放大器最好采用表面声波(SAW)滤波器，以便对频道选择响应整型并抑制邻近频道。这种SAW滤波器在距VSB DTV信号和导频信号的抑制载频的5.38MHz范围之外迅速截止，这两个信号具有相同频率和固定幅值。因而这种SAW滤波能消除大量的任何同频道干扰模拟TV信号中的调频声音载波。在IF放大器电路12中消除任何同频干扰模拟TV信号中的FM声音载波可以避免在检测最终I-F信号以恢复基带符号时产生该载波的赝象，以及在符号解码过程中防止这些赝象与那些基带符号的数据限幅相互干扰。在符号解码过程中避免这些与基带符号的数据限幅相干扰的赝象要比在数据限幅之前靠梳状滤波来避免这些赝象的情况更好，特别是当梳状滤波器中的不同延时大于几个符号相位延迟(epoch)时更是如此。
从IF放大器电路12输出的最终IF输出信号被提供给复合解调器14，复合解调器14对最终中频带中的残留边带调幅DTV信号进行解调，以恢复有功基带信号和无功基带信号。可以象例如第5479449号美国专利所述的那样，在对几兆赫范围内的最终中频带进行模数转换后，在数字范围内进行解调。另一方面，也可以在模拟范围内进行解调，在这种情况下，一般要对解调结果进行模数转换以利于进一步处理。复合解调最好通过同相(I)同步解调和正交相位(Q)同步解调来完成。上述解调操作的数字结果通常具有8位或8位以上的精度，它描述了编码N位数据的2N个电平符号。通常，在图1中的DTV信号接收器通过天线12接收空中广播信号的情况下，2N等于8，在图1中的DTV信号接收器接收有线电视信号的情况下，2N等于16。本发明与接收地面对空广播信号有关，因此图1没有画出DTV信号接收器的符号解码部分和用于接收有线电视传输信号的纠错解码部分。
符号同步与均衡电路16至少接收来自复合解调器14的同相(I频道)基带信号的数字化有功样本；在图1所示的DTV信号接收器中，电路16还接收正交相位(Q频道)基带信号的数字化无功样本。电路16包括具有可调加权系数的数字滤波器，它用于补偿接收信号中的重影和斜度。符号同步与均衡电路16使符号同步或“去旋转”以及使幅值均衡和重影消失。符号同步在幅值均衡之前完成的符号同步与均衡电路可以从第5479449号美国专利中了解到。在本设计中，解调器14将向符号同步与均衡电路16提供含有有功和无功基带信号的过采样解调器响应信号。在符号同步之后，为降低幅值均衡与重影抑制数字滤波器的采样速率，对过采样数据进行10取1分样，从而提取出正常符号速率的基带I频道信号。幅值均衡在符号同步、“去旋转”或“相位跟踪”之前完成的符号同步与均衡电路也是为数字信号接收器设计领域的技术人员所熟知的。
电路16输出信号的每个样本值被解析成10位或更多位，它实际上是单电平(8个电平中的一个电平)模拟符号的数字描述。电路16的输出信号可以用已知的几种增益控制方法中的任何一种方法精心控制，因此符号的典型阶梯电平是已知的。一种优选的增益控制方法(由于这种增益控制的响应速度特别快因而被优先推荐)是将复合解调器14提供的有功基带信号的直流分量调节到+1.25归一化电平。第5479449号美国专利，特别是1997年6月3日授予C.B.Patel等人的题为“AUTOMATIC GAIN CONTROL OFRADIO RECEIVER FOR RECEIVING DIGITAL HIGH-DEFINITIONTELEVISION SIGNALS(接收高清晰度电视信号的无线电接收器的自动增益控制)”的第5573454号美国专利描述了这种增益控制方法，此处将这种增益控制方法作为参考方法。
电路16的输出信号被作为数据同步检测电路18的输入信号，数据同步检测电路18用于从均衡基带I频道信号中恢复数据字段同步信息F和数据段同步信息S。另一方面，数据同步检测电路18的输入信号可以在均衡之前获得。
电路16输出信号中的均衡I频道信号正常符号速率样本被作为NTSC抑制梳状滤波器20的输入信号。梳状滤波器20包括第一延时装置201和第线性组合器202，其中，第一延时装置201用于产生一对具有不同延时的2N个电平的符号流，第一线性组合器202用于对不同延时符号流进行线性组合以便产生梳状滤波器20的响应信号。如第5260793号美国专利所述，第一延时装置201可以提供与12个2N电平符号周期相等的延时，第一线性组合器202可以是减法器。梳状滤波器20输出信号的每个样本被解析成10位或更多位，它实际上是单电平(4N=15个电平中的一个电平)模拟符号的数字描述。
假定符号同步与均衡电路16被用来抑制其输入信号(以数字样本表示)中的直流偏压分量，该直流偏压分量的归一化电平为+1.25，由于检测导频载波，因此复合解调器14的有功基带信号中出现了这种直流偏压分量。因此，作为梳状滤波器20输入信号的电路16输出信号的每个样本实际上是其电平为某个归一化电平(-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7)的模拟符号的数字描述。这些符号电平被取名为“奇”符号电平，它们经奇电平数据限幅器22检测后分别产生000、001、010、011、100、101、110和111这样的中间符合解码结果。
梳状滤波器20输出信号的每个样本实际上是其电平为某个归一化电平(-14、-12、-10、-8、-6、-4、-2、0、+2、+4、+6、+8、+10、+12+和14)的模拟符号的数字描述。这些符号电平被取名为“偶”符号电平，它们经偶电平数据限幅器24检测后分别产生001、010、011、100、101、110、111、000、001、010、011、100、101、100和111这样的预编码符号解码结果。
数据限幅器22和24可以是到目前为止在说明中所假定的那种所谓“硬判定”型数据限幅器，或者可以是在执行Viterbi(维特比)解码方案时所用的那种所谓“软判定”型限幅器。用单个数据限幅器来代替奇电平数据限幅器22和偶电平数据限幅24也是可行的，只要用多路复用器连接电路移动它在电路中的位置并且提供用于修改其限幅范围的偏压即可，但由于这些方案操作复杂，因而最好不采用这些方案。
假定上述符号同步与均衡电路16被用来抑制其输入信号(以数字样本表示)中的直流偏压分量，该直流偏压分量的归一化电平为+1.25，由于检测导频载波，复合解调器14的有功基带信号中出现了这种直流偏压分量。另一方面，符号同步与均衡电路16被用来保持其输入信号中的直流偏压分量，这稍微简化了电路16中的均衡滤波器的设计。在这种情况下，奇电平数据限幅器22的数据限幅电平被偏移，以便把它的输入信号数据阶梯中伴随的直流偏压分量考虑进去。假定第一线性组合器202是减法器，那么不论电路16是用于抑制还是用于保持，其输入信号中的直流偏压分量对偶电平数据限幅器24的数据限幅电平来说都是无关紧要的。不过，当第一延时装置201提供的差分延时使第一线性组合器202成为加法器时，考虑到它的输入信号数据阶梯中伴随的直流偏压分量，偶电平数据限幅器24的数据限幅电平应当被偏移。
在数据限幅器22和24的后面，用梳状滤波器26来产生对梳状滤波器20中的预编码滤波器的响应信号起响应的后编码滤波器响应信号。梳状滤波器26包括3输入多路复用器261、第二线性组合器262和第二延时装置263，第二延时装置263的延时与梳状滤波器20中的第一延时装置201的延时相同。如果第一线性组合器202是减法器，那么第二线性组合器262便为模8加法器；如果第一线性组合器202是加法器，那么第二线性组合器262便为模8减法器。第一线性组合器202和第二线性组合器262可以构成相应的只读存储器(ROM)，以便将线性组合操作速度提高到足以支持所涉及的采样速度。多路复用器261的输出信号就是后编码梳状滤波器26的响应信号，该信号被第二延时装置263延迟。第二线性组合器262将偶电平数据限幅器24输出的预编码符号解码结果与第二延时装置263的输出信号组合起来。
多路复用器261在响应由控制器28提供的多路复用器控制信号第一、第二和第三种状态中的一种状态时，其输出信号便再现其三个输入信号中的一个输入信号。在数据同步检测电路18接收到均衡基带I频道信号中的数据字段同步信息F和数据段同步信息S期间，多路复用器261的第一输入口接收来自控制器28内部存储器的标准符号解码结果。在此期间，控制器28将多路复用器控制信号的第一状态输入到多路复用器261中，使多路复用器261将控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果作为最终解码结果(输出信号)。奇电平数据限幅器22向多路复用器261的第二输入口提供中间符号解码结果。多路复用器控制信号的第二状态使多路复用器261的最终解码结果再现该中间符号解码结果。第二线性组合器262向多路复用器261的第三输入口提供后编码符号解码结果作为其输出信号。多路复用器控制信号的第三状态使多路复用器261再现例如该后编码符号解码结果。在数据同步检测电路18恢复数据字段同步信息F和数据段同步信息S期间，控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果降低了后编码梳状滤波器26输出的后编码解码结果中的运行误码。
后编码梳状滤波器26内的多路复用器261的输出信号包括并行3位组形式的最终符号解码结果，它经数据汇编器30汇编后输入到数据交织器32中。数据交织器32将汇编后的数据交换成并行数据流，然后提供给格构解码器电路34。格构解码器电路34一般采用12个格构解码器。格构解码器电路34输出的格构解码结果被输入到数据去交织器电路36中进行反变换。字节分析电路38将数据交织器36的输出信号转换成Reed-Solomon纠错编码字节，然后将它输入到Reed-Solomon解码器电路40中，Reed-Solomon电路40对它进行Reed-Solomon解码，从而产生纠错字节流并把该纠错字节流提供给数据去随机化器42。数据去随机化器42将再现的数据提供给接收器的其它部分(未示出)。一个完整的DTV信号接收器的其它部分将包括信息分组分类器、音频解码器、MPEG-2解码器等。数字式磁带录像机/放像机中的DTV信号接收器的其它部分将包括用于将数据转换成记录格式的电路。
NTSC同频道干扰检测器44给控制器28提供了一个NTSC同频道干扰强度指示，它指示NTSC同频道干扰是否会产生不能被数据限幅器22的数据限幅中校正的误码。如果检测器44指示NTSC同频道干扰没有这么大的强度，那么控制器28将在数据同步检测电路18执行数据字段同步信息F和数据段同步信息S的恢复工作期间以外的期间向多路复用器261提供多路复用器控制信号的第二状态。这使得多路复用器261再现由奇电平数据限幅器22提供的中间符号解码结果作为其输出信号。如果解码器44指示NTSC同频道干扰强度足以产生不能被数据限幅器22的数据限幅中校正的误码，那么控制器28将在数据同步检测电路18执行数据字段同步信息F和数据段同步信息S的恢复工作期间以外的期间向多路复用器261提供多路复用器控制信号的第三状态，这使得多路复用器261再现由第二线性组合器262的第二线组合提供的后编码符号解码结果来作为其输出信号。
本说明书及其附图所公开的发明的特征在于NTSC同频道干扰检测器44，该检测器44对DTV信号复合解调器14的Q频道输出信号中出现的NTSC同频道干扰的赝象起响应。检测器44可以用来检测在符号同步与均衡电路16前面提取的复合解调器44Q频道输出信号中的NTSC同频道干扰的赝象，但图1示出了用于检测从符号同步与均衡电路16的响应中提取的Q频道输出信号中的赝象的检测器44。
图2示出了在本发明的一个实施例中NTSC同频道干扰检测器44可以采取的一种形式。从符号同步与均衡电路16的响应中提取的Q频道输出信号被直接加到节点440上，或者在经过带宽选择滤波器441滤波以后被加到字点440上，带宽选择滤波器441向节点440提供一个对Q频道输出信号中那些更可能含有NTSC频道干扰赝象的部分的响应。节点440上的信号被作为输入信号加到第三延时装置442上经受第三延时。第三线性组合器443将节点440上的信号与经第三延时装置442延时的信号线性组合后产生一个抑制了NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应。第四线性组合器444将节点440上的信号与经第三延时装置442延时的信号线性组合后产生一个含有选择的NTSC同频道干扰赝象的响应。第三与第四线性组合器中有一个是数字加法器，而另一个是数字减法器，它的选择方案取决第三延时装置442提供的延时。第三线性组合器443输出的梳状滤波器响应幅值由幅值检测器445检测，第四线性组合器444输出的梳状滤波器响应幅值由幅值检测器446检测，幅值检测器445和446测得的幅值检测结果由幅值比较器447比较。幅值检测器447提供一个输出位，它指示幅值检测器446的响应是否大体上超过幅值检测器445的响应。该输出位用于在多路复用器261的第二与第三状态之间选择操作。例如，幅值比较器447的这个输出位可以是控制器28提供给图1的后编码梳状滤波器26中的多路复用器261的两个控制位中的一个控制位，另一个控制位用于指示控制器28提供的信号是否在多路复用器261的响应中出现。
例如，幅值检测器445和446可以是具有几个数据采样周期时间常数的包络线检测器，因而它们的输入信号中的数据分量差值最终趋于低值，假定它们是随机的。线性组合器443与444的响应中的随机噪声差值最终也趋于零。因此，当用于比较幅值检测器445与446的幅值检测响应的幅值比较器447指示那些响应差值大于规定值时，这便说明任何同频道干扰模拟电视信号的赝象都超过Q频道基带信号的有效电平。这个Q频道基带信号有效电平相当于I频道基带信号的有效电平。只要任何同频道干扰模拟电视信号赝象低于I频道基带信号的有效电平，那么由对I频道基带信号的简单数据限幅造成的符号解码误码都可以通过格构与Reed-Solomon纠错而得到校正。
当第四线性组合器444输出的梳状滤波器响应(其中含有所选择的NTSC同频道干扰赝象)的幅值基本上大于第三线性组合器443输出的梳状滤波器响应(其中抑制了NTSC同频道干扰赝象)的幅值时，便可以假定这个差值是由于节点440上的信号中存在NTSC同频道干扰而造成的。在这种情况下，幅值比较器447提供的输出位使多路复用器261在其第三状态下不能操作，因而从多路复用器261上出现最终符号解码结果时起便中途淘汰掉来自第二线性组合器262的后编码符号解码结果。
带宽选择滤波器441或许是不需要的，甚至是不希望有的，这视第三延时元件442的延时长度和幅值检测器445与446的设计而定。除了作为包络检测器之外，幅值检测器445与446也可检测其输入信号与符号编码电平(根据导频载波强度推出的)之间的偏移能量；在这种情况下用不着带宽选择滤波器441。如果第三延时元件442的延时长度不能使NTSC声音载波赝象完全消失，但能使NTSC音频载波和彩色副载波的赝象完全消失，并且如果幅值检测器445和446是包络线检测器，那么带宽选择滤波器441便可以采用如图7、9、11、13和14所示的截止频率不大于5.4MHz的有限冲击响应(FIR)数字低通滤波器4410这种形式。
图3示出了图1中的DTV信号滤波器根据是否用梳状滤波来抑制同频道NTSC干扰的情况而修改均衡操作的流程图。本发明人指出，在基带符号编码过程中出现同频NTSC干扰时会给均衡滤波器Kernel(核)系数的计算带来误差，除非在计算时采取特殊措施使这些赝象无效。
在初始步骤S1，图1所示DTV信号接收器中的复合解调器14连续对数字电视信号作复合解调，以便分离出所接收的I频道基带信号和与所接收的I频道基带信号正交的所接收的Q频道基带信号。在判定步骤S2，图1所示DTV信号接收器中的NTSC同频道干扰检测器44也连续对数字电视信号作复合解调，确定所接收的Q频道基带信号中是否有有效量的同频道NTSC干扰。
DTV信号接收器中的同频道NTSC干扰有效值是指在正常噪声接收情况下会使格构解码产生大量的误码以至于会大大降低格构解码后面的两维Reed-Solomon解码的纠错能力、从而在最终恢复的数据中会造成大量位误码的电平。特殊设计的DTV信号接收器中的同频道NTSC干扰有效值很容易通过接收器的样机实验来确定。
如果在判断步骤S2中确定所接收的Q频道基带信号中不存在具有有效值的同频道NTSC干扰，便执行步骤S3和步骤S4，以便产生供步骤S5用的符号解码结果，其中，步骤S3用于调节数字均衡滤波器的Kernel权值，以便均衡对I频道基带信号的响应；步骤S4用于对由步骤S3给出的均衡滤波器响应进行符号解码；步骤S5用于对符号解码结果作格构解码，以便校正其中的误码。格构解码步骤S5后面是Reed-Solomon解码步骤S6和步骤S7，步骤S6用于校正格构解码结果中的误码，步骤S7用于去掉Reed-Solomon解码结果的格式。
如果在判断步骤S2中确定所接收的Q频道基带信号中存在有效量的同频道NTSC干扰，便用合适的梳状滤波器执行步骤S8，对所接收到的I频道基带信号进行梳状滤波，从而产生梳状滤波后的I频道基带信号。在步骤S9中，通过调节数字均衡滤波器的Kernel权值来使级联的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应与这种滤波器级联标准响应相符合。执行步骤S10，对这种滤波器级联响应作符号解码。然后执行步骤S11，对符号解码响应作后解码，从而得到供格构解码步骤S5用的校正后的符号解码结果。格构解码步骤S5后面是Reed-Solomon解码步骤S6和步骤S7，步骤S6用于校正格构解码结果中的误码，步骤S7用于去掉Reed-Solomon解码结果的格式。
在步骤S3中用于调节数字均衡滤波器的Kernel权值以便使数字均衡滤波器响应均衡的辅助方法与已有技术中的数字均衡滤波器的Kernel权值调节方法相类似。调节是这样进行的对接收到的数据字段同步码或对其中的规定部分进行离散付里叶变换(DFT)，用标准数据字段同步码或其规定部分的DFT对它进行分割，从而确定DTV传输频道的DFT。将DTV传输频道的DFT相对于最大项归一化，以便表征该频道，选择数字均衡滤波器的Kemel权值以便对表征该频道的归一化DFT作补充。例如1994年7月19日公布的C.B.Patel等人的题为“METHODS FOR OPERATING GHOST-CANCELATION CIRCUITRY FOR TV RECEIVER OR VIDEORECORDER(TV接收器或视频记录器的重影消除电路的操作方法)”的第5331416号美国专利较详细地描述了这种调节方法。这种方法最好用于数字均衡滤波器Kernel权值的初始调节，因为这种方法与自适应均衡相比可以使初始调节进行得更快。在数字均衡滤波器Kernel权值的初始调节之后，最后采用自适应均衡法。1997年7月15日授予J.Yang等人的题为“RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANEL-EQUALIZATlON FILTERINGFOR DIGITAL RADIO RECEIVERS,SUCH AS HDTV RECEIVERS(数字无线电接收器和HDTV接收器的快速更新自适应频道均衡滤波)”的第5648987号美国专利描述了一种用于执行自适应均衡的块LMS法。1997年4月A.L.R.Limberg的第08/832674号美国专利申请提出的题为“DYNAMICALLY ADAPTIVE EQUALIZER SYSTEM AND METHOD(动态自适应均衡系统和方法)”描述了一种用于执行自适应均衡的连续LMS法。
在步骤S9中，特别是在切换到自适应均衡之前执行快速初始均衡时，可以用DFT来执行辅助方法，调节数字均衡滤波器的Kernel权值，使级联的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应与这种滤波器级联的标准响应一致。调节是这样进行的对接收到的数据字段同步码或对其中被NTSC赝象抑制梳状滤波器20梳状滤波过的规定部分进行离散付里叶变换(DFT)，用标准数据字段同步码或其中被梳状滤波过的规定部分的DFT对它进行分割，从而确定DTV传输频道的DFT。然后，将DTV传输频道的DFT相对于最大项归一化，以便表征该频道，调节数字均衡滤波器的Kernel权值以便对表征该频道的归一化DFT作补充。在对数字均衡滤波器的Kernel权值作初始调节之后最好采用自适应均衡法。这些自适应均衡法不同于NTSC同频道干扰赝象很小时所用的方法，其差别在于通过用梳状滤波器20来抑制NTSC赝象，使可能的有效信号状态增加了一倍。
图4是表示图1所示DTV信号接收器的部分细节的示意图，其中，NTSC抑制梳状滤波器采用120那种结构，后编码梳状滤波器采用126那种结构。NTSC抑制梳状滤波120中的减法器1202起着第一线性组合器的作用，后编码梳状滤波器126中的模8加法器1262起着第二线性组合器的作用。NTSC抑制梳状滤波器120中使用了延时时间为12个符号相位延迟的第一延时装置1201，后编码梳状滤波126中使用了延时时间也为12个符号相位延迟的第二延时装置1263。各个延时装置1201与1263所呈现的12个符号延时大约等于频率为模拟TV行扫描频率fH的59.75倍的模拟TV视频载波赝象的一个周期延时。该12个符号延时大约等于频率为287.25fH的模拟TV色度副载波赝象的5个周期。该12个符号延时大约等于频率为345.75fH的模拟TV声音载波赝象的6个周期。这就是减法器1202对音频载波、对视频载波以及对那些接近于经第一延时装置1201的不同延时后的色度副载波的频率的不同组合响应会减小同频干扰的原因。不过，在边沿穿过行扫描线的那部分视频信号中，这种水平空间方向距离上的模拟TV视频信号中的相关量非常小。
在确定没有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，多路复用器1261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第二状态控制，当确定有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，多路复用器1261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第三状态控制。多路复用器1261在其控制信号的第三状态控制的下将经延时装置1263延时了12个符号相位延迟的模8和结果反馈给加法器1262作为被加数。这是一个模数累加过程(modularaccumulation procedure)，在此过程中，单个误码作为运行误码传播，每12个符号相位延迟循环一次。在每个数据段开始的4个符号相位延迟内以及在每个数据段含有场同步信息整体期间，多路复用器1261处于第一状态，这减少了后编码梳状滤波器126输出的后编码符号解码结果中的运行误差。当这个控制信号为第一状态时，多路复用器1261的输出信号便重现控制器28内部储存器提供的输出信号标准符号解码结果。多路复用器1261的输出信号采用标准符号解码结果来挡住运行误码。由于每个数据段有4+69(12)个符号，在每个数据段，标准解码结果同相回滑4个符号相位延迟，因此，任何运行误码的持续时间都不可能超过三个数据段。
图5是表示图2所示NTSC同频道干扰检测器44的一种形式144的细节框图，它具有第三延时元件1442，第三延时元件1442给直接加到节点440上的来自符号同步与均衡电路16的Q频道信号设置12个符号延时。第三线性组合器是数字减法器1443，它将经差分延时后的符号同步与均衡电路16输出的Q频道信号进行差分组合后产生不含NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应信号被加到幅值检测器445上。第四线性组合器是数字加法器1444，它将差分延时后的Q频道信号进行叠加组合后产生含有所选NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。当图1中的DTV信号接收器采用120那种NTSC抑制梳状滤波器20和126那种后编码梳状滤波器26时，这种NTSC同步频道干扰检测器144便特别适合于图1中的DTV信号接收器。由于采用减法器1443的梳状滤波抑制了由NTSC音频载波、NTSC视频载波和NTSC彩色副载波引起的赝象，因此在节点440的前面不需要用带宽选择滤波器441。
图6是表示图1所示DVT信号接收器在采用220那种NTSC抑制梳状滤波器20和226那种后编码梳状滤波器26的情况下的部分的细节示意框图。NTSC抑制梳状滤波器220中使用了延时时间为6个符号相位延迟的第一延时装置2201，后编码梳状滤波器226中使用了延时时间也为6个符号相位延迟的第二延时装置2263。各个延时装置2201与2263所呈现的6个符号延时大约等于频率为模拟TV行扫描频率fH的59.75倍的模拟TV视频载波赝象的0.5个周期延时，大约等于频率为287.25fH的模拟TV色度副载波赝象的2.5个周期，以及大约等于频率为345.75fH的模拟TV音频载波的任何赝象的3个周期。NTSC抑制梳状滤波器220中的加法器2202起着第一线性组合器的作用，后编码梳状滤波器226中的模8减法器2262起着第二线性组合器的作用。尽管从模拟TV载波频率转换得到的频率附近的无效频率(nulls)的频带较窄，但由于延时装置2201与2263呈现的延时小于延时装置1201与1263所呈现的延时，因此，由加法器2202叠加组合的信号所呈现的反相关性要比由减法器1202差分组合的信号所呈现的相关性更好。NTSC抑制梳状滤波器220响应中的声音载波抑制情况要比NTSC抑制梳状滤波器120响应的声音载波抑制情况差。不过，如果同频道干扰模拟TV信号中的声音载波用IF放大器电路12中的声音陷波(sound trap)或SAW滤波来抑制的话，梳状滤波器220的低声音抑制能力便不是问题。在采用图6中的NTSC抑制梳状滤波器220而不是采用图4中的NTSC梳状滤波器120的情况下，对同步端(tip)的响应便可减小，因此，基本上能发挥格构解码与Reed-Solomon解码的纠错作用。
在确定没有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，2261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第二状态控制，当确定有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，2261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第三状态控制。多路复用器2261在其控制信号的第三状态的控制下将经延时装置2263延时了6个符号相位延迟的加法器2262的模8和结果反馈给加法器2262作为被加数。这是一个模数累加过程，在此过程中，单个误码作为运行误码传播，每6个符号相位延迟循环一次。在每个数据段开始的4个符号相位延迟内以及在每个含有场同步信息的数据段的整个数据段内，多路复用器2261均处于第一状态，这减少了后编码梳状滤波器226输出的后编码符号解码结果中的运行误码。当这个控制信号处于第一状态时，多路复用器2261便重现控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果作为其输出信号。多路复用器2261的输出信号采用标准符号解码结果可以挡住运行误码。由于每个数据段有4+138(6)个符号，在每个数据段，标准解码结果同相同滑4个符号相位延迟，因此，任何运行误码的持续时间都不可能超个两个数据段。在后编码梳状滤波器226中，尽管运行误码循环得更快并且影响次数是12交织格构码的两倍，但其中运行误码长期存在的可能性要低于后编码梳状滤波器126中的运行误码长期存在的可能性。
图7是表示图2所示NTSC同频道干扰检测器44的一种形式244的细节框图，它具有第三延时元件2442，第三延时元件2442给加到节点440上的Q频道信号设置6个符号延时。第三线性组合器是数字加法器2443，它将经差分延时后的Q频道信号进行叠加组合后产生不含NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。第四线性组合器是数字减法器2444，它将差分延时后的符号同步与均衡电路输出的Q频道信号进行差分组合后产生含有所选NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。当图1中的DTV信号接收器采用220那种NTSC抑制梳状滤波器20的226那种后编码梳状滤波器26时，这种NTSC同频道干扰检测器244便特别适合于图1中的DTV信号接收器。
图8是表示图1所示DTV信号接收器在采用320那种NTSC抑制梳状滤波器20和326那种后编码梳状滤波器26的情况下的部分细节的示意图。NTSC抑制梳状滤波器320中使用了延时时间为1368个符号相位延迟的第一延时装置3201，后编码梳状滤波器326中使用了延时时间也为1368个符号相位延迟的第二延时装置3263，其中，1368个符号相延时大致等于模拟TV信号的两个行扫描线相位延迟。NTSC抑制梳状滤波器320中的第一线性组合器是加法器3202，后编码梳状滤波器326中的第二线性组合器是模8减法器3262。
当确定没有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，3261那种多路复用器261在大多数时间是受多路复用器控制信号的第二状态控制，在确定有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，3261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第三状态控制。DTV信号接收器最好包括用于检测NTSC同频道干扰隔行扫描线之间变化量的检测电路，以便控制器28能在这些情况下不提供多路复用器32613261控制信号的第三状态。
多路复用器3261在其控制信号的第三状态的控制下将经延时装置3263延时了1368个符号相位延迟的加法器3262的模8和结果反馈给加法器3262作为被加数。这是一个模数累加过程，在此过程中，单个误码作为运行误码传播，每1368个符号相位延迟循环一次。这个符号码长度(span)大于单个Reed-Solomon码块的长度，因此单个运行误码很容易在Reed-Solomon解码过程中得到校正。在每个数据段开始的4个符号相位延迟内以及在每个含有场同步信息的数据段的整个数据段内，多路复用器3261均处于其第一状态，这减少了后编码梳状滤波器326输出的后编码符号解码结果中的运行误码。当这个控制信号处于其第一状态时，多路复用器3261便重现控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果作为其输出信号。多路复用器3261的输出信号采用标准符号解码结果可以挡住运行误码。周期时间为16.67微秒的NTSC视频场相对于周期时间为24.19微秒的DTV数据字段存在相位漂移，因此含有场同步信号的DTV数据段最终能扫描整个NTSC帧栅(frame raster)。NTSC帧栅包含525行，每一行都包括684个符号相位延迟，总共有359100个符号相位延迟。由于这略小于含有场同步信号的DTV数据段所包含的432×832个符号相位延迟，因此有理由推测持续时间大于432个数据字段的运行误码将被在包含同步信号的DTV数据段期间重现标准符号解码结果的多路复用器3261所删除。在其中可得到标准符号解码结果起始码组的数据段与NTSC视频扫描线之间也存在相位漂移。可以估计在89775个连续数据段期间能扫描359100个符号相位延迟，这是起始码组所包含的4个符号相位延迟的89775倍。由于每个DTV数据字段中有313个数据段，因此有理由推测持续时间大于287个数据字段的运行误码将被在起始码组期间重现标准符号解码结果的多路复用器3261所删除。这两个运行误码抑制源是相互独立的，因此持续时间大于或等于200个数据字段的运行误场是不可能存在的。还有，如果在运行误码重复出现以使多路复用器3261重现数据限幅器22的响应作为其输出信号时NTSC同频道干扰减小，便可以比其它情况下更早地纠错。
图8所示的NTSC抑制梳状滤波器320能很好地抑制在响应模拟TV水平同步相时产生的解调赝象和抑制一大部分在响应模拟TV垂直同步脉冲与均衡脉冲时产生的解调赝象。这些赝象是具有最大能量的同频道干扰。除了在两次行扫描期间模拟TV信号的视频信息中含有逐扫描线(scam-line-to-scan-line)变化这种情况以外，不论该视频信息的色彩如何，NTSC抑制梳状滤波器320都能很好地抑制该视频信息。如果模拟TV信号中的FM音频载波没有被符号同步与均衡电路16中的跟踪抑制滤波器所抑制，那么在此处它也能得到很好的抑制。在NTSC抑制梳状滤波器320的响应中，大部分模拟TV色同步信号的赝象也得到了抑制。此外，NTSC抑制梳状滤波器320的滤波与设置到格构解码过程中的NTSC干扰抑制是“正交”的。
图9是表示图2所示NTSC同频道干扰检测器44的一种形式344的细节框图，它具有第三延时元件3442，第三延时元件3442给加到节点440上的Q频道信号设置1368个符号相位延迟的2个视频行延时。第三线性组合器是数字加法器3443，它将经差分延时后的Q频道信号进行叠加组合后产生不含NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。第四线性组合器是数字减法器3444，它将差分延时后的符号同步与均衡电路输出的Q频道信号进行差分组合后产生含有所选NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。当图1中的DTV信号接收器采用320那种NTSC抑制梳状滤波器20和326那种后编码梳状滤波器26时，这种NTSC同频道干扰检测器344便特别适合于图1中的DTV信号接收器。
图10是表示图1所示DTV信号接收器在采用420那种NTSC抑制梳状滤波器20和426那种后编码梳状滤波器26情况下的部分细节的示意图。NTSC抑制梳状滤波器420中使用了延时时间为179208个符号相位延迟的第一延时装置4201，后编码梳状滤波器426中使用了延时时间也为179208个符号相位延迟的第二延时装置4261，其中，179208个符号相位延迟延时基本上等于模拟TV信号的262个行扫描线周期。NTSC抑制梳状滤波器420中的加法器4202起着第一线性组合器的作用，后编码梳状滤波器426中的模8减法器4262起着第二线性组合器的作用。
当确定没有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，4261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第二状态控制，在确定有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，4261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第三状态控制。DTV信号接收器最好包括用于检测NTSC同频道干扰中的逐场变化的检测电路，以便控制器28能在这些情况下禁止向多路复用器4261提供控制信号的第三状态。
多路复用器4261在其控制信号的第三状态的控制下将经延时装置4263延时了179208个符号相位延迟的加法器4262的模8和结果反馈给加法器4262作为被加数。这是一个模数累加过程，在此过程中，单个误码作为运行误码传输，每179208个符号相位延迟循环一次。这个符号码长度大于单个Reed-Solomon码块的长度，因此单个运行误码很容易在Reed-Solomon解码过程中得到校正。在每个数据段开始的4个符号相位延迟内以及在每个含有场同步信号的数据段的整个数据段内，多路复用器4261均处于第一状态，这减少了后编码梳状滤波器426输出的后编码符号结果中的运行误码。当这个控制信号处于其第一状态时，多路复用器4261便重现控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果作为输出信号。多路复用器4261的输出信号采用标准符号解码结果可以挡住运行误码。消除多路复用器4261输出信号中的运行误码所需的最大数据字段量与消除多路复用器3261输出信号中的运行误码所需的最大数据字段量大致相同。不过，这一期间误码出现的次数下降到原来的1/131。
图10所示的NTSC抑制梳状滤波器420能抑制一大部分在响应模拟TV垂直同步脉冲与均衡脉冲时产生的解调赝象以及能抑制所有在响应模拟TV水平同步脉冲时产生的解调赝象。这些赝象是具有最大能量的同频道干扰。NTSC抑制梳状滤波器420还能抑制由模拟TV信号中那些不随逐场或逐行变化的视频信息引起的赝象，从而消除与水平空间频率或色彩无关的静止模式。在NTSC抑制梳状滤波器420响应中，大多数模拟TV色同步信号的赝象也得到了抑制。
图11是表示图2所示NTSC同频道干扰检测器44的一种形式444的详细框图，它具有第三延时元件4442，第三延时元件4442给加到节点440上的Q频道信号设置262个视频行(即179208个符号相位延迟)的延时。第三线性组合器是数字加法器4443，它将经差分延时后的Q频道信号进行叠加组合后产生不含NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。第四线性组合器是数字减法器4444，它将差分延时后的符号同步与均衡电路16输出的Q频道信号进行差分组合后产生含有所选NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。当图1中的DTV信号接收器采用420那种NTSC抑制梳状滤波器20和426那种后编码梳状滤波器26时，这种NTSC同频道干扰检测器444便特别适合于图1中的DTV信号接收器。
图12是表示图1所示DTV信号接收器在采用520那种NTSC抑制梳状滤波器20和526那种后编码梳状滤波器26的情况下的部分细节的示意图。NTSC抑制梳状滤波器520中使用了延时时间为718200个符号相位延迟的第一延时装置5201，后编码梳状滤波器526中使用了延时时间也为718200个符号相位延迟的第二延时装置5261，其中，718200个符号相位延迟的延时大致等于模拟TV信号的两个帧周期。NTSC抑制梳状滤波器520中的减法器5202起着第一线性组合器的作用，后编码梳状滤波器526中的模8加法器5262起着第二线性组合器的作用。
当确定没有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，5261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第二状态控制，在确定有足够的NTSC同频道干扰会给数据限幅器22的输出信号造成不可校正的误码时，5261那种多路复用器261在大多数时间里受多路复用器控制信号的第三状态控制。DTV信号接收器最好包括用于检测NTSC同频道干扰中的交替帧之间的变化的检测电路，以便控制器28能在这些情况下禁止向多路复用器5261提供控制信号的第三状态。
多路复用器5261在其控制信号的第三状态的控制下将经延时装置5263延时了718200个符号相位延迟的加法器5262的模8和结果反馈给加法器5262作为被加数。这是一个模数累加过程，在此过程中，单个误码作为运行误码传输，每718200个符号相位延迟循环一次。这个符号码长度大于单个Reed-Solomon码块的长度，因此单个运行码很容易在Reed-Solomon解码过程中得到校正。在每个数据段开始的4个符号相位延迟内以及在每个含有场同步信号的数据段的整个数据段内，多路复用器5261均处于第一状态，这减少了后编码梳状滤波器526输出的后编码符号结果中的运行误码。当这个控制信号处于第一状态时，多路复用器5261便重现控制器28内部存储器提供的标准符号解码结果作为其输出信号。多路复用器5261的输出信号采用标准符号解码结果可以挡住运行误码。消除多路复用器5261输出信号中的运行误码所需的最大数据字段量与消除多路复用器3261输出信号中的运行误码所需的最大数据字段量大致相同。不过，这一期间误码出现的次数下降到原来的1/525。
图12所示的NTSC抑制梳状滤波器520能抑制所有在响应模拟TV垂直同步脉冲与均衡脉冲时产生的解调赝象，以及能抑制所有在响应模拟TV水平同步脉冲时产生的解调赝象。这些赝象是具有最大能量的同频道干扰。NTSC抑制梳状滤波器520还能抑制由模拟TV信号中那些不随两帧变化的视频信息引起的赝象，从而消除与它们的空间频率或色彩无关的静止模式。在NTSC抑制梳状滤波器520响应中，所有模拟TV色同步信号的赝象也得到了抑制。
图13是表示图2所示的NTSC同频道干扰检测器44的一种形式544的详细框图，它具有第三延时元件5442，第三延时元件5442给加到节点440上的Q频道信号设置2个视频帧(即718200个符号相位延迟)的延时。第三线性组合器是数字加法器5443，它将经差分延时后的Q频道信号进行叠加组合后产生不含NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。第四线性组合器是数字减法器5444，它将差分延时后的符号同步与均衡电路16输出的Q频道信号进行差分组合后产生含有所选NTSC同频道干扰赝象的梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。当图1中的DTV信号接收器采用520那种NTSC抑制梳状滤波器20和526那种后编码梳状滤波器26时，这种NTSC同频道干扰检测器544便特别适合于图1中的DTV信号接收器。
电视系统设计领域的普通技术人员将会看到模拟TV信号相关性与反相关性的其它特性，这些特性可以在设计除图4、6、8、10和12所示的NTSC抑制滤波器以外的其它类型的NTSC抑制滤波器时得到利用。利用由两个已经公开的那种NTSC抑制滤波器级联所得到NTSC抑制滤波器可以使基带信号的2N个电平增加到(8N-1)个数据电平，这加大了符号解码过程中数据限幅的难度。尽管这些滤波器会降低符号解码的随机噪声干扰的信噪比，但它们可以用来专门解决严重的同频道干扰问题。从这方面讲，用于提高同频道干扰检测器的NTSC抑制和选择能力的级联滤波器几乎没有什么缺点。
图14示出了用于提高644那种同频道干扰检测器44的NTSC抑制和选择能力的滤波器的级联，它可以被认为是图13所示同频道干扰检测器544的改进。FIR数字低通滤波器4410对来自符号同步与均衡电路16的均衡后的Q频道信号的响应被加到节点440上。如果要求最大延时的梳状滤波器部分放在级联电路的最前端，便可以节省硬件，因为同一个最大延时元件可以被NTSC抑制梳状滤波器和NTSC选择梳状滤波器一起使用。与图13中的同频道干扰检测器544相同，在图14所示的同频道干扰检测器644中，节点440上的信号被加到延时时间为2个视频帧的延时元件5442上；所得到的差分延时信号由加法器5443进行叠加组合以及由减法器5444进行差分组合。
加法器5443输出的和值响应经下一级NTSC抑制滤波后产生NTSC抑制梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。更具体地讲，延时装置6441给加法器5443输出的和值响应设置了6个符号的差值延时，差分延时后的加法器5443的和值响应经数字加法器6443叠加组合后产生NTSC抑制梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。
减法器5444输出的差值响应经下一级NTSC抑制滤波后产生NTSC选择梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。更具体地讲，延时装置6442给减法器5444输出的差值响应设置了6个符号的差值延时，差分延时后的减法器5443的差值响应经数字减法器6444差分组合后产生NTSC选择梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。幅值检测器445和446得到的幅值检测结果由幅值比较器447进行比较。幅值比较器447提供了一个输出位，该输出位指示幅值检测器446的响应是否基本超过幅值检测器445的响应。该输出位用于选择图1所示DTV信号接收器中的多路复用器261的操作状态(第二状态或第三状态)，此处，图1所示的DTV信号接收器采用同频道干扰检测器644作为其同频道干扰检测器44。同频道干扰检测器644中的级联滤波利用交替NTSC视频帧之间的瞬时梳状滤波来抑制由同步信息和静止视频分量引起的NTSC赝象。同频道干扰检测器644中的级联滤波利用帧内空间梳状滤波来抑制由动态视频分量引起的NTSC赝象。
图15进一步示出了用于提高744那种同频道干扰检测器44的NTSC抑制和选择能力的滤波器的级联，它可以被认为是图13所示同频道干扰检测544的改进。来自符号同步与均衡电路16的均衡后的Q频道信号被直接加到节点440上，由于梳状滤波的第二级抑制了任何同频道干扰NTSC模拟TV信号中的音频载波赝象，因此不需要FIR数字低通滤波器。与图13中的同频道干扰检测器544相同，在图15所示的同频道干扰检测器744中，节点440上的信号被加到延时时间为2个视频帧的延时元件5442上；所得到的差分延时信号由加法器5443进行叠加组合以及由减法器5444进行差分组合。
加法器5443输出的和值响应应经下一级NTSC抑制滤波后产生NTSC抑制梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。更具体地讲，延时装置7441给加法器5443输出的和值响应设置了12个符号的差值延时，差分延时后的加法器5443的和值响应经数字减法器7443差分组合后产生NTSC抑制梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器445上。
减法器5444输出的差值响应经下一级NTSC抑制滤波后产生NTSC抑制梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。更具体地讲，延时装置7442给减法器5444输出的差值响应设置了12个符号的差值延时，差分延时后的加法器5443的差值响应经数字加法器7444叠加组合后产生NTSC选择梳状滤波器响应，该响应被加到幅值检测器446上。幅值检测器445和446得到的幅值检测结果由幅值比较器447进行比较。幅值比较器447提供了一个输出位，该输出位指示幅值检测器446的响应是否基本超过幅值检测器445的响应。该输出位用于选择图1所示DTV信号接收器中的多路复用器261的操作状态(第二状态或第三状态)，此处，图1所示的DTV信号接收器采用同频道干扰检测器744作为其同频道干扰检测器44。同频道干扰检测器744中的级联滤波利用交替NTSC视频帧之间的瞬时梳状滤波来抑制由同步信息和静止视频分量引起的NTSC赝象。同频道干扰检测器744中的级联滤波利用帧内空间梳状滤波来抑制由音频分量和动态视频分量引起的NTSC赝象。
图16示出了至此所述的图1所示DTV信号接收器的修改方案，它是根据本发明的另一方面构成的，它采用了多个并行操作的偶电平数据限幅器A24、B24和C24，每个偶电平数据限幅器的前面是相应的NTSC抑制梳状滤波器，后面是相应的后编码梳状滤波器。偶电平数据限幅器A24将第一类NTSC抑制滤波器A20的响应转换成第一预编码的符号解码结果供第一类后编码梳状滤波器A26使用。偶电平数据限幅器B24将第二类NTSC抑制滤波器B20的响应转换成第二预编码的符号解码结果供第二类后编码梳状滤波器B26使用。偶电平数据限幅器C24将第二类NTSC抑制滤波器C20的响应转换成第三预编码的符号解码结果供第三类后编码梳状滤波器C26使用。奇电平数据限幅器22给后编码梳状滤波器A26、B26和C26提供中间符号解码结果。当接收器部分采用图4、6、8、10和12所示的某些部分时，图15中部件标号的前缀A、B、C便是分别对应于整数1、2、3、4和5的不同整数。
第一类同频道干扰检测器A44根据Q频道信号确定第一类NTSC抑制滤波器A20对来自当前均衡过的I频道信号中的模拟TV信号的同频道干扰的抑制效果。第二类同频道干扰检测器B44根据Q频道信号确定第二类NTSC抑制滤波器B20对来自当前均衡过的I频道信号中的模拟TV信号的同频道干扰的抑制效果。第三类同频道干扰检测器C44根据Q频道信号确定第三类NTSC抑制滤波器C20对来自当前均衡过的I频道信号中的模拟TV信号的同频道干扰的抑制效果。对Q频道信号中的导频载波的抑制有助于同频道干扰检测器A44、B44和C44提供NTSC抑制梳状滤波器A20、B20和C20的相对抑制效果的指示。
符号解码选择电路90产生供数据汇编器30使用的校正符号解码最佳估计值。这个最佳估计值是通过对来自控制器28的标准符号解码结果、来自奇电平数据限幅器22的中间符号解码结果和来自后编码梳状滤波器A26、B26与C26的后编码过的符号解码结果加以选择而产生的。除非控制器28向符号解码选择电路90提供其它符号选择信息，符号解码选择电路90将根据同频道干扰检测器A44、B44与C44提供的抑制效果指示确定这个最佳估计值。控制器28提供的其它符号选择信息包括同步码出现时刻指示信息，该指示信息用于保证最佳估计值是在控制器28提供的标准符号解码结果的基础得到的。符号解码结果的最佳估计值用于校正图16DTV信号接收器最佳实施例中的匹配梳状滤波器A26、B26与C26的求和操作。
在同步场出现时刻以外，如果同频道干扰检测器A44、B44与C44都指示不存在较大的NTSC同步干扰赝象，符号解码选择电路90便选择来自奇电平数据限幅器22的中间符号解码结果作为校正符号解码结果的最佳估计值。这降低了Johnson(约翰孙)噪声对符号解码的影响。
在同步码出现时刻以外，如果同频道干扰检测器A44、B44与C44中至少有一个指示有较大的NTSC同步干扰赝象，符号解码选择电路90便选择某个NTSC抑制梳状滤波器A20、B20和C20后面的后编码梳状滤波器A26、B26或C26输出的后编码符号解码结果，所述某个NTSC抑制梳状滤波器是指被同频道干扰检测器A44、B44和C44确定为NTSC同频道干扰赝象抑制效果最佳的那个NTSC抑制梳状滤波器。
当NTSC抑制梳状滤波器A20对交替视频帧进行叠加组合时，所有在对模拟TV同步脉冲、均衡脉冲和色同步信号响应时产生的高能解调赝象都得到了抑制。由模拟TV信号中的那些在两帧之间不变化的视频信息所引起的赝象也得到了抑制，因而消除了与它们的空间频率或色彩无关的静止模式。图13所示的那种同频道干扰检测器A44是与图12所示的那种符号解码电路一起使用的。
剩下的抑制解调赝象问题主要考虑抑制那些在模拟TV信号栅内的某些象素位置上由帧间差异所引起的解调赝象。这些解调赝象可以用帧内滤波技术来抑制。可以选择NTSC抑制梳状滤波器B20与后编码梳状滤波器B26电路利用水平方向的相关性来抑制剩余的解调赝象，可以选择NTSC抑制梳状滤波器C20与后编码梳状滤波器C26电路利用垂直方向的相关性来抑制剩余的解调赝象。下面考虑这一设计思想的其它可能的实施方法。
如果同频道干扰模拟TV信号中的声音载波不是用SAW滤波或不用IF放大器电路12中的声音陷波电路来抑制，便可以方便地将NTSC抑制梳状滤波器B20与后编码梳状滤波器B26电路选为图4所示的那种NTSC抑制梳状滤波器120与后编码梳状滤波器126电路。图5所示的那种同频道干扰检测器B44与图4所示那种的符号解码电路一起使用。
如果同步干扰模拟TV信号中的声音载波用SAW滤波电路或用IF放大器电路12中的声音陷波电路采抑制，便可以方便地将NTSC抑制梳状滤波器B20与后编码梳状滤波器B26电路选为图6所示的那种NTSC抑制梳状滤波器220与后编码梳状滤波器226电路。这是因为相互间仅相隔6个符号相位延迟的视频分量之间的反相关性通常要比相互间相隔几个符号相位延迟的视频分量之间的相关性要好。图7所示那种的同频道干扰检测器B44与图6所示的那种符号解码电路一起使用的。
要对NTSC抑制梳状滤波器C20与后编码梳状滤波器C26电路作出最佳选择并不是件容易的事，这是因为必须选择(考虑到干扰模拟TV信号中的场间隔)在NTSC抑制梳状滤波器C20中是挑选用同一个场中的时间上较近的扫描线与当前扫描线相组合还是用前一个场中的空间上较近的扫描线与当前扫描线相组合。通常较好的选择是挑选同一个场中的时间上较近的扫描线，因为场之间的跳变截止(jump cuts)几乎不可能损害梳状滤波器C20的NTSC抑制效果。对这种选择来说，NTSC抑制梳状滤波器C20与后编码梳状滤波器C26电路要用图8所示的那种NTSC抑制梳状滤波器320与后编码梳状滤波器326电路。图9所示的那种同频道干扰检测器C44与图8所示的那种符号解码电路一起使用。
对另一种选择来说，NTSC抑制梳状滤波器C20与后编码梳状滤波器C26电路要用图10所示的那种NTSC抑制梳状滤波器420与后编码梳状滤波器426电路。图11所示的那种同频道干扰检测器C44与图10所示的那种符号解码电路一起使用。
权利要求
1．一种用于处理数字电视信号接收器的残留边带调幅数字电视信号的方法，所述方法包括以下步骤对易受同频道NTSC干扰影响的残留边带调幅数字电视信号进行复合解调，以便分离出所接收的I频道基带信号和与所述所接收的I频道基带信号呈正交关系的所接收的Q频道基带信号；和通过确定所述所接收的Q频道基带信号中伴随的同频道NTSC干扰的其它赝象是否超过规定电平，来估计所述所接收的I频道基带信号中伴随的同频道NTSC干扰的赝象是否达到有效电平。
2．一种用于确定在数字电视信号接收器的格构解码之前是否采用同频道NTSC干扰抑制梳状滤波的方法，所述方法包括以下步骤对残留边带调幅数字电视信号进行复合解调，以便分离出所接收的I频道基带信号和与所述所接收的I频道基带信号呈正交关系的所接收的Q频道基带信号；确定所述所接收的Q频道基带信号中是否伴随具有有效电平的同频道NTSC干扰赝象；如果确定所述所接收的Q频道基带信号中不存在具有有效电平的所述同频道NTSC干扰赝象，则对没有经过梳状滤波的所述所接收的I频道基带信号进行符号解码，从而产生供所述格构解码用的解码后的符号；如果确定所述所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的所述同频道NTSC干扰赝象，便对所述所接收的I频道基带信号进行梳状滤波，从而产生梳状滤波过的I频道基带信号；如果确定所述所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的所述同频道NTSC干扰赝象，便对所述梳状滤波过的I频道基带信号进行符号解码；和如果确定所述所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的所述同频道NTSC干扰赝象，便对所述梳状滤波过的I频道基带信号的符号解码结果进行后编码，从而产生供所述格构解码用的解码后的符号。
3．根据权利要求2所述的方法，还包括以下步骤如果确定所述所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的所述同频道NTSC干扰赝象，便在对梳状滤波过的I频道基带信号进所述符号解码之前，使所述梳状滤波过对所述I频道基带信号的响应与标准梳状滤波器的响应一致；和如果确定所述所接收的Q频道基带信号中存在具有有效电平的所述同频道干扰赝象，便在对没有经过梳状滤波的所述所接收的I频道基带信号进行所述符号解码之前，对没有经过梳状滤波器的所述所接收的I频道信号进行均衡。
4．一种数字电视信号接收器，包括放大器电路，用于提供对易于携带同频道干扰模拟电视信号的放大的残留边带调幅数字电视信号；复合解调器，对所述放大后的残留边带调幅数字电视信号进行响应，以提供含有任何同频道干扰模拟电视信号赝象的I频道其带信号和含有任何同步干扰模拟电视信号的其它赝象的Q频道基带信号；所述I频道基带信号的符号解码装置，包括用于在第一时间内对所述I频道基带信号进行符号解码的第一数据限幅器，通常只要任何同频道干扰模拟电视信号的所述赝象低于所述I频道基带信号的有效电平，则所述第一数据限幅器输出的第一符号解码结果中的误码可以校正；和对所述Q频道基带信号起响应的NTSC同频道干扰检测器，用于检测任何同频道干扰模拟电视信号的所述其它赝象中的那些高于所述Q频道基带信号有效电平的赝象的出现，所述Q频道基带信号的所述有效电平与所述I频道基带信号的所述有效电平一致。
5．根据权利要求4所述的数字电视信号接收器，其中，对所述Q频道基带信号起响应的所述NTSC同频道干扰检测器包括延时装置，用于延时所述Q信号基带信号，以产生差分延时的Q频道基带信号；加法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行叠加组合，以产生和值信号；减法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行差分组合，以产生差值信号；第一幅值检测器，用于检测所述和值信号的幅度，以产生第一幅值检测响应；第二幅值检测器，用于检测所述差值信号的幅度，以产生第二幅值检测响应；和幅值比较器，用于比较所述第一与第二幅值检测响应，并且当所述第一与第二幅值响应的差值大于规定值时显示任何同频道干扰模拟电视信号的所述其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平。
6．根据权利要求5所述的数字电视信号接收器，其中，所述NTSC同频道干扰检测器中的所述延时装置产生具有12个符号相位延迟差值延时的所述差分延时后的Q频道基带信号。
7．根据权利要求5所述的数字电视信号接收器，其中，所述NTSC同频道干扰检测器中的所述延时装置产生具有6个符号相位延迟差值延时的所述差分延时后的Q频道基带信号。
8．根据权利要求5所述的数字电视信号接收器，其中，所述NTSC同频道干扰检测器中的所述延时装置产生具有1368个符号相位延迟或2个NTSC视频扫描线差值延时的所述差分延时后的Q频道基带信号。
9．根据权利要求5所述的数字电视信号接收器，其中，所述NTSC同频道干扰检测器中的所述延时装置产生具有179208个符号相位延迟或262个NTSC视频扫描线差值延时的所述差分延时后的Q频道基带信号。
10．根据权利要求5所述的数字电视信号接收器，其中，所述NTSC同频道干扰检测器中的所述延时装置产生具有718200个符号相位延迟或2个NTSC视频帧差值延时的所述差分延时后的Q频道基带信号。
11．根据权利要求4所述的数字电视信号接收器，其中，对所述Q频道基带信号起响应的所述NTSC同频道干扰检测器包括第一延时装置，用于延时所述Q频道基带信号，以产生差分延时后的Q频道基带信号；第一加法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行叠加组合，以产生第一和值信号；第一减法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行差分组合，以产生第一差值信号；第二延时装置，用于延时所述第一和值信号，以产生差分延时后的第一和值信号；第三延时装置，用于延时所述第一差值信号，以产生差分延时后的第一差值信号，所述第三延时装置对所述第一差值信号进行延时的方法类似于所述第二延时装置对所述第一和值信号进行延时的方法；第二加法器，用于对所述差分延时后的第一和值信号进行叠加组合，以产生第二和值信号；第二减法器，用于对所述差分延时后的第一差值信号进行差分组合，以产生第二差值信号；第一幅值检测器，用于检测所述第二和值信号的幅度，以产生第一幅值检测响应；第二幅值检测器，用于检测所述第二差值信号的幅度，和产生第二幅值检测响应；和幅值比较器，用于将所述第一幅值检测响应与第二幅值检测响应进行比较，并且当所述第一幅值检测响应与第二幅值检测响应之间的差值大于规定值时显示任何同频道干扰模拟电视信号的所述其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平。
12．根据权利要求4所述的数字电视信号接收器，其中，对所述Q频道基带信号起响应的所述NTSC同频道干扰检测器包括第一延时装置，用于延时所述Q频道基带信号，以产生差分延时后的Q频道基带信号；第一加法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行叠加组合，以产生第一和值信号；第一减法器，用于对所述差分延时后的Q频道基带信号进行差分组合，以产生第一差值信号；第二延时装置，用于延时所述第一和值信号，以产生差分延时后的第一和值信号；第三延时装置，用于延时所述第一差值信号，以产生差分延时后的第一差值信号，所述第三延时装置对所述第一差值信号进行延时的方法与所述第二延时装置对所述第一和值信号进行延时的方法相同；第二加法器，用于对所述差分延时后的第一差值信号进行叠加组合，以产生第二差值信号；第二减法器，用于对所述差分延时后的第一和值信号进行差分组合，以产生第二和值信号；第一幅值检测器，用于检测所述第二和值信号的幅度，以产生第一幅值检测响应；第二幅值检测器，用于检测所述第二差值信号的幅度，以产生第二幅值检测响应；和幅值比较器，用于将所述第一幅值检测响应与第二幅值检测响应进行比较，并且当所述第一幅值检测响应与第二幅值检测响应之间的差值大于规定值时显示任何同频道干扰模拟电视信号的所述其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平。
13．根据权利要求4所述的数字电视信号接收器，还包括数据同步电路，用于确定数据同步符号在所述I频道基带信号中出现的时刻；和用于在所述I频道基带信号中出现数据同步符号的时刻产生标准符号解码结果的电路；其中所述符号编码装置还包括第一延时装置，产生用于对所述I频道基带信号起响应的第一规定数目个符号相位延迟的延时，从而产生差分延时后的I频道基带信号；第一线性组合器，对所述差分延时后的I频道基带信号进行线性组合，以产生第一梳状滤波器响应，在该响应中，所述任何同频干扰模拟电视信号得到抑制；第二数据限幅器，用于对所述第一梳状滤波器响应进行符号解码，以便产生第一预编码后的符号解码结果；第二线性组合器，对接收到的相应的第一与第二输入信号进行线性组合，从而提供相应的输出信号作为第二梳状滤波器响应，所述第二线性组合器用于接收所述第一预编码后的符号解码结果作为相应的第一输入信号，所述第一线性组合器和所述第二线性组合器中有一个是加法器，而另一个则是减法器；第二延时装置，用于将其相应的输入信号延时所述第一规定数目个符号相位延迟，以便产生所述第二线性组合器的所述第二输入信号；第一多输入多路复用器，用于将其相应的输出信号提供给所述第二延时装置作为它的所述第二输入信号，用于接收所述标准符号解码结果作为其第一输入信号，用于接收所述中间符号解码结果作为其第二输入信号，以及用于接收所述第二线性组合器的所述输出信号作为其第三输入信号，当且仅当确定所述I频道基带信号中出现数据同步符号时，所述第一多路复用器重现其第一输入信号作为其输出信号，当所述NTSC同频道干扰检测器检测到所述任何同频道干扰模拟电视信号的其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平时，所述第一多路复用器重现所述第二线性组合器的输出信号作为其输出信号，当所述NTSC同频道干扰检测器没有检测到所述任何同频道干扰模拟电视信号的其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平时，所述第一多路复用器重现所述第一数据限幅器的输出信号作为其输出信号。
14．根据权利要求13所述的数字电视信号接收器，其中，对所述Q频道基带信号起响应的所述NTSC同频道干扰检测器包括第三延时装置，用于将所述Q频道基带信号延时第一规定数目个符号相位延迟，以便产生差分延时后的Q频道基带信号；第三线性组合器，将所述差分延时后的Q频道基带信号线性组合，以产生第三梳状滤波器响应，在该响应中，任何同频道干扰模拟电视信号的赝象都趋于得到抑制；第四线性组合器，将所述差分延时后的Q频道基带信号线性组合，以产生第四梳状滤波器响应，在该响应中，任何同频道干扰模拟电视信号的赝象都趋于得到增强，所述第三线性组合器和所述第四线性组合器中有一个是加法器，而另一个则是减法器；第一幅值检测器，用于检测所述第三梳状滤波器响应的幅度，以产生第一幅值检测响应；第二幅值检测器，用于检测所述第四梳状滤波器响应的幅度，以产生第二幅值检测响应；和幅值比较器，用于将所述第一幅值检测响应与第二幅值检测响应进行比较，当所述第一幅值响应与第二幅值响应之间的差值大于规定值时显示所述任何同频道干扰模拟电视信号其它赝象高于所述Q频道基带信号的所述有效电平。
15．根据权利要求14所述的数字电视信号接收器，其中，所述第一、第二和第三延时装置都提供12个符号相位延迟的差值延时；所述第一和第三线性组合器是减法器；所述第二和第四线性组合器是加法器。
16．根据权利要求14所述的数字电视信号接收器，其中，所述第一、第二和第三延时装置都提供6个符号相位延迟的差值延时；所述第一和第三线性组合器是加法器；所述第二和第四线性组合器是减法器。
17．根据权利要求14所述的数字电视信号接收器，其中，所述第一、第二和第三延时装置都提供1368个符号相位延迟或2个NTSC视频扫描线的的差值延时；所述第一和第三线性组合器是加法器；所述第二和第四线性组合器是减法器。
18．根据权利要求14所述的数字电视信号接收器，其中，所述第一、第二和第三延时装置都提供179208个符号相位延迟或262个NTSC视频扫描线的差值延时；所述第一和第三线性组合器是加法器；所述第二和第四线性组合器是减法器。
19．根据权利要求14所述的数字电视信号接收器，其中，所述第一、第二和第三延时装置都提供718200个符号相位延迟或2个NTSC视频帧的差值延时；所述第一和第三线性组合器是加法器；所述第二和第四线性组合器是减法器。
全文摘要
一种NTSC同频道干扰检测器,它检测与所述接收的I频道信号呈正交关系的所接收的Q频道信号中出现的干扰NTSC信号而不是检测所接收的I频道信号中出现的干扰NTSC信号。通过确定所接收的Q频道信号中是否相当大数值的NTSC同频道干扰,推断所接收的I频道信号中是否有相当大数值的NTSC同频道干扰,因此,在对均衡后的所接收的I频道信号进行格构解码过程中产生的大量误码可以在格构解码后面的Reed－Solomon解码过程中得到校正。由于对VSB AM数字电视信号中的导频载波进行正交相位同步检测基本上不会产生直流偏压,因此使同频道NTSC干扰电平的精确确定得到了简化。
文档编号H04N5/44GK1232591SQ97198489
公开日1999年10月20日 申请日期1997年10月2日 优先权日1996年10月2日
发明者艾伦·L·林伯格 申请人:三星电子株式会社