专利名称：由开关回扫电容所进行的高压调节方法
技术领域：
本发明一般涉及在信息显示装置中的高压调节方法，特别涉及在利用阴极射线管的信息显示装置中对阳极电压进行调节的方法。
背景信息在当今的多媒体环境中，越来越需要能够使单个信息显示装置用于几个不同的应用中。例如，除了显示视频信息外，现在电视接收器还能够被用于显示电子文本信息。最近，计算机和消费电子产品的产商开始提供各种产品，其中电视接收器还可以用于显示由计算机所提供的信息，例如文本页、高分辨图像，等等。
这些不同的应用要求增加信息显示装置的偏转和高压电路的性能。例如，在视频信息的显示中，信息显示装置要求提供黑屏，并且必须具有强电子束流和高阳极电压。使用相同信息显示装置来显示一般与彩色显示器相关的高分辨率图像还要求该信息显示装置提供稳定的光栅尺寸、良好的聚焦、以及小的光点尺寸。这些附加的要求，反过来依赖用于阴极射线管的调节良好的阳极电压的存在。
发明概述本发明针对为信息显示装置的阴极射线管提供调节良好的阳极电压的高压调节电路。
一种用于在信息显示装置中调节阳极电压的电路包括具有扫描和回扫的操作模式的水平偏转电路；该水平偏转电路还具有一固定的回扫电容和一个开关回扫电容与一个开关元件之间的串联组合，其中该开头元件在水平偏转电路进行回扫操作模式时处于闭合位置；用于提供指示阳极电压的大小的采样电压的分压网络；以及响应该采样电压用于控制该开关元件的控制电路，使得该控制电路在回扫过程中通过选择一个把开关元件置于开路位置的时刻对阳极电压进行调节。
在下文结合附图的描述中，上述本发明的其它特点、方面和优点将变得更加清楚，其中在附图中相同的参考标记表示相同的元件。
附图简述在附图中
图1是体现本发明的高压调节电路的方框图；图2是图1中的高压调节电路的示意图；图3a-3d示出用于解释图1和图2中的高压调节电路的操作的电压和电流波形；以及图4a和4b以方框示意图的形式示出与信息显示装置的各种光栅纠正电路相结合的高压调节电路。
最佳实施例的描述图1示出本发明的高压调节电路的操作原理。水平偏转电路10使电子束偏转横过阴极射线管的屏幕以形成光栅。来自水平偏转电路10的回扫电压VR被用于产生阴极射线管所需的高压阳极电压EHT。该回扫电压VR在图3a中示出；该回扫电压VR在低负载或低电子束流条件下基本上具有正弦波形。当回扫电压VR被施加高负载或高电子束流的情况下，该基本为正弦曲线的波形会略微地发生变形。在图3a-3d中虚线表示高负载或高电子束流的情况，实线表示低负载或低电子束流的情况。
该阳极电压EHT的一个采样值由控制电路20所利用以确定开关元件SW2应当被置于开路位置的准确时刻。例如，如果阳极电压EHT低于预定电平，则控制电路20使开关元件SW2更早地打开；相反，如果阳极电压EHT超过预测电平，则控制电路20使开关元件SW2更晚地打开。按这种方式，阳极电压EHT可以被精确地调节。
图2示出高压调节电路100的一个实施例的示意图。水平偏转电路10由水平驱动器11、开关元件SW1、S-整形电容CS、水平偏转线圈LH、固定回扫电容CR1、以及开关回扫电容CR2所形成。为本说明书的目的，开关元件TR1在开始时被闭合，以使得回扫电容CR1和CR2相并联，因此，有效回扫电容是两个回扫电容之和。水平驱动电路11可以是本领域内的通常技术人员所知道的常规电路，在此不对其作进一步的描述。
水平驱动电路11以某一水平扫描频率控制开关元件SW1的操作，以周期性地把电子束从屏幕的左边缘偏转到屏幕的右边缘(从观察屏幕的透视角度来看)。开关元件SW1一般包括一个与二极管相并联的npn型双极结晶体管相并联，使得该二极管的阴极连接到该晶体管的集电极，并且该晶体管的发射极与该二极管的阳极连接到“地”或参考电势。在开关SW1处于闭合位置的时间周期中，也称为“扫描”周期，该电子束通过利用S整形电容CS与水平偏转线圈LH之间的谐振使电子束从屏幕的左边缘向屏幕的右边缘偏转。在扫描周期中，在S整形电容CS与回扫电容CR1和CR2之间的节点J1的回扫电压VR基本等于地电势或参考电势。
在相继的扫描周期之间的时间周期中，这也称为“回扫周期“，开关元件SW1处于开路位置，并且电子束通过利用水平偏转线圈LH与回扫电容CR1和CR2之间的谐振使电子束从屏幕的右边缘返回到屏幕的左边缘。在回扫周期中，在该节点处的回扫电压VR基本上为正弦波形，如图3a中所示，并且对于图2中的实施例来说，其峰值约等于1200V。
该回扫电压VR通过变压器T1的初级线圈30与次级线圈40相耦合，它由二极管D1所整流以产生用于该阴极射线管的阳极电压EHT。该阳极电压为高压，并且对于图2中所示的高压调节电路100来说约等于30kV。
该阳极电压EHT的调节方法如下。阳极电压EHT由采样网络所采样以提供一采样电压V1。在图2中，该采样网络由分压网络所实现。阳极电压EHT由电阻R1和R2所形成的分压器所分压以提供该采样电压V1，该电压施加到误差放大器50的非反相输入端51。该采样电压与施加在放大器50的反相输入端的参考电压Vref相比较。通过从采样电压V1中减去参考电压Vref而获得的误差电压Verr被放大并被提供给误差放大器50的输出端。误差放大器50的增益由电阻R4与电阻R5之间的比值所确定。该比值也影响高压调节电路和输出阻抗，对于图2中所示的实施例来说该输出阻抗约等于150kΩ。
该直接跟随(track)阳极电压EHT的误差电压Verr被电阻R3与电容C3的组合所低通滤波，以产生施加到比较器60的非反相输入端的控制电压Vctrl。在图2所示的实施例中，该控制电压通过实验来确定，使得当由电阻R3与电容C3所形成的低通滤波器具有约等于20Hz的截止频率时高压调节电路100的性能最好。为该低通滤波器所选择的特定截止频率由在该特定高压调节电路100的每个实施例中所用的元件数值所确定，并且涉及在该滤波器中的两个相对立的要求之间的协调。一般来说，用于该滤波器的截止频率越高，则对该高压调节电路的控制回路的响应越快的情况是不符合需要的。因为变压器T1(通常是二极分离型(diode-split)的)与水平偏转电路10相耦合，通常在流过偏转线圈LH的水平偏转电流中存在相位和幅值的误差。该相位和幅值误差如果出现得太快则不能够有效地进行补偿。但是，该高压调节电路应当在图像从暗变亮或从亮变暗时能够快速地作出反应。对于低通滤波器的截止频率的一个可接受的选择适当地权衡那些相对立的要求。
比较器60的反相输入端62接收通过电阻R3对电容C1进行充电而产生的水平频率扫描电压Vramp。通过利用水平比率波形(horizontal-rate waveform)70使晶体管TR2以某一水平扫描频率导通，使电容C1被通过晶体管TR2向“地”放电。水平比率波形70可以由变压器T1的次级线圈(未示出)所提供，尽管被反相，但是它可以具有与在节点J1处的回扫电压VR相同的一般波形。在图2所示的高压调节电路100的实施例中，水平比率波形70可以具有约等于200V的峰-峰电压值。波形70通过由电容C4和电阻R8和R9所形成的微分器耦合到晶体管TR2的基极。选择构成微分器的元件的数值，使得晶体管TR2在回扫周期快结束时使晶体管TR2导通并对电容C1放电。
比较器60被用作为脉冲宽度调节器。在比较器60的输出端63处的开关驱动信号64保持在高电平直到扫描电压Vramp超过控制电压Vctrl；在此时，开关驱动信号64变为低电平，如图2所示。这样，控制电压Vctrl确定输出信号从高电平状态跃变为低电平状态的时刻。例如，假设阳极电压EHT超过预定电平，如由参考电压Vref所表示。该误差电压Verr以及控制电压Vctrl假设处于接近误差放大器50的电源电压的电平，并且因为由控制电压Vctrl设置相对较高的阈值电平，开关驱动信号60将更长时间地保持在高电平状态。另一方面，如果阳极电压EHT低于预定电平，则该误差电压Verr和控制电压Vctrl将为一个接近误差放大器50的地电势或参考电势的电平，并且因为现在由控制电压Vctrl所设置的阀值电平相对较低，该输入信号将短时间地保持在高电平状态。
并关驱动信号64使用低电流的高压驱动电路80来控制开关元件TR1的操作。例如，在扫描周期开始时，在比较器60的输出端63处的开关驱动信号64处于高电平，如图2和3c中的波形所示。开关驱动信号64的高电平状态的幅值约等于比较器60的电源电压。晶体管TR3的截止，其基极连接到比较器60并由开关驱动信号64所控制，并且电容器C2通过由电阻R5和R6、电容器C2和二极管D3所确定的路径充电到电源电势。通过使开关元件TR1的基极经过电阻R7连接到电源电势，使得二极管D2截止并且开关元件TR1导通。这样开关回扫电容CR2并联连接到固定回扫电容CR1上，因此有效回扫电容是固定电容CR1与开关电容CR2的电容量之和。请注意，由于在节点J1处的回扫电压VR和通过开关元件TR1的电流I1在扫描周期中都约等于0，则开关元件TR1只消耗极小的能量。开关元件TR1可以是具有工业零件号码BU506DF的晶体管，它在图2中是标记为D4的集成二极管。开关元件TR1必须具有足够高的额定电压，以使得开关元件TR1能够经受回扫电压VR的峰值。
当回扫周期开始时，开关元件TR1仍然导通；电流I1通过开关元件TR1流向“地“，如图3d中的波形所示，从而对开关回扫电容CR2充电；并且扫描电压Vramp接近于控制电压Vctrl。在回扫周期中流过开关元件TR1的电流R1的峰值仅仅约等于0.5A，因此由该晶体管所消耗的功率被减为最小。一旦扫描电压Vramp超过控制电压Vctrl，则开关驱动信号64从电源电压跃变到地电平或参考电势。如图3c和3d中的波形所示，跃变发生的时刻也是负载条件的一个函数。该跃变使得晶体管TR3导通。在二极管D2的阴极与二极管D3的阳极的结点处的电压变为某一负电压。从而，该二极管D3截止并且二极管D2导通，从而使开关元件TR1截止。结果，开关回扫电容CR2不再与固定回扫电容CR1相并联，这样有效回扫电容被减小并且等于固定回扫电容CR1。由于有效回扫电容减小，从而在节点J1处的回扫电压VR的峰-峰值增加。因此，阳极电压向着具有增加的峰-峰值的回扫电压VR的预定电平增加，该电压通过变压器T1的初级线圈30耦合到次级线圈40，然后由二极管D2所整流以提供阳极电压EHT。
当开关元件TR1截止时，电流I1被中断，并且开关回扫电容CR2保持稳定的电荷以及固定的电压降。在开关元件TR1的集电极处的电压VR’在回扫周期中通过利用在开关回扫电容CR2两端的固定电压降跟踪回扫电压VR，如图3b中的波形所示。如图3b中所示，电压VR’的幅值也是负载条件的一个函数。在图2所示的实施例中电压VR’可以从对应于0mA的电子束流的约100V到对应于1.6mA的电子束流的约500V之间变化。对于电压VR’的理论范围是从约为0V到约为1200V，其中约为1200V是回扫电压VR在回扫周期中的峰值。如果电压VR’要趋向于比地电势或参考电势更低，则二极管D4把开关元件TR1的集电极钳位到约为地电势或参考电势。这使得开关元件TR1在零电压处切换，进一步减少由开关元件所消耗的功率。
图2中本发明的高压调节电路提供用于精确控制在回扫周期中使开关元件TR1截止以减少水平偏转电路10的有效回扫电容的时间点。该开关元件TR1被截止的时间点被设为尽可能地接近于回扫间隔的起始时间，以使得在开关元件TR1消耗的功率最小。
另外，高压调节电路100也传送用于比当前由常规方案所提供精度更高的动态电子束流补偿的信号。例如，由于为高压调节电路100的回路滤波器所选择的特定截止频率，则在阳极电压EHT中的快速改变不能够良好地调节。在图2的高压调节电路100中的电阻R3和电容C3的组合的截止频率约等于20Hz。结果，仍然需要光栅宽度补偿，但仅仅与这种补偿的交流成分有关。
图2中所示的高压调节电路用于这样的校正。在本发明一个特点中，误差放大器50的输出端53由一电阻R10和隔直流电容C5耦合到特定的东-西枕形校正电路(East-West pincushion correctioncircuit)，提供光栅宽度补偿电压VEW。该枕形校正电路不必限于特定的结构。例如，参见图4a和4b图1和2中的高压调节电路100可以与向前调节输出级91结合使用，如图4a中所示或与二极管调节器构造92相结合，如图4b中所示。在图4a中所示的E-W(东-西)驱动器90可以是在本领域内的通常技术人员所熟知的常规类型，在此不做进一步的描述。
提供把关于光栅宽度的信息提供给东-西枕形校正电路的常规方法是使用在变压器的高压次级线圈的引线(footpoint)处的电压。例如，在图2中所示的高压调节电路100中，常规方案把变压器T1的次级线圈40上标记为BCL的点连接到东-西枕形校正电路。把高压调节电路100的误差放大器50的输出端53耦合到东-西枕形校正电路，而不把在次级线圈40的BCL点处的电压连接到东-西枕形校正电路是一种更好方案，这是因为误差电压Verr比在次级线圈40的BCL点处的电压更精确地跟随阳极电压EHT。
在上文中已经参照附图对本发明的最佳实施例作了具体的描述，但是应当知道，本发明不限于这些实施例，并且可以由本领域内的专业技术人员作出各种改变和变化而不脱离权利要求书中所述的本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种用于在信息显示装置中调节阳极电压(EHT)的电路，所述电路包括(a)具有扫描和回扫操作模式的水平偏转电路(10)；所述水平偏转电路(10)包括开关回扫电路(CR2)；与所述开关回扫电路(CR2)串联连接的开关元件(TR1)，当该水平偏转电路进入所述回扫操作模式时，所述开关元件处于闭合位置；以及与所述开关回扫电容和所述开关元件的串联组合相并联连接的固定回扫电容(CR1)；(b)用于提供表示所述阳极电压(EHT)的幅值的采样电压(V1)的采样网络(R1，R2)；以及(c)响应所述采样电压(V1)用于控制所述开关元件(TR1)的控制电路(20)，使得所述控制电路通过在所述回扫周期过程中选择一个把所述开关元件置于开路装置的时刻而对所述阳极电压(EHT)进行调节。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，当所述开关元件(TR1)在所述回扫周期中的前期被置于开路位置时，所述阳极电压(EHT)增加。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，当所述开关元件(TR1)在所述回扫周期中的后期被置于开路位置时，所述阳极电压(EHT)减小。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述开关元件包括一晶体管(TR1)。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述开关元件还包括一个与所述晶体管(TR1)相并联连接的二极管(D4)，使得所述二极管的导电方向与所述晶体管的导电方向相反。
6.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述晶体管(TR1)包括一双极型晶体管。
7.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述采样网络包括一分压网络(R1，R2)。
8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述控制电路(20)包括一误差放大器(50)，用于把所述采样电压(V1)与一参考电压(Vref)相比较以提供表示所述阳极电压(EHT)与理想电平之间的偏差的误差电压(Verr)。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述控制电路(20)还包括连接到所述误差放大器的输出端(53)的低通滤波器(R3，C3)。
10.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述控制电路(20)还包括具有连接到所述低通滤波器(R3，C3)的输入端(61)的脉冲宽度调节电路。
11.根据权利要求10所述的电路，其特征在于，所述脉冲宽度调节电路(60)在一输出端(63)为所述开关元件(TR1)提供一开关驱动信号(64)。
12.一种用于在信息显示装置中调节阳极电压(EHT)的电路，所述电路包括具有扫描和回扫操作模式的水平偏转电路(10)；所述水平偏转电路(10)具有可变回扫电容(CR1，CR2，TR1)；用于提供表示所述阳极电压(EHT)的幅值的采样电压的采样网络(R1，R2)；用于在所述回扫周期中响应所述采样电压(V1)改变所述可变回扫电容(CR1，CR2，TR1)的控制电路(20)；以及用于控制由所述水平偏转电路(10)所形成的光栅的宽度的光栅宽度补偿电路，所述光栅宽度补偿电路连接到所述控制电路(20)。
13.根据权利要求12所述的电路，其特征在于，控制电路(20)包括误差放大器(50)，用于把所述采样电压(V1)与一参考电压(Vref)相比较以提供表示所述阳极电压(EHT)与理想电平之间的差别的误差电压(Verr)。
14.根据权利要求13所述的电路，其特征在于，所述脉冲宽度补偿电路包括一个东-西枕形校正电路。
15.根据权利要求14所述的电路，其特征在于，所述东-西枕形校正电路连接到所述误差放大器(50)的一个输出端(53)。
16.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，所述误差放大器(50)的误差电压(Veff)为所述东-西枕形校正电路提供光栅宽度补偿电压(VEW)。
全文摘要
一种用于在信息显示装置中调节阳极电压(EHT)的电路。一水平偏转电路(10)具有扫描和回扫操作模式。该水平偏转电路还具有一固定回扫电容(CR1);以及开关回扫电容(CR2)与开关元件(TR1)的串联组合,该组合与该固定回扫电容相并联。当水平偏转电路进入回扫操作模式时,该开关元件处于闭合位置。分压网络(R1,R2)对阳极电压进行采样。控制电路(20)响应该采样电压(V1)以控制该开关元件,使得该控制电路通过在回扫周期中选择把开关元件置于开路位置的时刻而对阳极电压进行调节。该控制电路也可以为东－西枕形校正电路提供光栅宽度补偿电压。
文档编号H04N3/18GK1251722SQ97199690
公开日2000年4月26日 申请日期1997年11月12日 优先权日1996年11月13日
发明者L·特里波德 申请人:汤姆森许可公司