专利名称：接收装置、发射/接收装置和通信方法
技术领域：
本发明涉及适用于诸如便携式电话系统的无线电通信系统的一种接收装置、发射/接收装置和通信方法。
在这种无线电通信系统中，用于提供通信服务的区域被分成希望尺寸的单元，和作为固定的无线电站在每个单元中设置有基站，从而使作为移动无线电站的便携式电话能够与具有所述电话的单元基站进行无线电通信。利用这种方式，构成所谓的蜂窝系统。在作为便携式电话和基站之间的通信系统的各种系统中，作为一个典型，引入了时分复用系统。
例如，如
图1A和1B所示，在TDMA系统中，规定的频道被暂时分割成规定时间宽度的帧F0、F1、…，其中的每一个帧被分割成规定时间宽度的多个时隙TS0-TS3，和使用所述频道在已经被分配给所述站本身的时隙TS0的定时处发射所述发送信号，以便利用一个单一的频道实现所述多通信(所谓的多路通信)，和有效利用所述频率。在下面的描述中，已经被分配给所述发射的时隙TS0被称之为发射时隙TX，和在一个发射时隙TX中发射的数据块(即信息单元)被称之为一个时隙。
下面参看图2和图3解释用于使用这个TDMA系统执行发射/接收的无线电系统的发射和接收装置。图2和3中所示的发射装置和接收装置分别被安装在例如便携式电话和移动电话系统的基站上，用于从便携式电话到基站的通信(所谓的向上通信)和从基站到便携式电话的通信(所谓的向下通信)。
如图2所示，发射装置1基本上由传统的编码电路2、交错缓存器3、时隙(slotting)处理电路4、调制电路5、引导符号加法电路6、发射电路7和天线8组成，并且，首先将作为发射数据的信息位串S1输入给传统的编码电路2。
包括规定级数移位寄存器和异或电路在内的传统编码电路2利用所输入的信息位串S1执行传统的编码，并输出编码位串S2给交错缓存器3。交错缓存器3在其内部存储区域中以规则顺序存储编码位串S2；当所述编码位串S2被存储在整个存储区域中时(即当累积了所希望数量的编码位串S2时)，它将随机重新安排所述编码位串S2的顺序(此后，这个顺序的重现安排被称之为交错)，然后将经过处理的编码位串S3输出给时隙处理电路4。此外，交错缓存器3所具有的存储容量与多个时隙对应，从而时所述编码位串应当可以被分配给多个发射时隙TX。
时隙处理电路4分割用于每个规定位数的所述编码位串S3，以便将所述编码位串S3分配给所述发射时隙TX，和然后连续向调制电路5输出编码位串S4。调制电路5将规定的调制处理(例如，诸如QPSK调制的同步检测系统的调制处理)分别施加到所提供的编码位串S4上，然后向引导符号加法电路6输出所生成的信息符号组S5。
如图4所示，引导符号加法电路5将引导符号P作为一个标题加到已经被根据发射时隙TX进行分割的信息符号组的每个符号组的最前面(即信息符号I的前面)，和然后向发射电路7输出经过处理的发射符号组S6。另外，在该点加上的引导符号P是一个其模式已为接收装置一侧所了解的一个符号，和所述接收装置一侧被用于使用这个引导符号P估算发射线的特性(例如，衰减状态)。
发射电路7利用已经加上这个引导符号的发射符号组S6执行连续的滤波处理，和利用发射符号组S6执行数/模转换处理以产生发射信号。然后，发射电路7使用发射信号执行频率转换以产生规定频道的发射信号S7，将发射信号S7放大到规定的电功率和经过天线8发射它。在这种方式下，发射信号S7被以和发射时隙TX的定时同步地从发射装置1发射。
另一方面，如图3所示，接收装置10基本由天线11、接收电路12、发射线估算电路13、解调电路14、时隙链接处理电路15、去交错缓存器16和Viterbi译码电路17组成，它被用于接收已经从发射装置1经过天线发射的发射信号S7，和向接收电路12输入作为接收信号S11的发射信号S7。接收电路12放大所输入的接收信号S11，并利用该接收信号S11执行频率转换，借此取出基带信号，利用该基带信号执行滤波处理，和利用该基带内信号执行模/数转换。利用这种方式，接收电路12取出与上述发射符号组S6对应的接收符号组S12并向发射线估算电路13输出接收符号组S12。
用于检查发射线特性和用于在所述检查结果基础上执行均衡处理的发射线估算电路13通过参考包括在接收符号组S12之中的引导符号P估算发射线的特性并在估算结果的基础上计算所述发射线的逆特性。然后，发射线估算电路13使用包括均衡器的均衡电路在接收符号组S12的基础上执行用于之处在暂时区域内发射线逆特性的数字数据的卷积乘法，从而删除诸如衰减等在发射线处产生的干扰。通过这种处理，发射线估算电路13恢复被发射的信息符号组S5，和输出这个信息给解调电路14作为接收信息符号组S13。
解调电路14利用所接收的信息符号组S13执行规定的解调处理，以便恢复与发射侧编码位串S4对应的编码位串S14，然后将这个位串输出给链接处理电路15。此外，在所述发射线上将一个噪声分量加到编码位串S14上，编码位串S14的每一位不是取值为“1”或“0”的二进制信号，而是一个多值信号。时隙链接电路15是一个用于链接以时隙为单位不连续获得的编码位串S14以便使其变成连续信号的电路。当编码位串S14的累积数量相当于后续级去交错缓存器16的存储容量时，它将所述编码位串S14链接到一起，然后输出经过处理的编码位串S15给去交错缓存器16。
其存储容量相当于多个时隙的去交错缓存器16在其内部存储区域中陆续存储所提供的编码位串S15，并以与发射装置1交错缓存器3中执行的配置规程相反的过程重新配置编码位串S15的顺序，以便将其返回到原来的顺序，和然后输出编码位串S16给Viterbi译码电路17(这个返回到原来顺序的过程被称之为去交错)。包括软判定Viterbi译码电路的Viterbi译码电路17在输入的编码位串S16的基础上考虑卷积码的结构，估算可以被数据采用的所有状态发射当中的最相似状态(所谓的最大似然顺序估算)，借此恢复被发射的信息位顺序S18和输出它。
利用这种方式，在这种传统的接收装置10中，当它被用于使用包括均衡器的均衡电路祛除由于经过发射线执行暂时区域的卷积乘法而引起的干扰时，所述符号被暂时安置在每个时隙中并加以传送。在这方面存在着所述接收装置过于复杂的问题。此外，在上述的TDMA模式下，根据发射时隙TX的不同，通信质量是不同的；在这种传统的接收装置中，在由时隙传送的编码位上没有安排反映表示发射时隙TX发射质量的可靠性。因此，它存在有不能改善Viterbi译码电路17最大似然顺序估算精度和不能高精度恢复发射位信息顺序的缺点。
从前面的描述来看，本发明的目的是提供一种接收装置、一种发射/接收装置和一种通信方法，其中，利用简单的结构使高精度的最大似然顺序估算被用于高精度地恢复被发射的信息位顺序。
通过提供一种接收装置、一种发射/接收装置和一种通信方法可以实现本发明的前述目的和其他目的，其中，在从接收符号组提取的引导符号的幅值和相位的基础上，估算每个符号组发射线的特性，和在所述估算结果的基础上从接收符号组中恢复信息符号组，和从信息符号组恢复的编码位组被乘以加权系数并使其反映每个符号组中发射线的可靠性，和最大似然顺序估算被应用到反映所述可靠性的编码位组上，借此以恢复所述信息位顺序。
结果是，通过使用一个简单的结构，在发射线处所给出的干扰能够被祛除和从而使信息符号组能够被精确地恢复，此外，在编码位组的基础上可以反映每个符号组发射线的可靠性，利用这种方式，可以精确地应用所述最大似然顺序估算和可以精确地恢复所发射的信息位顺序。
当结合附图阅读下面的详细描述时，本发明的特性、原理和用途将变得更加清楚，在所述附图中，相同的部件使用相同的标号或字符标出。其中图1A和1B的简图用于解释TDMA的原理；图2的框图示出了传统发射装置的结构；图3的框图示出了传统接收装置的结构；图4的简图示出了传统引导符号的配置；图5的框图示出了根据本发明一个实施例的无线电通信系统的结构；图6的框图示出了所述无线电通信系统的发射装置的结构；图7绘出的信号点分布用于解释QPSK调制的原理；图8绘出的信号点分布用于解释8PSK调制的原理；图9绘出的信号点分布用于解释16QAM调制的原理；图10绘出的信号点分布用于解释64QAM调制的原理；图11的简图用于解释引导符号的配置；图12的简图用于解释经过逆傅立叶变换处理的发射符号；图13的框图示出了所述无线电通信系统接收装置的结构；图14的框图示出了所述发射线估算电路的结构；图15的简图用于解释包括在所述发射线估算电路中的乘法器51的工作原理；
图16的简图用于解释在发射线估算电路中的符号顺序S45；图17的简图用于解释在发射线估算电路中产生基准符号顺序的方法；图18的简图用于解释在发射线估算电路中产生基准符号顺序的方法；图19的简图用于解释在发射线估算电路中产生基准符号顺序的方法；图20的框图示出了与QPSK调制对应的调制电路的结构；图21的框图示出了与8PSK调制对应的解调电路的结构；图22癫狂图示出了与16PSK调制对应的解调电路的结构；图23的框图示出了与64PSK调制对应的解调电路的结构；和图24的框图示出了加权电路的结构。
下面参照附图描述本发明的最佳实施例(1)无线电通信系统的整个结构参见图5，该图示出了根据本发明作为便携式电话、一般用标号20表示的无线电通信系统，该无线电通信系统由置于通过划分提供通信服务的区域所获得每个单元中的基站装置21和用于与所述基站装置21通信并作为移动站的便携式电话22组成。基站21包括用于使用规定的频道向便携式电话22发射信息位序列的发射装置23、用于接收由便携式电话22使用规定频道发射的信息位序列的接收装置24，和用于控制发射装置23和接收装置24的操作以及用于管理被用于与便携式电话22通信的频道的控制单元25。类似的，便携式电话包括用于使用规定频道向基站装置21发射信息位序列的发射装置26、用于接收由基站装置21使用规定频道发射的信息位序列的接收装置27、和用于控制发射装置26和接收装置27的操作以及用于管理被用于与基站装置21通信的频道的控制单元28。
在这个无线电通信系统的情况下，提供了用于在基站装置21和便携式电话22之间通信的多个频道，这些频道之外的任何一对频道被用于从基站装置21向便携式电话22通信和用于从便携式电话22向基站装置21通信。在这种情况下，每个频道包括24个子载波；在通信过程中，发射信息位在子载波上被分布和叠加，和执行所谓的多载波通信。此时，这个无线电通信系统被用于以时隙为单位分割所发射的位序列，和在上述子载波上分布和叠加分割后的信息位序列。此外，这个无线电通信系统被用于执行所谓的频率跳变，即在在前确定的模式的基础上随机交换所使用的频道以用于每个时隙，从而减少从其他通信接收的干扰波的干扰。
下面将描述安装在基站装置21和便携式电话22上的发射装置23、26和接收装置24、25。由于发射装置23和发射装置26具有相同的结构、接收装置24和接收装置27也具有相同的结构，所以，这里只描述发射装置23和接收装置27。
(2)发射装置的结构这个段落首先描述发射装置23。图6中与图2所示相同构件使用相同的标号。在图6中，发射装置23基本由卷积编码电路2、交错缓存器3、时隙处理电路4、调制电路5、引导符号相加电路31、逆快速傅立叶变换电路(IFFT)32、发射电路33和天线8组成。除加上了一个逆快速傅立叶变换电路32和引导符号相加电路31和发射电路33的处理内容变化以外，发射装置23具有与图2所示发射装置1基本相同的结构。
首先，在这个发射装置23中，已经被时隙处理电路4分割的编码位组S4被输入给调制电路5。还是在发射装置23的情况下，调制电路5利用所输入的编码位组S4执行同步检测系统的调制处理。作为调制处理，可以考虑各种典型的调制系统，和例如QPSK调制(正交相移键入)、8PSK调制(8相移键入)、16PSK(16正交幅值调制)、和64QAM调制(64正交幅值调制)。
下面简单地描述各调制系统。QPSK调制是一种相位调制，其中，如其名称所示这种调制具有4个相位。在这种调制系统中，与两个位对应的信息由在相位值π/4、3π/4、5π/4和7π/4处存在的4种信号点(符号)表示，如图7所示。同时，8PSK是一种相位调制，其中，与其名称类似，存在有8种相位状态，和在这种调制系统中，利用在幅值‘1’的圆上存在的8个相位状态表示3位信息，和它们的相位值彼此偏移π/4，如图8所示。而16QAM调制也与其名称类似具有16种幅值不同的信号点，并且在这种调制系统中，利用通过分别将I分量幅值和Q分幅值除以阈值±√2/5产生的16种信号点表示4位信息，如图9所示。同时，64QAM调制与其名称类似具有16种幅值彼此不同的信号点，在这种调制系统中，利用分别将I分量幅值和Q分量幅值除以阈值±√2/21、±2x√2/21和±3x√2/21产生的64中4信号点表示6位信息，如图10所示。在这方面，根据图7-10，已经被附加到信号点上的数字值是由信号点表示的位信息。
调制电路5使用编码位组S4执行这些调制处理当中的任何处理，然后将所生成的信息符号组S5输出给后面的引导符号相加电路31。这个引导符号相加电路31被用于将一个引导符号P加到信息符号组S5的每个符号组上；在这个发射装置23的情况下，如图11所示的例子，引导符号P没有被加到所述符号组的最前面的位置上，而是将该引导符号P插入到形成符号组的信息符号I之间的间隔内。
在这方面，如在这里所使用的，1个时隙包括24个符号，由于如上所述1个时隙的符号被分布到24个子载波上，所以这些符号是引导符号P和信息符号I的量。引导符号P是一种预先传送给接收装置一侧的已知模式符号，它的幅值是‘1’，而它的相位值是随机的。但是，就相位值而言，它不同于其它通信。这是由于下述事实，即接收装置一侧被用于使用这个引导符号P执行发射线的估算，所以，如果其它的通信和引导符号是相同的，发射线的估算将无益地按照其它通信执行，而这应当是被避免的。
通过以这种方式加上引导符号P所产生的发射符号组S20被输出给后面的逆快速傅立叶变换电路32。为了在上述24个子载波上分布和叠加包括发射信号组S20的各个符号(即，为了在频率轴上安排发射符号组S20的各个符号和发射它)，逆快速傅立叶变换电路32执行发射符号组S20的逆傅立叶变换。通过这个变换，根据已经在时间轴上安排的输入符号组产生在频率轴上安排的信号。在这方面，图12示出了通过执行逆傅立叶变换产生的发射符号组S21。图12示出了在频率基础上的发射符号组S21，可以看到，这样一个状态是通过执行傅立叶变换得到的，包括引导符号P和信息符号I在内的24个符号被安置在频率轴上并被逐一地分配给24个子载波。
此外，逆快速傅立叶变换电路32还被用于使用通过执行逆傅立叶变换产生的发射符号组S21执行被称之为开窗处理的窗口生成处理，和借此抑制频带外误发射。关于开窗处理的具体方法，可以通过利用一个余弦转出滤波器在时间轴上对发射符号组S21滤波加以实现。利用这种处理通过逆快速傅立叶变换电路32产生发射符号组S21，然后将其输出给后续的发射电路33。
在利用发射符号组S21执行滤波之后，发射电路33利用发射符号组S21执行数/模转换与产生发射信号。通过利用发射信号执行频率转换，发射电路33产生规定频道并具有规定幅值的发射信号S22，然后通过天线8发射这个信号。发射电路33被用于在预先确定模式的基础上随机交换用于每个时隙的使用频率，和减少从其它通信接收的干扰波的干扰。
在这种方式下，发射电路23通过在多个子载波上分布和叠加已经以时隙为单位分割的编码位组执行多载波通信，该通信用于利用多个子载波发射作为发射目标的信息位序列。
(3)接收装置的结构另一方面，如相应标号与图3所示相同的图13所示，接收装置27基本上由天线11、接收电路12、快速傅立叶变换电路(FFT)41、解调单元42、时隙链接处理电路15、去交错缓存器16和Viterbi译码电路17组成，除了加上了快速傅立叶变换电路41和接收电路40与解调单元42的处理内容改变以外，它基本上具有与图3所示接收装置10相同的结构。
首先，天线11接收由发射装置23发射的发射信号S22，然后，把这个信号输入给接收电路40作为输入信号S30。在放大该输入信号S30以后，接收电路40利用接收信号S30执行频率转换以便取出基带信号，根据所述基带信号执行滤波处理，利用所述基带信号执行模/数转换处理以便取出接收符号组S31，和向快速傅立叶变换电路41输出接收符号组S31。
在这个基础上，接收电路40被用于在和发射一侧相同模式的基础上交换接收频道，借此使得即使是在发射一侧改变频道的情况下，也能够和发射一侧同步地正确执行接收操作。
快速傅立叶变换电路41利用输入的接收符号组S31执行打开窗口处理，即所谓的开窗处理，从而取出与一个时隙对应的信号分量，和利用该信号分量执行傅立叶变换。在这种方式下，以在频率轴上安置方式取出的符号组可以以在时间轴上安置的方式进行处理。通过执行傅立叶变换以这种方式取出的接收符号组S32被输出给后续的解调单元42。此外，快速傅立叶变换电路41被用于在时间轴上经过余弦转出滤波器对接收符号组S31滤波，以便以与发射一侧逆快速傅立叶变换电路32相同的方式执行打开窗口处理。
解调单元42包括发射线估算电路43、解调电路44和加权电路45，并被用于将所提供的接收符号组S32输入给发射线估算电路43和加权电路44。发射线估算电路43从接收符号组S32中提取引导符号P，在引导符号P的幅值和相位的基础上估算每个时隙发射线的特性，将接收符号组S32的每个信息符号I乘以表示对每个符号估算结果的符号序列接收数量的值以产生接收信息符号组S33，并从中删除经过发射线产生的干扰，然后将该符号组输出给后续的解调电路44。此外，发射线估算电路43输出表示发射线特性的符号序列S34给后面的加权电路45。
解调电路44对相应接收的信息符号组进行规定的解调处理(即，与发射一侧执行的调制技术对应的解调处理，例如是与QPSK调制、8PSK调制、16QAM调制或64QAM调制对应的解调处理)，以便从接收的信息符号组S33中取出编码位串S35，然后将该编码位串S35输出给加权电路45。此外，当在发射线上将噪声分量加到所述编码位串S35上时，这个编码位串的每一位不是二进制信号‘0’或‘1’，而是一个多值信号。
在输入接收符号组S32和用于表示发射线特性的符号序列S34的基础上，加权电路45估算与每个时隙相关的用于传送编码位组S35的时隙的可靠性，并计算表示该时隙可靠性的加权系数。然后，加权电路45将编码位组S35乘以所计算的加权系数以用于每个时隙，从而使得编码位组S35的每一位反映所述时隙的可靠性，并输出所生成的编码位组S36给后面的时隙链接处理电路15。
与此同时，加权电路45输出表示所述时隙可靠性的加权系数给上述控制单元28。另外，当控制单元28正在监视加权系数S37时，控制单元28能够很容易地判断所述通信正在使用的频道是否是良好的，和如果不是，它能够立即交换频道。
用于链接以时隙为单位分段获得的编码位串以便使其变成连续信号的时隙链接处理电路15在编码位组S36的累积量与随后级的去交错缓存器16的存储容量相当时将编码位组S36链接到一起；然后输出所生成的编码位序列S38给去交错缓存器16。
其存储容量与多个时隙对应的去交错缓存器16陆续在其内部存储区域内存储所提供的编码位序列S38，并以和发射装置23的交错缓存器3执行的重新安排过程相反的过程重新安排编码位序列S38的顺序，从而将其返回到原来的顺序，然后输出所生成的编码位序列S39给Viterbi译码电路17。
包括软判定Viterbi译码电路在内的Viterbi译码电路17将最大似然序列估算应用到所输入的编码位序列S39上，以便恢复所发射的信息位序列S40。在这种情况下，在以前级加权电路45中，计算用于传输编码位组S35的时隙的可靠性，和利用加权系数S37计算表示所述时时隙可靠性的每个编码位组S35。因此，将被输入给Viterbi译码电路17的所述编码位序列S39每个位的信号电平被交替地变成与所述时隙对应的电平，即使是在各个时隙通信质量彼此不同的情况下，这些信号电平也能够经过所述可靠性交替反映通信质量。因此，当编码位序列S39被输入给Viterbi译码电路17时，该Viterbi译码电路17能够应用引入每个时隙可靠性的最大似然序列估算，并且，它能够更精确地应用该最大似序列然估算，和更精确地恢复信息位序列S40。
(4)发射线估算电路的结构下面，在这个段落中，将描述上述发射线估算电路43。在下面的描述中，包括在所接收的接收符号组S32中的引导符号P和信息符号I被分别称之为引导符号P’和信息符号I’。如图14所示，在发射线估算电路43中，由快速傅立叶变换电路41提供的接收符号组S32首先被输入给信号分离开关50。这个信号分离开关50是一个用于将包括在所述接收符号组S32中的引导符号P’和I’彼此分离的开关，并且它被用于在所述接收符号组S32是所述引导符号P’时转换到乘法器51一侧，和在接收符号组S32是信息位I’时转换到缓存器52一侧，从而将引导符号P’和I’彼此分离开。
用于累积从一个时隙获得信息符号I’的缓存器52是一个存储电路，该缓存器52陆续存储由信号分离开关50从内部存储区域中取出的信息符号I’，以便累积信息符号I’直到其数量与一个时隙相当为止。此外，当累积了与一个时隙相当的信息符号I’时，缓存器52按顺序并与下面将要描述的倒数量计算电路53数据输出定时同步地读出信息符号I’并输出它们。
另一方面，已经由信号分离开关50取出的每个引导符号P’被输入给乘法器51。到达这个乘法器52之后，从引导符号基准电路54中读出的基准引导符号Pref被输入，乘法器51利用引导符号P’和基准引导符号Pref的共轭值执行复数乘法，并借此获得通过将所述引导符号P’除以所述划基准引导符号Pref给出的商。此外，基准引导符号Pref是一个与已经由发射一侧发射的引导符号P相同的符号，它的幅值是‘1’和它的相位值与引导符号P的相位值相符。因此，如图15所示，在乘法器51处的除法处理原理上对应于将所接收的引导符号P’的相位值返回到‘0’的处理，乘法器51输出的符号序列S45应当变成这样一种符号，即它们的幅值是‘1’而它们所有的相位值都是‘0’。
但是，实际上，由于噪声、衰减和干扰波等的影响或快速傅立叶变换电路41中开窗处理的偏差，在所接收的符号组S32中包括有不希望的信号分量，从而使所接收的引导符号P’决不会与所发射的引导符号P完全相符。其结果是如图16所示，由乘法器51输出的符号序列S51不可能变成其幅值为‘1’、其相位值为‘0’的符号。
因此，通过观察从乘法器51输出的符号序列S45，可以估算诸如噪声、衰减等的发射线特性、干扰波等的影响以及开窗处理的偏差。由此，发射线估算电路43被用于利用符号序列S45估算发射线等的特性。
利用这种方式获得的符号序列S45被输入给后面的乘法器55和延时电路56。延时电路56将符号序列S45的每个符号按顺序延时与一个符号对应的量，并输出所生成的延时符号序列S46给乘法器55。在乘法器55中，被作为符号序列S45给出的当前符号与在前符号、即最后符号的商值进行复数乘法预算，其结果作为被延时符号序列S46给出，借此计算表示在当前符号和在前符号之间相位差的相位差信号S47，和然后将相位差信号S47输出给后面的相位值计算电路57。相位值计算电路57计算相位差信号S47的弧正切函数，即所谓的反正切函数，以便获得在当前符号和在前符号之间的相位差S48，并将这个相位差S48输出给后面的加法器58。
加法器58是一个用于通过将相位差S48加到作为先趋符号而获得的在前守号的绝对相位值上计算当前符号绝对相位值的电路。加法器58将相位差S48加到通过延时电路59的延时作用获得的先趋符号绝对相位值S49上，以便计算当前符号的绝对相位值S50和将这个相位值S50输出给延时电路59、乘法器60和累积加法电路61。
在这方面，关于通过计算当前符号和在前符号之间的相位差和通过将该相位差加到在前符号绝对相位值上获得当前符号的绝对相位值的理由，即使是作为整体存在2π或更多相位的旋转，只要符号间的相位差小于π，就可以判断相位旋转的方向，因此可以确定地计算每个符号的绝对相位值。如这里所使用的，所述绝对值参考实际旋转量；作为例子，当它是5π/2旋转时，它不被作为π/2处理，而是作为实际旋转量的5π/2处理。
累积加法电路61是一个用于执行从与一个时隙对应的量的符号序列S45获得的绝对相位值的累积加法的电路。累积加法电路61累积所输入的绝对相位值S50，输出所累积的相位值S51给计算单元62。另一方面，乘法器60将由加法器58提供的绝对相位值S50乘以由将在下面予以描述的符号计数器63提供的符号量S52，以获得绝对相位值的乘积值S53和相对于每个符号的符号量，然后将它们输出给累积加法电路64。累积加法电路64利用从与一个时隙对应的量的符号序列S45中获得的乘积值S53进行累积加法并输出作为累积结果的累积值S54给计算单元62。
上述符号符号序列S45也被输入给幅值计算电路65。幅值计算电路65平方符号序列S45的每个符号，并获得平方结果的平方根，从而计算符号序列S45每个符号的幅值；然后，它将该幅值作为幅值S55输出给累积加法电路66和乘法器67。
累积加法电路66利用从与一个时隙对应的量的符号序列S45中获得的幅值S55执行累积加法，以便累积接收符号的幅值，然后将累积结果作为累积幅值S56输出给计算单元62。另一方面，乘法器67将由幅值计算电路65提供的幅值S55乘以由下面将要描述的符号计数器63提供的符号量S52，借此以获得所述符号值和相对每个符号的符号量的乘积值S57，并输出值S57给累积加法电路68。累积加法电路68利用从与一个时隙对应的量的符号序列S45重活得的乘积值S57执行累积加法，并将其结果作为累积值S58输出给计算单元62。
在这种方式下，这个发射线估算电路43也被用于向符号计数器63输入接收符号组S32。符号计数器63是一个用于在检查的基础上通过对接收符号组S32的符号数量计数检查所述时隙中的哪个符号是当前正在被输入的引导符号P’的电路；符号计数器63输出作为符号量S52的检查结果给上述的乘法器60和67，同时也将符号量S52输出给累积加法电路69和平方电路70。
累积加法电路69执行从一个时隙的相应引导符号P’中获得的符号量S52的累积加法，输出作为结果所获得的符号量的累积值S59给计算单元62。同时，平方电路70计算符号量S52的平方值S60，并将其结果输出给后面的累积加法电路71。累积加法电路71通过与一个时隙对应的量并利用符号量的平方值S60执行累积加法，然后将其结果作为所述符号数平方值的累积值S61输出给计算单元62。
计算单元62是一个用于在以这种方式获得的相应值(S51、S54、S56、S58、S59和S61)的基础上计算表示上述发射线特性的符号序列S34的电路。由所述计算电路62计算的符号序列S34包括用于表示其中幅值是变化的接收符号组S32的幅值变化值和用于表示受接收符号组S32影响的相位旋转量的符号。这个符号序列S34下面被称之为基准符号序列S34。
由计算单元62计算的基准符号序列S34被输出给上述后续级的加权电路45，并输出给倒数量计算电路53。倒数量计算电路53获得基准符号序列S34每个符号的倒数值，并将其输出给乘法器72。在这方面，基准符号S34的这些倒数值示出了发射线特性的逆特性。倒数计算电路53只输出与基准符号系列S34的被计算倒数值当中的信息符号I’相对应的倒数值。
在乘法器72中，利用经过倒数计算电路53提供的基准符号序列S34的倒数值的复数乘法预先形成从缓存器52输出的多个信息符号I’中的每一个，并删除由信息符号I’引起的相位旋转和幅值变化。然后，乘法器72输出所生成的接收信息符号组S33给上述解调电路44。
(5)产生基准符号序列的方法下面描述用于在计算单元62中产生基准符号序列的方法。在描述用于产生基准符号序列的具体方法之前，首先解释这种方法的原理。如图17所示，发射装置23将与一个时隙对应的量的发射符号组S5叠加到相应24个子载波上，将其中的一个分配给每一个，然后发射它们。其上叠加有发射符号组S5的子载波被进行诸如频率转换的规定发射处理然后经过天线8发射，如图8所示。从天线8发射的发射信号S22受到诸如经过发射线的频率选择衰减的影响，然后到达接收装置27。接收装置27接收这个发射信号S22，并取出基带信号；然后，接收装置27对这个信号进行傅立叶变换并取出与发射符号组S5对应的接收符号组S32。
利用这种方式，由于如上所述它们受到经过发射线的频率选择衰减的影响或者是受到干扰波的影响，所以，这个接收符号组S32的幅值被改变和它的相位相对于发射符号组S5被旋转，此外，在执行傅立叶变换的开窗处理过程中还存在某些误差。下面参看图18和19，这两个图示出了这个接收信号组S32幅值变化的例子和相位旋转的例子。如图18所示，由于幅值变化的原因，接收符号组S32每个符号的幅值变化以用于每个符号。
利用这种方式，其幅值变化的每个符号的幅值的值通常用幅值函数rn表示，和幅值函数rn通常以具有作为参数的符号数n的变量m的函数表示。但是，当这个幅值函数rn近似落入实际足够的范围之中时，它由符号n的线性函数表示，表示如下等式rn=φr·n+ξr…(1)其中，φr表示一个线性系数，ξr表示变量零(即初始值)的系数。因此，当从实际接收的接收符号组S32中发现在这个等式(1)中示出的幅值函数rn时，它也能够使用幅值函数rn产生表示其幅值变化的每个符号幅值的基准符号序列S34。即，从包括在上述接收符号组S32中的引导符号P’中获得相应值(S56、S58、S59和S61)，然后使用这些值获得幅值函数rn的线性系数φr和变量零的系数ξr，借此以产生基准符号序列S34。
至于相位旋转，如图19所示，对于接收符号组S32的每个符号来讲，相位旋转量都是以类似的方式变化的。每个符号的相位旋转量通常由相位函数θn表示，这个相位函数通常由具有作为参数的符号数n的变量m表示。但是，当这个相位函数θn近似落入实际足够的范围之中时，它由符号数n的线性函数表示，它被表示为如下等式θn=φθ·n+ξθ…(2)其中，φθ表示一个线性函数，ξθ表示变量零(即初始值)的系数。因此，当在这个等式(2)中示出的相位函数被从实际接收的接收符号组S32中发现时，它也可以使用相位函数θn产生表示对每个符号进行的相位旋转的值的基准符号序列S34。即，从包括在如上所述接收符号组S32中的引导符号P’中获得相应值(S51、S54、S59和S61)，然后，使用这些值获得所述相位函数θn的线性系数和变量零的系数ξθ，以便产生基准符号序列S34。
下面，解释用于产生基准符号序列S34的具体方法。计算单元62通过在最小二乘方的方法的基础上的下述等式上替换相应值获得幅值函数rn的线性系数φr和变量零的系数ξr，还获得相位函数θn的线性函数φθ和变量零的系数ξθ:
φr=(G×D-C×E)/(G×F-E×E)…(3)ξr=(C-φr×E)/G …(4)φθ=(G×B-A×E)/(G×F-E×E) …(5)
ξφ=(A-φθ×E)/G…(6)其中，A表示是每个符号绝对相位值累积的累积相位值S51的值，B表示是所述绝对相位值和所述符号数乘积的累积的累积值S54,C表示是每个符号幅值累积的累积幅值S56,D表示是所述幅值和符号数乘积的累积的累积值S58,E表示符号数累积的值S59,F表示是符号数平方值累积的累积值S61，和G表示一个时隙中引导符号P’的数量总和。
然后计算单元62使用所获得的系数φr、ξr、φθ和ξφ获得分别示于等式(1)和等式(2)中的幅值函数rn和相位函数θn；单元62通过按顺序地替换用于幅值函数rn和相位函数θn的符号数n发现经过幅值变化的每个符号的幅值，和对每个符号所执行的相位旋转值；然后，产生表示这些幅值变化值和相位旋转值的基准符号序列S34。
利用这种方式，通过将这个基准符号序列S34经过倒数计算电路53提供给乘法器72，乘法器70能够从与每个符号相关的信息符号I’中删除受频率选择衰减等影响的幅值变化和相位旋转，并能够精确地执行信息符号的恢复。在这个基础上，在所述快速傅立叶变换电路41的开窗处理发生偏差的情况下，通常，会发生多个符号中的每一个符号的相位都被以相等的间隔连续旋转，但是这个相位旋转分量也能够经过乘法器70的上述处理而被删除。
(6)解调电路的结构在下面的段落中描述解调电路44的结构。这个解调电路44的结构根据发射一侧的调制技术而变换，因此，这里只描述用于相应调制技术的结构。
(6-1)与QPSK调制对应的解调电路的结构在发射一侧所使用的调制技术是QPSK调制的情况下，解调电路44的结构如图20所示。解调电路44的设置如下它应当能够原样取出作为接收信息符号组S33所接收的每个符号的I分量和Q分量以分别用做第一和第二软判定位b1和b2，并作为所恢复的编码位组S35输出变化的第一和第二软判定位b1和b2。
(6-2)与8PSK调制对应的解调电路的结构在发射一侧所使用的调制技术是8PSK调制的情况下，解调电路44的结构如图21所示。电路44被设置得应当原样取出作为接收信息符号组S33所接收的每个符号的I分量和Q分量以分别用做第一和第二软判定位b1和b2，利用变化的I分量和Q分量执行规定的算术处理，以便取出第三软判定位b3，和输出第一、第二和第三软判定b1、b2和b3作为恢复的编码位组S35。
在这个解调电路44中，当第三软判定b3需要被取出时，首先，将I分量和Q分量分别输入给绝对值电路80和81。绝对值电路80和81分别获得输入I分量和Q分量的绝对值S70和S71，然后将这些绝对值输出给减法器82。减法器82从I分量的绝对值S70中减去Q分量的绝对值S71，并输出差值S72给算术电路83。算术电路83将I分量和Q分量之间的差值S72乘以例如
，和输出其结果作为第三软判定位b3。这样，在这个解调电路44中，首先，利用一个简单的结构通过与次类似的处理可以很容易地获得第一、第二和第三软盘定位b1、b2和b3。
(6-3)与16QAM调制对应的解调电路的结构在发射一侧使用的调制技术是16QAM调制的情况下，解调电路44的结构如图22所示。该解调电路44的设置应当可以原样取出作为接收信息符号组833所接收的每个符号的I分量和Q分量分别作为第一和第二软盘定位b1和b2，利用变化的I分量和Q分量执行规定的算术处理以便取出第三和第四软判定位b3和b4，并输出第一、第二、第三和第四软判定位b1、b2、b3和b4作为恢复的编码位组S35。
在这个解调电路44中，当需要取出第三和第四软判定位b3和b4时，首先，分别将I分量和Q分量输入给绝对值电路85和86。绝对值电路85和86分别获得所输入I分量和Q分量的绝对值S75和S76，然后将这些绝对值分别输出给减法器87和88。作为一个例子，
被输入给减法器87作为信号电平的判定阈值S77；减法器87从I分量的绝对值S75中减去判定阈值S77，并输出其结果作为第三软判定位b3。利用类似的方式，已经被输入有信号电平判定阈值S77的减法器88从Q分量的绝对值S76中减去判定阈值S77，并输出其结果作为第四软判定位b4。
在这种方式下，这个解调电路44适于利用I分量和Q分量的原来值作为第一和第二软判定位b1和b2和通过从I分量的绝对值S75中减去判定阈值S77获得第三软判定位b3以及通过从Q分量的绝对值S76中减去判定阈值S77获得第四软判定位b4，借此，解调电路44能够很容易地利用一个简单的结构获得第一、第二、第三和第四软判定位b1-b4。
(6-4)与64QAM调制对应的解调电路的结构在发射一侧使用的调制技术是64QAM调制的情况下，解调电路44的结构如图23所示。该解调电路44的设置应当可以取出作为接收信息符号组S33所接收的每个符号的原来I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位b1和b2，利用变化的I分量和Q分量执行规定的算术处理，以便取出第三、第四、第五和第六软判定位b3-b6，和输出已经被取出的第一到第六软判定位b1-b6作为恢复的编码位组S35。
在这个解调电路44中，当需要取出第三、第四、第五和第六软判定位b3-b6时，首先，I分量和Q分量被分别输入给绝对值电路90和91。绝对值电路90和91分别得到所输入I分量和Q分量发绝对值S80和S81，并将它们分别输出给减法器92和93。作为例子，值
被输入给减法器92作为信号电平的第一判定阈值S82；减法器92从I分量的绝对值S80中减去第一判定阈值S82，输出其结果作为第三软判定位b3，同时还将该结果输出给绝对值电路94。在类似的方式下，已经被输入第一判定阈值S82的减法器93从Q分量的绝对值S81中减去第一判定阈值S82并输出其结果作为第四软判定位b4，同时，这个结果还被输出给绝对值电路95。
绝对值电路94和95分别得到所输入第三软判定位b3和所输入第四软判定位b4的绝对值S83和S84，并分别将它们输出给减法器96和97。作为一个例子，值
被输入给减法器96作为信号电平的第二判定阈值S85；减法器96从第三软判定位b3的绝对值S83中减去第二判定阈值S85，并输出其结果作为第五软判定位b5。在类似的方式下，已经被输入第二判定阈值S85的减法器97从第四软判定位b4的绝对值S84中减去第二判定阈值S85，并输出其结果作为第六软判定位b6。
在这种方式下，解调电路44利用I分量和Q分量的原来值作为第一和第二软判定位b1和b2，并通过从I分量的绝对值S80中减去第一判定阈值S82获得第三软判定位b3，通过从Q分量的绝对值S81中减去第一判定阈值S82获得第四软判定位b4，通过从第三软判定位b3的绝对值S83中减去第二判定阈值S85得到第五软判定位b5，和通过从第四软判定位b4的绝对值S84中减去第二判定阈值S85得到第六软判定位b6，借此，解调电路44能够很容易地利用简单的结构获得第一到第六软判定位b1-b6。
(7)加权电路的结构在该段落中描述上述的加权电路45。如图24所示，在加权电路45中，包括已经被解调电路44取出的软判定位在内的编码位组S35被输入给缓存器100和平方电路101。缓存器100是一个用于累积与一个时隙对应的量的编码位组S35的存储电路，并且在它的内部存储区域中陆续存储所提供的编码位组S35，以便累积编码位组S35，直到所述量与一个时隙对应为止。当所述编码位组S35被累积的量与一个时隙相当时，缓存器100按顺序并与在下面将要描述的乘法器102的数据输出定时同步地读出和输出编码位组S35。
另一方面，平方电路101按顺序平方所输入的编码位组S35，并计算每个符号的电功率值S90，然后将该电功率值S90输出给累积加法电路103。累积加法电路13累积从与一个时隙对应的量的编码位组S35中获得的电功率值S90，以便计算一个时隙中电功率的总值S91，和将这个总值S91输出给倒数值计算电路104。倒数值计算电路104计算所述电功率总值S91的倒数值S92，并输出该值给乘法器102。然后，通过将电功率总值的倒数值S92经过乘法器102提供给乘法器105，在乘法器105中，编码位组S35的每个符号被乘以电功率总值的倒数值S92，从而使得对于每个时隙来讲所述编码位组S35的电功率都是均匀的(即，它可以规范化所述电功率)。
另一方面，有快速傅立叶变换电路41取出的接收符号组S32被输入给信号提取开关106。通过在接收符号组S32作为引导符号P’出现的定时处变成导通状态，信号提取开关106从接收符号组S32中提取引导符号P’，然后将该引导符号P’输出给乘法器107。从引导符号存储电路108中读出的基准引导符号Pref被输入给乘法器107；乘法器107利用引导符号P’和基准引导符号Pref的共轭值执行复数乘法，借此以获得通过将引导符号P’除以基准引导符号Pref所给出的商。
在这方面，基准引导符号Pref是如同在发射线估算电路43中情况一样的一个与在发射一侧所发射的引导符号P相同的符号。从乘法器107输出的符号序列S93应当变成这样的一个序列，即从理论上讲，它的幅值是“1”而它的相位值是“0”，就如同在发射线估算电路43中的情况一样；但实际上，由于噪声或干扰波的影响，它的幅值好象位值是变化的。即，这个符号序列S93包括作为噪声或干扰波而引入的某些噪声分量。
同时，由发射线估算电路43产生的基准符号序列S34被输入给信号提取开关109。通过在基准符号序列S34作为与引导符号P’对应的一个符号出现的定时处变换成导通状态，信号提取开关109从基准符号序列S34中仅提取与所述引导符号P’对应的符号，并将它们作为符号序列S94输出。
从乘法器107输出的符号序列S94和符号序列S93被输入给加权系数计算电路110。在该加权系数计算电路110中，符号序列S94被输入给与减法器112在一起的平方电路111，符号序列S93被输入给减法器112。平方电路111通过对所输入符号序列S94每个符号的幅值平方计算每个符号的电功率值S95，和然后将该电功率值S95输出给累积加法电路113。累积加法电路113通过执行从与一个时隙对应量的符号序列S94中获得的电功率值的累积加法计算一个时隙信号的电功率S96。
另一方面，在减法器112中，计算在符号序列S93的幅值和符号序列S94的幅值之间的差值S97。在这方面，符号序列S94包括所希望的分量，与此相反，符号序列S93包括希望的信号分量和不希望的信号分量。因此，差值S97表示不希望的分量，即噪声分量。以这种方式计算的噪声分量S97被输入给后面的平方电路114；在这个基础上，对每个符号执行平方计算，和借此计算每个符号的噪声分量的电功率值S98。噪声分量的电功率值S98被输入给后面的累积加法电路115和在这里进行累积，利用这种方式，计算一个时隙内的噪声电功率S99。
在倒数计算电路116中获得这个噪声功率S99的倒数值之后，在乘法器117中信号功率S96被乘以所获得的倒数值，以便计算一个时隙内的信/噪比S/N。所计算的这个信/噪比被传送给上述控制单元28作为表示所述时隙可靠性的加权系数S37，同时还传送给乘法器102。在乘法器102中，加权系数S37被乘以由上述倒数计算电路104给出的倒数值S92，所生成的值被输入给乘法器105；随后将所生成的值按顺序乘以从缓存器100输出的编码位组S35的每个符号。借此，可以均匀用于如上所述每个时隙的编码位组S35的电功率，和使得编码位组S35的信号电平反映所述时隙的可靠性。能够以这种方式反映所述时隙可靠性的编码位组S36被经过上述时隙链接处理电路15等提供给Viterbi译码电路17，并在Viterbi译码电路17中被译码。
在这方面，由于上述加权系数S37包括时隙的信/噪比S/N，所以，加权系数S37的较大值表示所述时隙的可靠性高，即，它的通信质量好，相反，加权系数S37的较小值表示所述时隙的可靠性低，即，它的通信质量不好。
(8)以加权系数为基础的频道管理如上所述，由加权电路45计算并表示时隙可靠性(即，通信质量)的加权系数S37被传送给控制单元28。如图5所示，控制单元28被设置得可以在从加权电路45获得的加权系数S37的基础上控制安装在所述便携式电话22上的发射装置26和接收装置27的各种操作，和执行对用于与基站装置21通信的频道的管理。
下面描述所述频道的管理。控制单元28包括一个被称之为MAC层次控制器的动态分配控制电路，该控制单元被设置得能够使用所述动态分配控制电路执行对频道的管理。这个动态分配控制电路监视表示每个时隙可靠性的加权系数S37，并对过去的一系列时隙的加权系数S37的值求和；在所述和的总值小于规定阈值的情况下，它判定当前正在使用的频道的通信状态不好。此后，动态分配控制电路在该判定的基础上控制发射装置26的操作，将用于请求变换频道的频道变换请求信号经过发射装置26发射给基站装置21。
另一方面，基站装置21总是在监视向上频道，和掌握就通信状态而言空频道以外的哪个频道是好的。另外，在监视空频道时，基站装置21测量向上频道中的每个频道的电功率；如果所述电功率大于规定的阈值，它判定其它的通信正在利用邻近的频道，如果所述功率小于规定的阈值，它判定所述频道是一个空频道。如这里所使用的，所述向上是指从便携式电话到基站装置21的方向，所述向下是指从基站装置21到便携式电话的方向。
当基站装置21接收到来自便携式电话22的信道变换请求信号时，基站装置21选择一个其通信状态令人满意并位于所掌握的向上空频道之外的信道，将指出所述向上频道的信道信息信号经过发射装置23发射给便携式电话22。在发射了信道信息信号之后，基站装置21将接收装置24的接收信道变换成由所述信道信息信号指出的向上频道，并且将发射装置23的发射信道变换成与所述向上频道配对的向下频道。
另一方面，已经接收了信道信息信号的便携式电话22将发射装置26的发射信道由所述信道信息信号指出的向上频道，并将接收装置27的接收信道变换成与所述向上频道配对的向下频道。通过执行这一系列的频道变换处理，可以迅速地从通信状态不好的频道转换到通信状态良好的频道。
基站装置21和便携式电话22的结构基本相同；基站装置21的控制单元25也在从接收装置24传送的加权系数的基础上监视所述向上频道是否是零人满意的，和，如果通信状态变得不能令人满意，它将适当地选择一个所掌握空信道以外的频道，将指出该频道的信道信息信号发射给便携式电话22，然后利用便携式电活22的控制单元28变换向上和向下频道。
此外，上述频道的管理在执行其中频率被随机变化或频道频率固定的所谓频率跳跃时被执行。
(9)操作和效果在具有上述结构的无线电通信系统20的情况下，首先，引导符号P被插入到发射一侧处信息符号I之间的空间中，借此产生发射符号组S20，和发射符号组S20的符号被每个子载波一个地叠加到24个子载波上，然后被发射。另一方面，在接收一侧，经过规定接收处理获得的接收符号组S32被输出给发射线估算电路43，和在这里从接收符号组S32中提取接收的引导符号P’。然后，通过在引导符号P’的幅值和相位的基础上执行规定的算术处理，产生包括在接收符号组S32中表示幅值变化和相位旋转的基准符号序列S34。在这种方式下，通过将接收符号组S32的相应符号乘以基准符号序列S34的倒数值，可以清除包括在接收符号组S32中的幅值变化和相位旋转，以便正确地恢复所发射的信息符号I。
就此而言，当引导符号P被插入到发射一侧处信息符号I之间的空间中时，接收一侧可以估算在发射处理期间在整个时隙上引入的衰减等的影响，借此，可以更精确地产生基准符号序列S34。此外，在这种情况下，由于发射符号组S20多个符号中的每一个符号被分布给24个子载波和在其上叠加，然后这些信号被发射(即，由于发射符号组S20多个符号中的每一个符号被安置在频率轴上和被发射)，所以，接收一侧可以只通过将接收符号组S32的接收符号乘以所计算的基准符号序列S34的处理来估算幅值的变化和相位的旋转，并可以在不使用如前所述用于在暂时区域中执行卷积乘法的复杂均衡器的情况下执行均衡处理，因此，接收装置27的结构可以成正比地简化。
以这种方式恢复的信息符号I被输入给后面的解调电路44。解调电路44恢复所发射的编码位序列S39，然后将其输出给后面的加权电路45。在加权电路45中，在由发射线估算电路S43产生的基准符号序列S34的幅值的基础上，计算所述时隙的电功率，和在基准符号序列S34的幅值和接收符号S32的幅值之间差的基础上计算噪声分量的电功率，和然后在这些信号功率和噪声功率的基础上计算表示通信质量、即所述时隙可靠生的信/噪比S/N。在加权电路45中，所述信/噪比被设置为加权系数S37，和编码位组S34被乘以加权系数S37，借此，以使编码位组S34的信号电平反映所述时隙的可靠性。
反映所述时隙可靠性的编码位组S36经过时隙链接处理电路15和去交错缓存器16的规定处理，然后作为编码位序列S39输出给Viterbi译码电路17，最大似然序列估算被应用于编码位序列S39，以便恢复所发射的信息位序列S40。在这种情况下，由于编码位组S39的信号电平已经反映了所述时隙的可靠性，所以，它能够应用最大似然序列估算，引入所述时隙的可靠性，和能够更加精确地应用最大似然序列估算，和在Viterbi译码电路17中更精确地恢复信息位序列S40。
利用这种方式，表示在加权电路45中已经被计算的所述时隙可靠性的加权系数S37还被传送给控制单元28。控制单元28监视该加权系数S37，以便判断所述频道的通信状态；如果如果所述频道的通信状态不好，那么，它将发射一个信道变换请求信号给基站装置21。基站装置21预先掌握某些空闲和通信状态良好的频道；响应所述的信道变换请求信号，它将从所掌握的频道中选择一个新信道，并将发射信道转换到这个频道上，并将这个情况通知给便携式电话22。接收了这个通知的便携式电话22的控制单元28将接收信道转换到所通知的频道上。由于是根据表示所述时隙可靠性的加权系数S37来判断发射线的状态的，在发射线状态不好的情况下，可以迅速地转换到状态良好的发射线上。
此外，在这个无线电通信系统20的情况下，它被用于执行所谓的频率跳跃，即在发射时随机变换用于每个时隙的频道。除此之外，由于在多个时隙上执行交错，所以，即使是发生了时隙受某个干扰波影响的情况，也可以使所述干扰波的电功率是均匀的，从而减少所述干扰波的影响。
在这方面，由于干扰波的电功率在加权电路45中被处理成噪声分量，所以，在存在某些干扰波的情况下，加权系数S37被减小，其结果是受所述干扰波影响的编码位的信号电平也被减小。因此，即使是和由于受到干扰波的影响所产生的不希望波的电功率比较，所希望波的电功率变得很小，通过加权电路45的加权处理也能够减小不希望波的电功率，从而可以高精度地应用所述最大似然序列估算。
根据这个结构，应当从接收符号中提取引导符号，并且，应当在所述引导符号的幅值和相位的基础上产生表示发射线特性的基准符号，接收符号应当被乘以基准符号的倒数，表示各个时隙可靠性的的加权系数应当在基准符号的基础上计算，和已经从接收符号中解调出来的编码位应当被乘以加权系数。结果是，可以利用简单的结构从接收符号中清除在发射线处引入的干扰，并使得编码位反映所述时隙的可靠性，和高精度应用最大似然序列估算，从而高精度恢复所发射的信息位。
(10)执行的其它方面在上述相应方面中，给出了引导符号P被插入到信息符号I之间的空间中的情况，所以，它们是具有规则间隔的，但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。所述引导符号P可以被以随机间隔插入。简言之，只要引导符号P能够被适当地分布在信息符号I之中并插入，那么，就可以获得与上述相同的结果。
此外，在上述相应方面中，给出了在已知模式基础上执行其中频道随机变换的所谓频率跳跃的情况的描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。在没有发生任何干扰波影响的环境下，频道可以是固定的。
此外，在上述相应方面中，给出了在发射线估算电路43中产生允许线性相位旋转和线性幅值变化的基准符号序列S34的情况描述。但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。当在诸如室内等没有发生频率选择衰减的环境中执行通信时，以下述方式计算的接收符号构象的平均值可以被唯一地确定为基准符号序列的幅值。在这种情况下，可以很容易地通过分别累加从乘法器51输出的所述信号的I分量和Q分量和将相加结果除以所述符号数获得该基准符号构象的平均值。
此外，在上述相应方面中，给出了通过将编码位序列S35在加权电路45中乘以经过平方电路101、累加电路103和倒数计算电路104获得的倒数值S92执行电功率规格化的情况描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。这个规格化处理也可以不执行。
此外，在上述相应方面中，给出了在一个时隙噪声电功率总和和一个时隙信号电功率总和基础上在加权电路45中获得信/噪比S/N的情况；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。也可以通过在噪声电功率平均值和一个时隙中信号电功率平均值的基础上获得信/噪比S/N得到与上述相同的效果。
此外，在上述相应方面中，给出了控制单元28在通过加权电路45获得的加权系数S37的基础上执行对频道管理的情况描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。可以在表示所述时隙可靠性的加权系数的基础上控制发射的电功率。
此外，在上述相应方面中，给出了获得相位函数θn的线性系数φθ，然后获得基准符号序列S34情况的描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。快速傅立叶变换电路41的开窗处理可以在这个线性系数φθ的基础上被控制。
此外，在上述相应方面中，给出了将卷积编码电路2用做所述编码电路、和将Viterbi译码电路17作为译码电路的情况的描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。可以使用用于执行诸如涡轮码(turbo-code)的其它编码模式的编码电路和译码电路。简言之，通过在发射一侧使用放大序列之间距离的编码模式的编码/译码方法和在接收一侧使用最大似然序列估算译码编码序列，可以得到与上述相同的结果。
此外，在上述相应方面中，给出了本发明被应用于诸如便携式电话的无线电系统20中情况的描述；但是，本发明不仅可以应用到这种情况，而且还可以应用到诸如无绳电话系统的其它无线电系统。
此外，在上述相应方面中，给出了接收装置27被提供有包括接收电路40和快速傅立叶变换电路41的接收装置和装置27还被提供有用于在接收符号组S32的基础上估算发射线特性的发射线估算电路43、用于从已经被发射线估算电路43恢复的接收信息符号组S33中恢复编码位组S35的解调电路44、用于使编码位组S35反映时隙可靠性的加权电路45和用于从编码位序列S39中恢复所发射的信息位序列S40的Viterbi译码电路17的情况的描述；但是，我们并没有试图将本发明限制到这种情况。可以通过为所述接收装置装备下述装置达到与上述情况相同的效果接收装置，用于接收发射信号和用于输出接收信号组，所述的发射信号是以编码位序列的形式产生的，该编码位序列通过对信息位序列编码形成并被分隔以用于每个规定的信息单元，从而产生一个编码位组，所述编码位组被进行规定的调制处理以产生信息符号组，然后其幅值和相位都是已知的引导符号被插入到信息符号组中以产生发射符号组，然后，发射符号组多个符号中的每一个符号被分布和叠加到形成所述频道的多个子载波上；发射线估算装置，用于从所述接收符号组中分别提取所述引导符号，用于在所述引导符号的幅值和相位的基础上估算每一符号组发射线的特性和用于在估算的基础上从接收符号组中分别恢复所述信息符号组；解调装置，用于利用信息符号组执行规定的解调处理和用于借此恢复所述编码位组；加权装置，用于在发射线估算装置的估算和接收符号组的基础上计算每个符号组发射线的可靠性，用于将所述编码位组乘以表示发射线可靠性的加权系数，和用于借此使所述编码位组反映发射线可靠性；和译码装置，用于将最大似然序列估算分别应用到利用加权装置获得的编码位组，和用于借此恢复所述信息位序列。
此外，在上述实施方面中，给出了基站装置21和/或便携式电话22被装备有包括卷积编码电路2、时隙处理电路4、调制电路5、引导符号附加电路31、逆快速傅立叶变换电路32和发射电路33的发射装置，还被装备有包括接收电路40、快速傅立叶变换电路41、发射线估算电路43、解调电路44、加权电路45和Viterbi译码电路17的接收装置的情况的描述；但是，我们并没有将本发明限制到这种情况。通过为基站21和/或便携式电话22装备下述装置可以达到与上述相同的效果发射装置，用于分隔通过对信息位序列编码形成的编码位序列，用于使每个规定的信息单元产生编码位组，用于分别利用所述编码位组执行规定的调制处理以产生信息位组，用于在信息符号组中插入其幅值和相位都是已知的引导符号以产生发射符号组，用于将发射符号组的多个符号中的每个符号分布和叠加到形成所述频道的多个子载波上以产生发射信号，和用于发射所述发射信号给通信伙伴；接收装置，用于接收规定的频道，并借此用于接收从通信伙伴处传送的发射信号，和用于输出所述接收符号组；
发射线估算装置，用于从接收符号组中提取引导符号，用于在引导符号的幅值和相位的基础上估算每个符号组的发射线特性，和用于在所述估算的基础上从接收符号组中分别恢复信息符号组；解调装置，用于分别利用由发射线估算装置获得的信息符号组执行规定的解调处理，和用于借此恢复所述编码位组；加权装置，用于在发射线估算装置估算结果和接收符号组的基础上计算每个符号组发射线的可靠性，用于将所述编码位组乘以表示发射线可靠性的加权系数，和用于借此使所述编码位组反映发射线可靠性；和译码装置，用于将最大似然序列估算应用到通过加权装置获得的编码位组上，和用于借此恢复信息位序列。
此外，在上述相应方面中，给出了下述情况的描述，即，在发射一侧，引导符号P被插入到信息符号I之间的空间中，发射符号组S20被使用多个子载波发射，同时，在接收一侧，从接收符号组S32中提取引导符号P’，在所述引导符号P’的基础上估算发射线的特性，和在发射线估算的估算结果S34的基础上计算时隙的可靠性；但是我们并没有试图将本发明限制到这种情况。利用下述步骤可以达到与上述相同的结果；分隔通过对与每个规定的信息单元相关的信息位序列编码形成的编码位序列，以产生编码位组；分别使用所述编码位组执行规定的调制处理以产生信息符号组；在信息符号组中插入其幅值和相位都是已知的引导符号以产生发射符号组；分布和叠加发射符号组多个符号中的每个符号到形成所述频道的多个子载波上以产生发射信号；发射发射信号给通信伙伴；和在接收一侧，接收所述频道，从而接收由通信伙伴传送的发射信号，和借此获得接收符号组；从接收符号组中提取所述引导符号；在所述引导符号的幅值和相位的基础上估算每个符号组的发射线特性；在估算的基础上从接收符号组中恢复信息符号组；分别利用所述信息符号组执行规定的解调处理以恢复所述编码位组；
在发射线估算结果和接收符号组的基础上计算每个符号组发射线的可靠性；将恢复的编码位组乘以表示发射线可靠性的加权系数，借此以使得所述编码位组反映发射线的可靠性；分别利用反映可靠性的编码位组应用最大似然序列估算；和借此恢复信息位序列。
如上所述，根据本发明，在从接收符号组提取的引导符号的幅值和相位的基础上，估算每个符号组发射线的特性，和在估算结果的基础上从接收符号符号组中恢复信息符号组，并且，从信息符号组中恢复的编码位组被乘以加权系数和使其反映每个符号组的发射线的可靠性，和最大似然序列估算被应用到反映所述可靠性的编码位组上，和借此恢复信息位序列；结果是使用一个简单的结构可以去除经过所述发射线给出的干扰和可以精确地恢复信息符号组，此外，所述编码位组可以反映每个符号组的发射线可靠性，利用这种方式，可以精确地应用最大似然序列估算和精确地恢复所发射的信息位序列。
当结合本发明的最佳实施例进行描述时，对于本专业技术领域内的普通技术人员来讲很明显，各种旨在覆盖本发明所附权利要求的变化和修改都将落入本发明的精神和范围之内。
权利要求
1．一种接收装置，包括接收装置，用于接收发射信号和输出接收符号组，其中，所述发射信号是如下产生的对通过对用于每个规定信息单元的信息位序列编码形成的编码位序列进行分隔，以便产生编码位组，将规定的调制处理应用于所述编码位组中的每一个，以便产生信息符号组将已知幅值和相位的引导符号插入到多个信息符号组的每一组中，以便产生发射符号组，和在形成频道的多个子载波上分散叠加所述发射信号组的相应符号；发射线估算装置，用于从所述接收符号组中的每一组中提取所述的引导符号，在所述引导符号幅值和相位的基础上估算每个符号组发射线的特性，和在所述估算结果的基础上分别从所述接收符号组中恢复所述信息符号组；解调装置，用于将规定的解调处理应用到由所述发射线估算装置产生的所述信息符号组的每一组上以产生所述的编码位组；加权装置，用于通过下述反映每个编码位组上所述发射线的可靠性在所述发射线估算装置估算结果和所述接收符号组的基础上计算每个符号组的发射线的可靠性，和将经过所述解调装置获得的所述编码位组乘以表示发射线可靠性的加权系数；和译码装置，用于将最大似然序列估算应用到由所述加权装置获得的反映所述发射线可靠性的所述编码位组中的每一组，以便产生所述的信息位序列。
2．根据权利要求1所述的接收装置，其特征是在发射一侧用于每个所述发射符号组的所述频道是变化的情况下，所述接收装置改变用于接收的频道以便调谐到发射一侧。
3．根据权利要求1所述的接收装置，包括一个发射装置；和控制装置，用于监视由所述加权装置计算的加权系数，和在所述加权系数低于规定阈值以下时控制所述发射装置向发射一侧发射一个信道变换请求信号，以请求变换所述频道。
4．根据权利要求1所述的接收装置，其特征是在所述发射一侧的调制处理使用8相移键入的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述I分量的绝对值中减去所述Q分量的绝对值，将所生成的差乘以一个预定数以便获得第三软判定位，和输出所获得的第一、第二和第三软判定位作为所述编码位组。
5．根据权利要求1所述的接收装置，其特征是在发射一侧所示用的调制处理使用16值正交幅值调制的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述I分量和Q分量的绝对值中减去预定的判定阈值，以便分别获得第三和第四软判定位，和输出所获得的第一、第二、第三和第四软判定值作为所述编码位组。
6．根据权利要求1所述的接收装置，其特征是在发射一侧所示用的调制处理使用64值正交幅值调制的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述I分量和Q分量的绝对值中减去第一判定阈值，以便分别获得第三和第四软判定位，从所述第三和第四软判定位的绝对值中减去第二判定阈值，以便分别获得第五和第六软判定位，和输出所获得的第一、第二、第三、第四、第五和第六软判定值作为所述编码位组。
7．一种发射/接收装置，包括发射装置，用于对通过用于每个规定信息单元的信息位序列编码所形成的编码位序列进行分隔，以便产生编码位组，将规定的调制处理应用于所述编码位组的每一组以便产生信息符号组，将已知幅值和相位的引导符号插入到所述信息符号组中的每一组中，以便产生发射符号组，将发射符号组的相应符号分散叠加到形成一个频道的多个子载波上，以便产生发射信号，和将所述发射信号发射给通信对象；接收装置，用于接收规定频道，以便接收从通信对象传送的所述发射信号和输出接收符号组；发射线估算装置，用于从所述接收符号组的每一组中提取所述的引导符号，在所述引导符号的幅值和相位的基础上估算每个符号组的发射线特性，和在所述估算结果的基础上从所述接收符号组中恢复所述的信息符号组；解调装置，用于将最大似然序列估算应用到由所述发射线估算装置获得的每个信息符号组上，以便恢复所述的编码位组；加权装置，用于通过下述反映所述编码位组上所述发射线的可靠性在所述发射线估算装置估算结果和所述接收符号组的基础上计算每个符号组发射线的可靠性，和将经过所述的解调装置获得的所述编码位组乘以表示所述发射线可靠性的加权系数；和解调装置，用于将最大似然序列估算应用到由所述加权装置获得并反映所述发射线可靠性的所述编码位组中的每一组，以便恢复所述的信息位序列。
8．根据权利要求7所述的发射/接收装置，其特征是所述发射装置变换用于每个发射符号组的所述频道。
9．根据权利要求8所述的发射/接收装置，其特征是在所述通信对象变换用于每个所述发射符号组的频道的情况下，所述接收装置变换用于接收的频道，以便调谐到所述通信对象的发射装置上。
10．根据权利要求7所述的发射/接收装置，包括控制装置，用于监视由所述加权装置计算的加权系数，和在所述加权系数低于规定阈值的情况下，控制所述发射装置向通信对象发射一个请求变换频道的信道变换请求信号。
11．根据权利要求7所述的发射/接收装置，其特征是在通信对象的发射装置处使用的所述调制处理是8相移键入的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述I分量的绝对值中减去所述Q分量的绝对值，将所生成的差乘以一个预定数，以便获得第三软判定位，和输出第一、第二和第三软判定位作为所述的编码位组。
12．根据权利要求7所述的发射/接收装置，其特征是在通信对象的发射装置处使用的所述调制处理是16值正交幅值调制的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述的I和Q分量的绝对值中减去预定判定阈值，以便分别获得第三和第四软判定位，和输出第一、第二、第三和第四软判定位作为所述编码位组。
13．根据权利要求7所述的发射/接收装置，其特征是在通信对象的发射装置处使用的所述调制处理是64值正交幅值调制的情况下，所述解调装置取出所述信息符号组的I分量和Q分量分别作为第一和第二软判定位，从所述I分量和Q分量的绝对值中减去第一判定阈值，以便分别获得第三和第四软判定位，从所述第三和第四软判定位的绝对值中减去第二判定阈值以便获得第五和第六软判定位，和输出第一、第二、第三、第四、第五和第六软判定位作为所述的编码位组。
14．一种通信方法，包括如下步骤分隔通过对用于每个预定信息单元的信息位序列进行编码所形成的编码位序列以产生编码位组，将规定的调制处理应用到所述编码位组的每个组，以产生信息符号组，将已知幅值和相位的引导符号插入到每个信息符号组中，以产生发射符号组，将所述发射符号组的相应符号分散叠加到形成一个频道的多个子载波上，以产生一个发射信号，和向通信对象发射所述的发射信号，和在接收一侧，接收所述频道，以便接收从通信对象传送的所述发射信号，以获得接收符号组，从所述接收符号组中提取所述的引导符号，在所述引导符号的幅值和相位的基础上估算每个符号组的发射线特性，在所述估算结果的基础上分别从所述接收符号组中恢复所述的信息符号组，将规定的解调处理应用于所述的信息符号组，以便恢复所述的编码位组，在所述发射线估算结果和所述接收符号组的基础上计算每个符号组的发射线特性，将被恢复的编码位组乘以表示发射线可靠性的加权系数，以便反映所述编码位组上的发射线可靠性，和将最大似然序列估算应用到反映所述可靠性的每个编码位组，以便恢复所述的信息位序列。
15．根据权利要求14所述的通信方法，其特征是在发射时，所使用的频道被变换以用于所述发射符号组的每一组。
16．根据权利要求15所述的通信方法，其特征是在接收一侧，所述将被接收的频道被变换以调谐到发射一侧。
17．根据权利要求14所述的通信方法，其特征是接收侧监视所述的加权系数和当所述加权系数低于规定阈值时向发射侧发射信道变换请求信号以请求变换所述频道，和响应所述的信道变换请求信号，发射侧变换使用中的所述频道。
全文摘要
披露了一种接收装置,该装置能够利用简单的结构精确应用最大似然序列估算。在从接收符号组中提取的引导符号的幅值和相位的基础上,估算每个符号组的发射线特性,和在估算结果的基础上从接收符号组中恢复信息符号组,和从信息符号组中恢复的编码位组被乘以加权系数和使其能够反映每个符号组发射线的可靠性,最大似然序列估算被应用于反映所述可靠性的编码位组上,借此以恢复所述信息位序列,结果是使用一个简单的结构能够去除在发射线处给出的干扰。
文档编号H04L27/26GK1212588SQ9810351
公开日1999年3月31日 申请日期1998年6月24日 优先权日1997年6月24日
发明者迫田和之, 铃木三博 申请人:索尼公司