专利名称：无线终端装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无线终端装置，尤指具有采用偶次谐波混频器的直接变换式接收电路的无线终端装置。
背景技术：
目前，如手机等无线终端装置主要使用外差式接收电路。该外差方式中需要中频电路，而本机振荡频率与接收信号频率不同，因此不存在本机振荡信号由天线漏泄而灵敏度下降的问题。
相对地，直接变换(零差)方式不需要中频电路，而本机振荡频率与接收信号频率相同，因此存在本机振荡信号由天线漏泄而灵敏度下降的问题。
在外差方式中，中频电路的中频信号变换成低频的基带信号再供给基带电路，而该供至基带电路的基带信号电平通过中频电路中的可调增益放大器成为一定。由此，基带电路内基带信号电平几乎没有变化。
相对地，在直接变换方式中并没有中频电路，接收的高频信号可直接变换成低频的基带信号，因此若接收的高频信号变化，则供至基至基带电路的基频信号电平也会变化。
一般地，若电路元件有输入信号，则其输出信号中除含有所需的信号成分外还含有不需要的直流偏置成分。在上述外差方式下，供至基带电路的基带信号是一定的，因此其输出信号所含的直流偏置成分也是一定的。这样，当设计基带电路时应考虑该一定的直流偏置成分为佳。
不过，在直接变换方式下供至基带电路的基带信号电平是变化的。因此含于基带电路中电路元件的输出信号中的直流偏置成分也并不是一定的，其有较大的变化。如果考虑该变化的基础上设计基带电路是非常困难。而且，若在供至基带电路的基带信号中含有直流成分的话，恐怕基带电路的动作会饱和。
为了消除在直接变换方式下直流偏置成分的影响，目前已提出了各种方法(参照特开平10-233711号公报，特开平10-13482号公报、特开平9-83595号公报、特开平10-56394号公报)。不过这些方法与将要叙述的本发明的方法原理上完全不同。
还有，因基带信号是接近于直流(频率为0 Hz的交流)的低频信号，所以在只想抑制直流偏置成分的情况下将基带信号也给抑制掉，从而瞬态响应延迟，导致基带电路的工作特性劣化。
发明的公开本发明的目的在于提供一种无线终端装置，其能只抑制直流偏置成分而不延迟瞬态响应。
根据本发明，无线终端装置包括天线以及接收天线的接收高频信号的接收电路。而接收电路包含本机振荡器，偶次谐波混频器、第1高通滤波器，可调增益放大器、第2高通滤波器。偶次谐波混频器将混合接收高频信号与本机振荡器的本机振荡信号而生成基带信号。第1高通滤波器接收偶次谐波混频器的基带信号，且具有第1截止频率。可调增益放大器放大通过第1高通滤波器的基带信号而获得一定的输出电平。第2高通滤波器接收可调增益放大器的基带信号，且具有比第1截止频率更高的第2截止频率。
在上述无线终端装置中，由偶次谐波混频器产生的直流偏置成分被第1高通滤波器滤波掉。因第1高通滤波器具有比第2高通滤波器低的截止频率，所以几乎不滤波信号成分而确实地只滤波直流偏置成分。虽因第1高通滤波器的截止频率低而瞬态响应延迟。但偶次谐波混频器生成的直流偏置成分电平即使在接收高频信号电平变化时也是一定的，因此电路动作不会延迟。另一方面，可调增益放大器生成的直流偏置成分被第2高通滤波器滤波。尽管可调增益放大器生成的直流偏置成分电平是变化的，但第2高通滤波器具有比第1高通滤波器高的偏置频率，因此以快速瞬态响应确实地抑制其直流偏置成分。
以下是附图的简单说明
图1为表示本发明实施形态中的手机整体构成的方框图。
图2为表示图1中的接收电路具体构成的方框图。
图3为表示图2中的偶次谐波混频器具体构成的方框图。
图4为表示图2中的基带电路具体构成的方框图。
图5为表示图4中的高通滤波器频率特性的图。
实施发明的最佳形态下面结合附图对本发明实施形态中的手机进行详细说明。在附图中，对相同或相当的部分使用同一标记，而不重复对其的说明。
参照图1、无线终端装置之一的手机包含天线10、发射电路12、接收电路14，收发分波器16。
该手机采用CDMA(Code Division Multiple Access)方式，且用一个天线10同时进行发射信号和接收信号。因此将发射频率设定成与接收频率不同，而在这里发射频率设定成低于接收频率。为此，收发分波器16是由只令发射波TX通过的带通滤波器和只令接收波RX通过的带通滤波器组成，而发射波TX几乎不通过接收电路14。
参照图2，接收电路14包含有低噪声放大器(LNA)18、带通滤波器(BPF)20、本机振荡器22、偶次谐波正交混频器24、无源低通滤波器26、28、以及基带电路30。
低噪声放大器18以高SN比放大通过收发分波器16的接收波RX(以下称为接收高频信号RF)。带通滤波器20抑制无用信号而只令所需的接收高频信号RF通过。本机振荡器22振荡出本机振荡信号LO，而该本机振荡信号LO的频率f10为接收高频信号RF的频率的二分之一。偶次谐波正交混频器24将混合通过带通滤波器20的接收高频信号RF和本机振荡器22的本机振荡信号LO，从而将接收高频变换成基带频而生成I信道基带信号BBI及Q信道基带信号BBQ。Q信道基带信号BBQ与I信道基带信号BBI之间有90°的相位差。
低通滤波器26接收偶次谐波正交混频器24的I信道基带信号BBI，且抑制次邻接信道以上的干扰而只令所需信道及其邻接信道通过。低通滤波器28接收偶次谐波正交混频器24的Q信道基带信号BBQ，且抑制次邻接信道以上的干扰而只令所需信道及其邻接信道通过。低通滤波器26及低通滤波器28的截止频率设定成相同。
偶次谐波正交混频器24中包括同相(0°)移相器32、90°移相器34、以及偶次谐波混频器36及38。同相移相器32将本机振荡器22的本机振荡信号LO分配给偶次谐波混频器36及38。供至偶次谐波混频器36及38的本机振荡信号LO的相位相同。
90°移相器34根据带通滤波器20的接收高频信号RF生成具有90°相位差的I信道高频信号RFI及Q信道高频信号RFQ。偶次谐波混频器34将混合90°移相器34的I信道高频信号RFI和同相移相器32的本机振荡信号LO而使高频变换成基带频从而生成I信道基带信号BBI。偶次谐波混频器38将混合90°移相器34的Q信道高频信号RFQ和同相移相器32的本机振荡信号LO而使高频变换成基带频从而生成Q信道基带信号BBQ。
还有，也可以以45°移相器代替同相移相器32，以同相(0°)移相器代替90°移相器。也就是说，当设置a移相器(32)及b移相器(34)时，只要满足|2×a-b|=90°即可。
参照图3，偶次谐波混频器36包括顶端开放短截线361、反向并联二极管对362、顶端短路短截线363。同样地偶次谐波混频器38包括顶端开放短截线381、反向并联二极管对382，顶端短路短截线383。短截线361、363、381、383的长度L设定成本机振荡信号LO波长的约千分之一，即接收高频信号RF波长的约二分之一。
接收高频信号RF通过抑制直流成分的电容器40而供至90°移相器34，而本机振荡信号LO通过抑制直流成分的电容器42供至同相移相器32。由偶次谐波混频器36生成的I信道基带信号BBI经过抑制高频(RF)成分的扼流圈44而输出。而由偶次谐波混频器38生成的Q信道基带信号BBQ经过抑制高频(RF)成分的扼流圈46而输出。
在这里，简单说明偶次谐波混频器的动作。当输入的高频信号RF的频率为frf，而输入的本机振荡信号LO的频率为f01时，其输出的基带信号的频率fbb可用下式来表示fbb=mfrf+nf01，其中m及n为整数。
在偶次谐波混频器中，当m+n为偶数时频率变换效率低，而当m+n为奇数时频率变换效率高。这是因为偶数时的混合波电流成为反向并联二极管对362、382中的回流电流而不会输出至外部。
更具体地讲，当m=1,n=2时，基带信号的频率fbb可用下式来表示fbb=frf-2·f01。而如上所述f01=frf/2，因此，此时以较高的变换效率获得低频(fbb=0)的基带信号。
因此，由天线10接收的高频不必通过中频而直接变换成低频。并且，本机振荡频率f10为接收频率frf的二分之一，所以不会有本机振荡信号被天线10侧漏泄而灵敏度劣化。
另外，如图3所示的偶次谐波正交混频器24已揭示于美国专利第5,787,126号(特开平8-242261号公报)的图40中，因此更详细的说明可以借用该专利。
参照图4，基带电路30包括放大器(AMP)48,50、有源低通滤波器(LPF)52,54、前级高通滤波器(HPF)56,58、可调增益放大器(VGA)60、62、后级高通滤波器(HPF)64、66、AD转换器68、70、以及解调器72。
放大器48以高SN比放大低通滤波器26的I信道基带信号BBI且将其供至低通滤波器52。而放大器50以高SN比放大低通滤波器28的Q信道基带信号BBQ且将其供至低通滤波器54。
低通滤波器52接收放大器48的I信道基带BBI，且将抑制邻接信道以上的干扰而只令所需的信道通过。低通滤波器54接收放大器50的Q信道基带信号BBQ、且将抑制邻接信道以上的干扰而只令所需的信道通过。
高通滤波器56接收低通滤波器52的I信道基带信号BBI、且将抑制含在I信道基带信号BBI中的直流偏置成分。高通滤波器58接收低通滤波器54的Q信道基带信号BBQ、且将抑制含在QW信道基带信号BBQ中的直流偏置成分。高通滤波器56的截止频率fc1和高通滤波器58的截止频率fc1设定得基本相同。
可调增益放大器60放大经过高通滤波器56的I信道基带信号而获得一定的输出电平。也就是说，可调增益放大器60为了使AD转换器68的输出电平一直一定而以适当的增益放大高通滤波器56的I信道基带信号BBI。可调增益放大器62放大经过高通滤波器58的Q信道基带信号BBQ而获得一定的输出电平。也就是说，可调增益放大器62为使AD转换器70的输出电平一直一定而以适当的增益放大高通滤波器58的Q信道基带信号BBQ。
后级高通滤波器64接收可调增益放大器60的I信道基带信号BBI，将抑制含在I信道基带信号BBI中的直流偏置成分。后级高通滤波器66接收可调增益放大器62的Q信道基带信号BBQ，将抑制含在Q信道基带信号BBQ中的直流偏置成分。高通滤波器64的截止频率fc2和高通滤波器66的截止频率fc2设定得基本相同。但是后级高通滤波器64，66的截止频率fc2设定成高于前级高通滤波器56、58的截止频率fc1，而在后面会详细说明便截止频率fc1及fc2具有此种关系的理由。
AD转换器68对经过高通滤波器64的I信道基带信号BBI进行AD转换再供至解调器72。AD转换器70对经过高通滤波器66的Q信道基带信号BBQ进行AD转换再供至解调器72。解调器72解调AD转换器68的I信道基带信号及AD转换器70的Q信道基带信号BBQ而获得低频(音频)信号。
下面对具有如上所述构成的手机其动作进行说明。
由天线10获得的接收高频信号RF被低噪声放大器18放大后经过带通滤波器20供至偶次谐波正交混频器24。在偶次谐波正交混频器24中进行从接收高频信号RF到基带信号BBI、BBQ的频率变换。更具体地讲，供至偶次谐波正交混频器24的接收高频信号RF上如90°相位差后分配至偶次谐波混频器36及38。90°移相器34直接变换成低频的I信道基带信号BBI。另一方面，90°移相器34的Q信道高频信号RFQ通过偶次谐波混频器38直接变换成低频的Q信道基带信号BBQ。在这里，本机振荡频率f10为接收高频信号RF的频率frf的二分之一，因此即使本机振荡信号LO被天线10漏泄、偶次谐波混频器36、38也几乎不进行2次(偶数次)频率转换，其结果，漏泄的不必要的信号不会到达基带电路30。因此，不会因本机振荡信号LO的漏泄而灵敏度劣化。
偶次谐波正交混频器24生成的I信道基带信号BBI及Q信道基带信号BBQ各自经过无源低通滤波器26及28供至基带电路30。而由这些低通滤波器26、28将抑制含在基带信号BBI、BBQ中的次邻接信道以上的干扰。
由放大器48放大供至基带电路30的I信道基带信号BBI、再通过有源低通滤波器52及前级高通滤波器56供至可调增益放大器60。而该I信道基带信号BBI由可调增益放大器60适当进行放大。通过后级高通滤波器64供至AD转换器68。该I信道基带信号BBI由AD转换器68进行AD转换之后，供至解调器72。另一方面，由放大器50放大供至基带电路30的Q信道基带信号BBQ、再通过有源低通滤波器54及前级高通滤波器58供至可调增益放大器62。而该Q信道基带信号BBQ由可调增益放大器62进行适当放大，通过后级高通滤波器66供至AD转换器70，该Q信道基带信号BBQ由AD转换器70进行AD转换之后，供至解调器72。这些经过AD转换的基带信号被解调器72解调成低频(音频)信号。
如上所述的有源低通滤波器52，54抑制经过无源低通滤波器26、28的邻接信道的干扰，而只将所需的信道供至高通滤波器56,58。
另外，前级高通滤波器56，58主要抑制由偶次谐波正交混频器24生成的直流偏置成分、而后级高通滤波器64、66主要抑制由可调增益放大器60、62，生成的直流偏置成分。
前级高通滤波器56、58以及后级高通滤波器64、66其中任一个都是以只抑制直流偏置成分为目的，因此如图5所示，为不抑制基带信号成分最好将截止频率fc1、fc2设定成尽可能低。不过、高通滤波器56、56、64、66的截止频率越低其瞬态响应越延迟，因此不能迅速抑制直流偏置成分。从而，截止频率fc1、fc2必须满足此种相反的要求。在这里，上述前级高通滤波器56、58的截止频率fc1设定成低于后级高通滤波器64、66的截止频率fc2。下面详细说明其理由。
前级高通滤波器56、58主要是为了抑制由偶次谐波混频器24生成的直流偏置电压，而该直流偏置电压只要是混频器24不饱和就一直是一定的，其与基带信号无关。这是因为本机振荡器22的本机振荡信号LO和由天线10漏泄的本机振荡信号LO的乘积成为直流偏置电压。为了确认由偶次谐波正交混频器24生成的直流偏置电压是一定的而进行了实验，下面表示其实验结果。
如图3所示的偶次谐波正交混频器24，假设其电容器40、42的电容量为10PF，电感器44、46的电感量为0.1μH、而反向并联二极管对362、382是使用西门子公司的BAT 14-099。若给偶次谐波正交混频器24以-100～-20dBm的强度提供2140.050MHz的高频信号RF。且以3dBn的一定强度提供1070.000MHz的(≈frf/2)本机振荡信号LO时，可得到如下表所示的几乎一定的直流偏置电压。
表直流偏置电压的RF电力依赖性
另一方面，后级高通滤波器64、66是以抑制可调增益放大器60、62生成的直流偏置电压为目的，但因可调增益放大器60、62的增益不断变化，导致在这里生成的直流偏置电压也不断变化。
如上所述，偶次谐波正交混频器24生成的直流偏置电压一直是一定的，因此对前级高通滤波器56、58不要求快速瞬态响应。因此为尽可能不抑制基带信号成分而只抑制直流偏置成分最好将前级高通滤波器56、58的截止频率设定得低一些。另一方面，由可调增益放大器60、62生成的直流偏置电压是不断变化，因此对后级高通滤波器64、66要求快速瞬态响应。从而，后级高通滤波器64、66的截止频率fc2设定成高于前级高通滤波器56、58。
根据如上所述的实施形态，因接收电路14采用直接变换方式，所以不需要中频电路，从而可提供小型的手机。
而且，即使是采用此种直接变换方式的接收电路14，因使用偶次谐波正交混频器24，所以也不会因由天线10漏泄本机振荡信号LO而灵敏度劣化。
还有，在基带电路30，因后级高通滤波器64、66的截止频率fc2设定成高于前级高通滤波器56、58的截止频率fc1，所以由偶次谐波正交混频器24及可调增益放大器60、62生成的直流偏置成分可迅速抑制掉，并且几乎不会抑制基带信号成分。其结果，电路动作不会饱和，因此可得到准确以低频(音频)信号。而且可防止接收信号灵敏度的劣化。
在上述的偶次谐波正交混频器24使用了90°移相器34、取而代之，也可以将经过带通滤波器20的接收高频信号RF直接供至偶次谐波混频器36的同时，设置将接收高频信号RF的相位移相90°再供至偶次谐波混频器38的移相器。
此次揭示的实施形态是从所有点的例示，并不是对其限定。本发明的范围并不是在上述说明中而是根据专利请求的范围而所揭示，而且包含与专利请求范围相等的思想以及在其范围内的所有变更。
产业的可利用性本发明的无线终端装置可利用于如手机等移动通信终端。
权利要求
1．一种无线终端装置，其包括天线(10)和接收来自所述天线(10)的接收高频信号(RX,RF)的接收电路(14)；而所述接收电路(14)包含本机振荡器(22)；混合所述接收高频信号(RF)和所述本机振荡器(22)的本机振荡信号(LO)而生成第1基带信号(BBI)的第1偶次谐波混频器(36)；接收所述第1偶次谐波混频器(36)的第1基带信号(BBI)，且具有第1截止频率(fc1)的第1高通滤波器(56)；放大经过所述第1高通滤波器(56)的第1基带信号(BBI)而得到一定的输出电平的第1可调增益放大器(60)；接收所述第1可调增益放大器(60)的第1基带信号(BBI)、且具有比所述第1截止频率(fc1)高的第2截止频率(fc2)的第2高通滤波器(64)。
2．如权利要求1所述的无线终端装置，所述接收电路14还包含响应所述天线10的接收高频信号(RF)而生成具有90°相位差的第1及第2接收高频信号(RFI,RFQ)，且将所述第1接收高频信号(RFI)供至所述第1偶次谐波混频器(36)的移相器(34)；混合所述接收高频信号(RF)和所述本机振荡器(22)的本机振荡信号(LO)而生成与所述第1基带信号(BBI)具有90°相位差的第2基带信号(BBQ)的第2偶次谐波混频器(38)；接收所述第2偶次谐波混频器(38)的第2基带信号(BBQ)，且具有所述第1截止频率(fc1)的第3高通滤波器(58)；放大经过所述第3高通滤波器(58)的第2基带信号(BBQ)而得到一定的输出电平的第2可调增益放大器(62)；以及接收所述第2可调增益放大器(62)的第2基带信号(BBQ)，且具有所述第2截止频率(fc2)的第4高通滤波器(66)。
3．如权利要求1所述的无线终端装置，其还包括生成具有与所述接收高频信号(RF)的频率不同的频率的发射高频信号(TX)的发射电路(12)、以及将所述发射电路(12)的发射高频信号(TX)传送至天线(10)的同时，将所述天线(10)的接收高频信号(RX,RF)传送至所述接收电路(14)的收发分波器(16)。
4．如权利要求1所述的无线终端装置，所述接收电路(14)还包含放大所述接收高频信号(RF)后将其供至所述第1偶次谐波混频器(36)的低噪声放大器(48)。
5．如权利要求1所述的无线终端装置，所述接收电路(14)还包含接收所述第1偶次谐波混频器(36)的第1基带信号(BBI)，且将其供至所述第1高通滤波器(56)的低通滤波器(26、52)。
6．如权利要求1所述的无线终端装置，所述接收电路(14)还包含放大所述第1偶次谐波混频器(36)的第1基带信号(BBI)将其供至第1高通滤波器(56)的低噪声放大器(48)。
7．一种无线终端装置，其包括天线(10)、本机振荡器(22)、混合所述天线(10)的接收高频信号(RF)和所述本机振荡器(22)的本机振荡信号(LO)而生成I信道基带信号(BBI)及Q信道基带信号(BBQ)的偶次谐波正交混频器(24)；接收偶次谐波正交混频器(24)的I信道基带信号(BBI)，且具有第1截止频率(fc1)的第1高通滤波器(56)；放大经过所述第1高通滤波器(56)的I信道基带信号(BBI)而得到一定输出电平的第1可调增益放大器(60)；接收所述第1可调增益放大器(60)的I信道基带信号(BBI)，且具有比所述第1截止频率(fc1)高的第2截止频率(fc2)的第2高通滤波器(64)；接收所述偶次谐波正交混频器(24)的Q信道基带信号(BBQ)，且具有所述第1截止频率(fc1)的第3高通滤波器(58)；放大经过第3高通滤波器(58)的Q信道基带信号(BBQ)而得到一定的输出电平的第2可调增益放大器(62)；接收所述第2可调增益放大器(62)的Q信道基带信号(BBQ)，且具有所述第2截止频率(fc2)的第4高通滤波器(66)。
全文摘要
具有采用偶次谐波正交混频器(24)的直接变换式接收电路(14)的手机,在其基带电路(30)中的可调增益放大器(60,62)前后设置抑制直流偏置成分的高通滤波器(56、58、64、66)。在这里,由偶次谐波正交混频器(24)生成的直流偏置成分一直是一定的,而由可调增益放大器(60、62)生成的直流偏置成分是不断变化的,因此,后级高通滤波器(64、66)的截止频率设定成高于前级高通滤波器(56、58),且其瞬态响应也迅速。
文档编号H04B1/30GK1309842SQ99808518
公开日2001年8月22日 申请日期1999年3月11日 优先权日1999年3月11日
发明者桂隆俊, 伊东健治, 福山进二郎, 望月满, 永野弘明, 松波由哲, 下泽充弘, 石津文雄, 林亮司 申请人:三菱电机株式会社