一种时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法及系统的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信领域，尤其涉及一种时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方 法及系统。
【背景技术】
[0002] 在准静态无线信道下，由于正交频分复用，（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)信号循环前缀(CP，Cyclic Prefix)长度大于或者等于无线信道 的最大时延，低复杂度的单抽头均衡器即可有效消除OFDM符号间的串扰。然而当用户终端 移动时，无线信道将会产生时变特性，这会破坏0FDM符号里各个子载波的正交特性，继而产 生子载波间干扰(ICI，Inter Carrier Interference)，以致通信系统解调时带来严重的误 码平台。
[0003] 在时变信道下，为了克服或者缓解ICI对系统所造成的影响，现有大量文献都对 0FDM信号均衡处理方法展开了研究。根据均衡器是否存在信息反馈，可以将这些方法分成 线性均衡器及非线性均衡器两大类。在线性均衡器中，如最小二乘(LS，Least Squares)均 衡器和最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)均衡器，由于其结构简单、易于 实现被应用到许多通信系统里。然而，线性均衡器并不能很好地利用时变信道所带来的时 间分集增益，为了进一步提高系统解调后的性能，非线性均衡器相应地被提了出来，例如基 于序贯检测的（MVISE-SD，MMSE with Successive Detection)均衡器。但是，当单个0FDM符 号内的子载波个数较大时，如1024，其需要对大量的高维度矩阵进行求逆运算，使得接收端 的计算负担过重，算法可行性较低。为了克服这个问题，最近Dogan等人在文章 Low-complexity joint data detection and channel equalisation for highly mobile orthogonal frequency division multiplexing systems中提出利用空间交替广义期望 最大（SAGE，Space Alternating Generalized Expectation-maximisation)算法来进行 OFDM信号检测，该算法由于避免了对高维度矩阵的求逆运算，计算复杂度相对较低，而且其 检测精度基本上与MMSE-SD算法一致。
[0004] 在时变信道中，当人们需要较高的通信服务质量时，0FDM系统里一般采用低阶的 映射方式，例如二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，简称BPSK)，来保证信号转 输的可靠性。但是以上的均衡算法在构造衡矩阵时均没有利用BPSK信号所具有的实值特 性，使得接收端解调的性能不高，系统的频谱利用率较低。
[0005] 因此，现有技术还有待于改进和发展。
【发明内容】
[0006] 鉴于现有技术的不足，本发明目的在于提供一种时变信道下二进制相移键控信号 均衡处理方法及系统，旨在解决现有技术中信号检测性能低的问题，从而保证信号转输的 可靠性。传统的均衡算法在构造衡矩阵时均没有利用BPSK信号所具有的实值特性，使得接 收端解调的性能不高，系统的频谱利用率较低。
[0007] 本发明的技术方案如下：
[0008] 一种时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，方法包括：
[0009] A、正交频分复用信号经过时变信道后，正交频分复用系统接收端接收到采样信 号；
[0010] B、将单个正交频分复用周期内接收到的采样信号转换为采样信号向量；
[0011] C、对采样信号向量进行傅里叶变换后获取接收到的频域向量；
[0012 ] D、根据频域向量的实部和虚部，构造接收向量；
[0013] E、根据MMSE准则构造第一均衡矩阵，并对均衡矩阵进行奇异值分解得到第二均衡 矩阵；
[0014] F、将第二均衡矩阵右乘构造的接收向量，获得估计的频域发送向量。
[0015]所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤A具体包 括：
[0016] A1、正交频分复用信号经过时变信道时，正交频分复用系统接收端接收到的第η个 采样信号用u(n)表示，则：
[0017]
[0018] 其中Μ表示第1条径在第η采样时刻的信道增益，w(n)是均值为零、方差为的高 斯白噪声AWGN，N表示单个0FDM符号内的子载波个数，L表示时变信道径的个数，（） N表示基 于N的循环移位;x(n)表示发送的时域信号，它是通过对发送的频域信号d(k)进行逆傅里叶 变换产生的：
[0019]
。 ' /C-U
[0020] 所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤B具体包 括：
[0021] B1、将单个正交频分复用周期内接收到的N个采样信号转换为采样信号向量，采样 信号向量记为u，则
[0022] u = Ψ x+w
[0023] 其中x=[x(0)，···，x(N_l) ]T，w= [w(0)，…，w(N_l )]τ，Ψ是一个NX Ν维的时域信道 冲激响应矩阵。当N>1 2 L时，令<=0,那么Ψ的第η行、第1列的元素可表示为 W{nj) = ^ik〇
[0024] 所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤C具体包 括：
[0025] C1、对接收到的采样信号向量u进行N点傅里叶变换后得到接收到的频域向量r，那 么r可表示为：
[0026] r=Fu
[0027] =FWx+Fw
[0028] =FWFhFx+Fw
[0029] =Hd+v
[0030] 其中，d=[d(0)，…，d(N-l)]T，v是指噪声向量w的频域形式，v是通过对w进行傅里 叶变换获得的，v = Fw，H=F Ψ FH，其中F表示N维的傅里叶变换矩阵，而FH表示N维的逆傅里叶 变换矩阵。
[0031]所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤D具体为： [0032] D1、对于BPSK映射信号，其中y = [rReT rImT]T为构造的接收向量，那么y可以表示成
[0033] y = Qd+n,
[0034] 其中，下标Re、Im分别表示实部和虚部分量，Q=[HReT HimT]T，n=[VReT vimT]T。
[0035] 所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤E具体为：
[0036] E1、构造均衡矩阵G，使得均方误差最小，即最小化E{| |Gy-d| |2}，因此通过计算 cH|Qv-42} = 〇得到均衡矩阵， dd
[0037]
[0038] 其中，I2N表示2N维单位矩阵，表示发送信号d的方差，σ,;表示噪声η的方差且 .1 , σ； =-σ；; 2
[0039] Ε2、利用奇异值分解，对进行均衡矩阵G变形，V为变形后的第二均衡矩阵
[0040]
[0041] 其中，IN表示N维单位矩阵。
[0042]所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡处理方法，其中，所述步骤F具体为：
[0043] F1、将均衡矩阵V右乘上新构造的接收向量y，从而获得估计的频域发送向量為，即
[0044] 3 = G，y。
[0045] -种时变信道下二进制相移键控信号均衡系统，其中，所述系统包括：
[0046]接收模块，用于正交频分复用信号经过时变信道后，正交频分复用系统接收端接 收到米样?目号；
[0047] 向量转换模块，用于将单个正交频分复用周期内接收到的采样信号转换为采样信 号向量；
[0048] 傅里叶变换模块，用于对采样信号向量进行傅里叶变换后获取接收到的频域向 量；
[0049] 接收向量构造模块，用于根据频域向量的实部和虚部，构造接收向量；
[0050] 均衡矩阵构造模块，根据MMSE准则构造第一均衡矩阵，并对均衡矩阵进行奇异值 分解得到第二均衡矩阵；
[0051] 计算模块，用于将第二均衡矩阵右乘构造的接收向量，获得估计的频域发送向量。 [0052]所述的时变信道下二进制相移键控信号均衡系统，其中，所述接收模块具体用于： 正交频分复用信号经过时变信道时，正交频分复用系统接收端接收到的第η个采样信号用u (η)表示，则：
[0053]
0 < η < Ν -1
[0054] 其中/<表示第1条径在第η采样时刻的信道增益，w(n)是均值为零、方差为(7〗:的高 斯白噪声AWGN(White Gaussian No