专利名称：利用副采样离散富里叶变换的宽带信道化的制作方法
技术领域：
本发明涉及宽带信道化技术，更具体而言，涉及一种利用副采样离散富里叶变换滤波器组对宽带信号信道化的方法。
相关技术描述需要同时接收多重无线电信道的无线电接收机要求从一个宽带信号中提取许多无线电信道。这样的接收机可以包括宏基站，微基站，皮基站等。这些类型的接收机典型情况下是按照频率复用方案操作的，有效地将每个基站限制在所有可得到的信道的一个均匀间隔的子集内。
在一种现有技术实施方案中，利用DFT(离散富里叶变换)滤波器组从一个宽带信号中抽取各个无线电信道。现有的DFT信道化器的问题是从宽带无线电信号中抽取每个信道。这样做需要信道化器进行大量算术运算并且增加接收机的成本/复杂性。因为每个基站只利用所有可得到信道的一个均匀间隔的子集。因此，希望有一种更有效，较简单的方法从宽带信号中抽取无线电信道。
发明概述本发明克服上述的和其它的在接收机内利用信道化器处理宽带信号的问题。宽带信号起初由副采样滤波器组处理，从接收到的宽带信号内的多个信道中抽取所选数目的均匀间隔信道。副采样DFT信道化器由一组多相滤波器构成，用于从宽带信号中抽取所有的潜在信道(总共M个信道)。然后将该多相滤波器输出进行时间混叠以产生第二序列信号，在数量上等于所选数目的均匀间隔信息(
个所希望的信道)。
由
点的逆离散富里叶变换对这种第二序列的信号进行处理，得到
个带通信号。然后将该逆离散富里叶变换的系数与一系列载波信号混合，以便将这些带通信号推移到基带，结果从宽带信号抽出
个均匀间隔的信道。这种系统大大地减少了需要处理的总量。在依据本发明的系统中，为产生所希望的信道的必要算术运算的数目大大低于目前为抽取每个信道所需的算术运算数目。
附图简述为了更完全地理解本发明，随同附图参考以下的详述，其中
图1是一种普通宽带接收机的方框图；图2是一种DFT信道化器中一个单一分支的功能性简图；图3是一种DFT信道化器的简图；和图4是一种副采样DFT信道化器的方框图。
发明详述现在参考附图，更具体而言是图1，在此示出一种普通宽带接收机的方框图，所发送的宽带信号在天线5上被接收，通过几级混合与滤波(通常示于10上)，信号被处理成所希望的频带，然后由混频器15下混频为基带信号X(t)，为了输入到宽带的模数变换器20，带有相当宽的带宽，模数变换器20将模拟宽带信号X(t)变换为数字宽带信号X(n)，然后由数字信道化器25处理以便抽取各个无线电信道30。先前技术的DFT信道化器25(如图3中所示)提供一种计算上有效的方式用于在宽带信号X(n)内抽取每个信道。
现在参考图2，在此示出一种DFT信道化器中一个分支的功能性简图。Ho(w)代表一个实低通FIR滤波器，在滤波器组内每个其它的滤波器是这种低通原型的受调型式，因此，Hi(w)=Hi(w-2πMi);]]>0≤i≤M-1，M等于信道数目。注意，Hi(w)代表一个在离散时间频率
为中心的带通复值滤波器，或者等效地围绕连续时间频率
为中心(Fs是A/D变换器的采样频率，M等于在{-Fs/2，+Fs/2}之间的信道总数)。换句话说，在滤波器组中有精确的M个等带宽滤波器，间隔为
，只有当M是下采样因数N的整数倍时图3的DFT信道化器才是有效的(即，M＝N×K，其中K是某个正整数)。利用逆离散富里叶变换(IDFT)和低通原型滤波器Ho(n)的多相分解可以有效地实现DFT信道化器，这种实现方法典型情况下称为DFT信道化器并示于图3中。rk[n]=Σi=0M-1Si[n]ej2πTMki;0≤K≤M-1]]>现在参考图3，在此示出一种DFT信道化器的方框图，在图3中，Ei(z)s代表Ho(z)的多相组分。因此，Hi(z)=Σi=0m-iz-1Ei(zm)]]>其中ei(n)＝hi[nM+i] 0≤i≤M-1现有技术DFT信道化器的主要限制在于它对频率范围
中每个信道进行信道化；即使这些信道中只有一个子集可能被实际需要。例如，在利用7/21频率复用计划的大多数蜂窝系统中，每个基站只利用每七个无线电信道当中的一个。因此，接收机只需要对每第七个信道进行信道化。
现在参考图4，在此示出本发明的一种副采样DFT信道化器的方框图。对于副采样的DFT信道化器，假定只有每第L个输出信道必须被计算并且信道M的总数是L的整倍数，因此，M＝L×r其中r是某个正整数。
从离散宽带信号X(n)，副采样DFT信道化器只计算所希望的信道。
{c0[n]，cL[n]，c2L[n]，…，cM-L[n]}比较图4和图3，我们看到副采样DFT信道化器用时间混叠方框和
点IDFT替代M点IDFT，时间混叠方框和
点IDFT的组合的复杂性远小于M点IDFT的复杂性。
时间混叠方框的输出是从按照下式的多相滤波器的输出构成的，
0≤i≤Q-1，其中
和
0≤K≤Q-1在图5的副采样DFT信道化器中
点IDFT的Q输出是{r0[n]，rL[n]，r2L[n]，…，rm-L[n]}，(即，在图3中IDFT方框的第L个输出)。
同样，在图5中副采样DFT信道化器的最后输出是{c0[n]，cL[n]，c2L[n]，…，cm-L[n]}，(即，图3中DFT信道化器的每第L个最后输出)。
例如，让我们考虑一个近似10MHZ的带宽的模拟信号X(n)，并且让我们假定每个无线电信道符合D-AMPS标准。尤其是，信道间隔是fcs＝30KHZ。而且，让我们假定采用7/21频率复用方式，因此，只有每第七个信道需要从X(n)中抽出，即，L＝7。
如果A/D变换器的采样频率设置为Fs＝34.02MHZ，则整个图3的DFT信道化器可用于在X(n)中每隔30KHZ频率抽取一次。在这种情况下，总的信道数为
。规模为1134的IDFT需要由DFT信道化器每隔
秒执行一次。因为1134是一个高的非素数，Dooley-Tukey FFT算法可用来有效地计算此IDFT。
换一种方法，图4的副采样DFT信道化器可用于从X(n)中抽取只需每第7信道一次(即，如果A/D变换器的采样频率设置为Fs＝34.02MHZ，L＝7)。在这种情况下，162点IDFT需要由副采样DFT信道化器每隔
秒执行一次(因为
)1134点IDFT的复杂性是162点IDFT的复杂性的大约七倍。
现在回过来参考图4，离散宽带信号X[n]由多相滤波器组100采样和滤波以产生序列Si[n]。Si[n]信号的每个分支由L在105产生时间混叠以产生新序列zi[n]。
点IDFT110取自序列zi[n]，得到序列ri[n]，此序列与载波信号序列ejWrNn在混频器115混合；其中
，从宽带信号得到所选的信道。
在副采样DFT信道化器中的
点IDFT可利用任何已知的计算DFT/IDFT的快速算法算得。这些算法包括基数为2的FFT算法，Cooley-TukeyFFT算法，Wionogard素数长度FFT算法，以及素数因子FFT算法，取决于
的精确值，一种计算IDFT的特定算法可能是更有效些。因此，副采样DFT信道化器的自由参数(例如，Fs和M)可以如此选取，使得利用一些特定的FFT/IFFT算法可以更有效地计算所得到的IDFT，换句话说，这些参数可被选择成得到一种可被有效地计算的IDFT的规模。
例如，如果
是一个高的非素数，则Cooley-Tukey FFt算法可被用来有效地计算所得到的IDFT。否则，如果
是一个素数，则Winograd素数长度FFT算法可用来有效地计算所得到的IDFT。最后，如果
是4的幂数，基数为4的FFT算法可用来有效地计算所得到的IDFT。
虽然本发明的方法和设备的一种最佳实施方案已在附图中作了说明并在上面的详述中作了描述，应该理解，本发明并非限于所公开的实施方案，而是能够有许多重新的安排，修改，和替换，而不偏离由以下的权利要求所提出并规定的本发明的精神。
权利要求
1.一种接收机，包括将接收到的信号变换为模拟基带信号的装置；将模拟基带信号变换为数字基带信号的模数变换器；和从数字基带信号抽取多个所选的，均匀间隔信道的副采样DFT信道化器。
2.根据权利要求1的接收机，其中副采样DFT信道化器包括用于抽取第一序列信号的多个多相滤波器；用于将第一序列信号时间混叠产生第二序列信号的装置；用于从第二序列信号计算多个所选的，均匀间隔信道的IDFT系数的
点逆离散富里叶变换；和用于将IDFT系数与载波信号序列组合以提供多个所选的，均匀间隔信道的装置。
3.根据权利要求2的接收机，其中第一序列信号包括数字基带信号内的每个信道。
4.根据权利要求2的接收机，其中第二序列信号只包括许多等于所选的，均匀间隔信道数目的信号。
5.根据权利要求1的接收机，其中副采样的DFT信道化器可从数字基带信号中抽取任何第一信道。
6.一种处理宽带信号的信道化器，包括接收宽带信号的装置；从接收到的宽带信号内的多个信道中抽取许多所选的，均匀间隔信道的副采样DFT信道化器；和输出所选的，均匀间隔信道的装置。
7.根据权利要求6的信道化器，其中副采样DFT信道化器包括用于抽取第一序列信号的多个多相滤波器；
按照
点逆离散富里叶变换处理第二序列信号以获得所选数量的均匀间隔信道的IDFT系数；和将IDFT系数与载波信号序列混合以获得所选数量的均匀间隔信道。
14.根据权利要求11的方法，其中抽取步骤进一步包括以下步骤将宽带信号滤波以抽取多个信道中每一个；从所抽取的多个信道中确定所选数量的均匀间隔信道的IDFT系数；和将IDFT系数与载波信号序列混合以获得所选数量的均匀间隔信道。
全文摘要
公开了一种接收机和处理宽带信号的信道化器。信道化器由接收宽带信号的接收机组成,所接收到的宽带信号由副采样DFT信道化器处理,从接收到的宽带信号内的多个信道中提取所选数量的均匀间隔信道,然后这些担取出的均匀间隔信道被输出供接收机进一步处理。
文档编号H04B1/66GK1269067SQ98808635
公开日2000年10月4日 申请日期1998年8月27日 优先权日1997年8月29日
发明者K·C·赞吉 申请人:艾利森公司