专利名称：相位控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种作为白炽灯的调光装置而使用的相位控制装置。
背景技术：
一直以来，作为白炽灯的调光装置，使用应用了双方向3端子的半导体开关元件(以下，称为三端双向可控硅开关元件(TRIAC))的相位控制装置。在图22A～22C中示出了现有一般的相位控制装置的电路构成。
相位控制装置是具有与工业交流电源AC和负载(白炽灯)LA的串联电路连接的2个端子的结构。如图22A所示，三端双向可控硅开关元件Q1，通过电抗元件L与工业交流电源AC和作为负载的白炽灯LA的串联电路并联连接。触发电路T包括由电阻R1、可变电阻2和电容器C1的串联电路构成并连接在三端双向可控硅开关元件Q1的两端间的定时电路；在电容器C1和可变电阻R2的连接点与三端双向可控硅开关元件Q1的门极端子之间连接的二端交流开关元件(DIAC)Q5；在可变电阻R2和电容器C1的串联电路的两端间连接并限制两端电压为一定的定电压二极管ZD1和ZD2的反向串联电路。在图22B所示的相位控制装置中，使用应用了SBS(硅双通开关Silicon bilateral switch)Q5’的触发电路T，来代替二端交流开关元件Q5。
这些现有的相位控制装置中，通过电阻R1和可变电阻R2而被充电的电容器C1的电压，当达到二端交流开关元件Q5的转折电压时，或者附加到与SBSQ5’的门极连接的定电压二极管ZD3的阴极上的电压超过齐纳电压并在SBSQ5’流过门极电流时，二端交流开关元件Q5或SBSQ5’导通，将电容器C1的电荷作为三端双向可控硅开关元件Q1的门电流I而放出，使三端双向可控硅开关元件Q1导通。
另一方面，图22C所示现有的相位控制装置是这样构成的，即不用二端交流开关元件和SBS，利用晶体管Q6，通过二极管电桥DB从规定的相位角到零交叉使三端双向可控硅开关元件Q1的门电流连续流动。
在这些相位控制装置中，在已设定的相位角使三端双向可控硅开关元件Q1导通，使白炽灯LA的负载电流流过三端双向可控硅开关元件Q1。因此，在相位角为90°附近时，表示负载电流非常急剧上升。特别是，由于三端双向可控硅开关元件Q1导通时的di/dt大，有产生高频噪音(150KHz-30MHz)的危险。在白炽灯LA，由于急剧的负载电流的影响，有灯丝振动产生音响噪音的可能。
作为其对策，一般的相位控制装置，如图示那样，在相对于白炽灯LA和交流电源AC的串联电路间并联连接电容器C0(或C0和C0’的串联电路)，同时在白炽灯LA和交流电源AC的串联电路与三端双向可控硅开关元件Q1间连接电抗元件L，由此使负载电流的上升缓和，减少上述噪音的发生。
可是，在现有的相位控制装置中，为了使噪音的级别减低到满足IEC标准等规格值的级别，非常大的电抗元件是必要的。由此，相位控制装置整体大型化。另外，电抗元件L本身会发生音响噪音，或产生热。在负载容量大的相位控制装置中其倾向显著。
因此，根据日本专利第2507848号和日本专利第2920771号等，作为相位控制元件，使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘门型双极晶体管)、功率晶体管等的开关元件，代替三端双向可控硅开关元件和半导体开关元件。
但是，由于MOSFET等的开关元件的导通电阻比三端双向可控硅开关元件大，必须使散热构造大型化，结果相位控制装置的大型化不可避免。并且，为了形成和三端双向可控硅开关元件相同的导通电阻，必须使开关元件本身大型化，随着开关元件的大型化，成本变高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种即使是连接容量大的负载(白炽灯)的情况下也能降低高频噪音的发生、同时达到小型且低成本的相位控制装置。
为了达到上述目的，本发明的相位控制装置连接在交流电源和白炽灯之间，进行白炽灯的调光，具有第1开关元件，由反向阻断3端子半导体开关元件或双方向3端子半导体开关元件构成；负载电压上升装置，并联连接于上述第1开关元件的两端，包含至少1个自灭弧型开关元件，在上述第1开关元件导通之前，使附加在白炽灯的负载电压慢慢上升；控制装置，控制上述第1开关元件和上述负载电压上升装置的驱动。
上述控制装置在相位控制动作时设定倾斜上升期间，驱动控制上述负载电压上升装置，从预先设定的规定的相位角起使附加在白炽灯的负载电压慢慢上升，经过该倾斜上升期间后，使上述第1开关元件导通。
根据需要，还具备负载电流检测装置，在上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通时，检测通过上述自灭弧型开关元件而流动的负载电流，上述控制装置比较由上述负载电流检测装置检测出的负载电流值和预先设定的基准值，从该比较结果选择使上述第1开关元件和上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的形式。
根据这种结构，使用反向阻断3端子半导体开关元件或双方向3端子半导体开关元件作为第1开关元件，使用IGBT或MOSFET等作为负载电压上升装置的自灭弧型开关元件，在第1开关元件导通前控制驱动自灭弧型开关元件，使负载电压慢慢上升，从而低噪音化成为可能。
由于根据负载电压上升装置的自灭弧型开关元件接通时检测出的负载电流级别，选择使第1开关元件和负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的形式，例如，在负载电流是短路电流时停止相位控制，所以能防止开关元件的破坏。并且，能从过大的冲击电流引起的破坏中保护相对于白炽灯通电开始时流动的冲击电流弱的IGBT或MOSFET等自灭弧型开关元件。其结果是可用相对于冲击电流容量小、小型且低成本的IGBT或MOSFET，能使相位控制装置小型化。
图1是表示本发明第1实施例的相位控制装置的结构的电路图；图2是表示上述第1实施例使用的比较基准电压值的视图，Imax是对应于实际破坏IGBT的界限电流值的比较基准电压值，Imax1是对应于作为相应于界限电流值Imax的富裕值的短路电流值的比较基准电压值，Imax2是与预测IGBT被冲击电流破坏的过大的冲击电流值相对应的比较基准电压值；图3A是检测过大的冲击电流时的波形图；图3B是检测短路电流时的波形图；
图3C是检测正常冲击电流时的波形图；图4是上述第1实施例的相位控制装置的动作流程图；图5A是表示上述第1实施例的相位控制时负载电压变化的曲线图；图5B是表示上述第1实施例的相位控制时IGBT损失的曲线图；图6A是表示上述第1实施例的提供给IGBT的控制信号电压的波形的一例的曲线图；图6B是表示上述第1实施例的提供给IGBT的控制信号电压的波形另一例的曲线图；图7A上述第1实施例的第1变形例的、使电流感应下的IGBT导通的相位角在90度附近的情况的波形图；图7B是上述第1变形例的、使电流感应下的IGBT导通的相位角在零交叉附近的情况的波形图；图8A是表示上述第1实施例的第2变形例的、在预热时间的IGBT的导通角的波形图；图8B是表示上述第2变形例的、检测过大的冲击电流时的动作的波形图；图9是上述第1实施例的第3变形例的动作流程图；图10A是表示上述第3变形例的预热期间是一次时的动作的波形图；图10B是表示上述第3变形例的预热期间是多次时的动作的波形图；图11是表示上述第1实施例的第4变形例的电流感应期间的波形图；图12是表示上述第1实施例的第4变形例的IGBT的短时间导通驱动的相位角和界限电流值、短路电流值、冲击电流值的关系的波形图；图13是上述第4变形例的动作流程图；图14是表示上述第4实施例的电流感应期间的IGBT的导通相位角的变化的波形图；图15是表示本发明第2实施例的相位控制装置的结构的电路图；图16A是表示第1实施例的相位控制装置的三端双向可控硅开关元件的导通电压、和IGBT的导通电压及2个二极管的导通电压的和的电位差ΔV1的波形图；图16B是表示第2实施例的相位控制装置的三端双向可控硅开关元件的导通电压、和IGBT的导通电压及1个二极管的导通电压的和的电位差ΔV2的波形图；图17是表示本发明第3实施例的相位控制装置的结构的电路图；图18中A是表示第3实施例中流过白炽灯的负载电流的波形的视图；B是表示第3实施例中在倾斜上升期间的第4开关元件中流动的电流波形的视图；C是第3实施例中在第2开关元件或第3开关元件中流动的电流波形的视图；图19是表示第3实施例的相位控制装置的三端双向可控硅开关元件的导通电压、和IGBT的导通电压及二极管的导通电压的和的电位差ΔV3的波形图；图20是表示本发明第3实施例变形例的相位控制装置的结构的电路图；图21是表示本发明第4实施例的相位控制装置的结构的电路图；图22A是表示现有例的相位控制装置的结构的电路图；图22B是表示其他现有例的相位控制装置的结构的电路图；图22C是表示另外其他现有例的相位控制装置的结构的电路图。
具体实施例方式
(第1实施例)图1表示本发明第1实施例的相位控制装置1A的电路结构。相位控制装置1A包括构成第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1；通过二极管电桥DB与三端双向可控硅开关元件Q1的两端间连接并构成自灭弧型的第2开关元件的IGBTQ4和检测电流用的分路电阻R6的串联电路；控制这些三端双向可控硅开关元件Q1和IGBTQ4的驱动的控制部10；设定白炽灯LA的照度比(调光级别)的外部输入部2等。并且，相位控制装置1A连接在交流电源AC的一端和白炽灯LA的一端之间。图1中，C3表示作为IGBTQ4控制端的门极内的电容量，R3表示连接到门极的电阻。二极管电桥DB和IGBTQ4等，具有作为负载电压上升装置的功能，在作为第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1导通前，使附加到白炽灯LA的负载电压慢慢上升。
还有，也可以使用反向阻断3端子半导体开关元件，代替三端双向可控硅开关元件Q1，也可以使用电流检测用元件(变流器、霍尔元件)，代替分路电阻R6。
控制部10由电源电路11、CPU电路12、D/A转换电路13和驱动电路14构成。电源电路11具有这样的功能，即将二极管电桥DB的整流输出电压变换成规定的直流电压而作为电源向各部供给的同时，检测交流电源电压的零交叉。CPU电路12从电源电路11接受电源供给并动作，为了驱动控制三端双向可控硅开关元件Q1和IGBTQ4，计算相位控制角，使白炽灯LA的照度比为设定值，根据从电源电路11来的零交叉检测信号ZS生成与其对应的信号。D/A转换电路13将从CPU电路12作为IGBTQ4的驱动用而输出的数字控制信号变换成模拟控制信号电压。驱动电路14将由CPU电路14输出的信号作为单发的触发脉冲供给到三端双向可控硅开关元件Q1的门极。还有，电源电路11备有蓄电用的平滑电容器等，在三端双向可控硅开关元件Q1或IGBTQ4的导通时也进行电源供给。
下面，说明第1实施例的相位控制装置1A的动作。首先，在相位控制动作处于断开状态的待机中的情况下，从交流电源AC通过白炽灯LA和二极管电桥DB，在全相位中或限定的相位期间中电流在电源电路11中流动。在电源电路11，将电源供给到CPU电路12，同时进行零交叉检测，将该零交叉检测信号ZS提供给CPU电路12。CPU电路12根据从电源电路11来的零交叉检测信号ES计算零交叉位置。
并且，从外部输入部2输入导通动作信号和对应于设定照度比的设定信号时，CPU电路12通过计算求出得到由外部输入部2设定的白炽灯LA的照度比的相位角，同时根据零交叉检测信号ZS，在交流电源AC的每半周期输出在规定的相位角α处短时间导通驱动IGBTQ4的控制信号电压。关于规定的相位角α后面叙述。
CPU电路12在IGBTQ4的导通期间，通过二极管电桥DB和IGBTQ4，检测在分路电阻R6流动的负载电流的大小，作为由对应于电流值的分路电阻R6引起的电压下降。并且，CPU电路12比较已检测的电压下降的值和比较基准电压值，判断是否流过与实际上将IGBTQ4破坏的界限值相当的大小的电流，是否流过相对于该界限值虽然还有富裕、但是比白炽灯LA的冲击电流大的短路电流，或者是否流过大到预测可破坏IGBTQ4的程度的大的冲击电流。
具体地说，在CPU电路12，为了比较与由分路电阻R6检测的电流值Iinput对应的电压值，设定实际上由对应于外部输入部2设定的相位角流过的冲击电流的值和以进行电流感应(センシング)的相位角α流过的电流的相关关系决定的比较基准电压值。作为该比较基准电压值，设定有与如图2所示的IGBTQ4实际上被破坏的界限电流值Imax对应的比较基准电压值、与作为相对于该界限电流值Imax的富裕值的短路电流值Imax1对应的比较基准电压值、与预测IGBTQ4被冲击电流破坏的过大的冲击电流值Imax2相对应的比较基准电压值。
作为检测在分路电阻R6流动的电流用的电流感应期间A，例如如图3A～3C所示，分配为交流电源AC的2周期。在该电流感应期间A，CPU电路12按照图4所示的流程图进行过电流检查。
在交流电源AC的各半周期的规定的相位角α短时间导通驱动IGBTQ4时(S1)，开始在分路电阻R6流动的电流值Iinput的过电流检查(S2)。并且，比较对应于由分路电阻R6检测出的电流值Iinput的电压、和对应于上述各电流值Imax、Imax1、Imax2的比较基准电压(S3)。如图3A所示，在电流值Iinput比冲击电流值Imax2大，而且比短路电流值Imax1小时，CPU电路12例如将电流感应期间A之后的2个周期的期间设定为预热时间B(S4)。CPU电路12驱动控制驱动电路14，在预热时间B的每半个周期中。输出在对应调光控制而设定的相位角附近导通三端双向可控硅开关元件Q1用的触发信号。
在上述预热时间B，CPU电路12通过计算求出得到由外部输入部2设定的白炽灯LA的照度比的相位角，根据零交叉检测信号ZS，在上述相位角附近的规定相位角β处导通三端双向可控硅开关元件Q1。因此，通过三端双向可控硅开关元件Q1电流在白炽灯LA流动，预热白炽灯LA。根据该预热，减低冲击电流后，向对应于通常动作C的控制转移(S5)。
在通常动作C中，CPU电路12根据零交叉检测信号ZS，以得到由外部输入部2设定的白炽灯LA的照度比的相位角，通过D/A转换电路13输出驱动IGBTQ4的控制信号电压。在该驱动中，进行控制，如图5所示的曲线L1那样，使通过IGBTQ4和二极管电桥DB附加的白炽灯LA的两端电压(负载电压)慢慢上升。
将包含该上升期间的IGBTQ4的驱动期间(图3A或图3C的期间“a”)设定在导通三端双向可控硅开关元件Q1之前，在最终IGBTQ4完全是导通状态(饱和状态)后，再通过驱动电路14将触发用脉冲信号提供给三端双向可控硅开关元件Q1的门极，由此转移到导通三端双向可控硅开关元件Q1的期间(图3A或图3C的期间“b”)后结束。
三端双向可控硅开关元件Q1的导通期间持续到成为保持电流以下的交流电源AC的电压零交叉附近。通过在交流电源电压的每半个周期重复这一连串的动作，由此将相位控制的电力供给到白炽灯，调光到由外部输入部2设定的照度比。
另外，在电流感应期间A，控制驱动作为第2开关元件的IGBTQ4，使负载电流缓缓上升也可以。由此，可防止在IGBTQ4中一下流过电流，在达到界限电流之前，可以确实检测出短路电流或者过大的冲击电流，可以保护开关元件。
CPU电路12在上述IGBTQ4的驱动期间，为了以规定的图形使附加到白炽灯LA的电压(负载电压)平滑地变化，生成驱动IGBTQ4用的控制信号。例如，通过根据加在IGBTQ4的门极的控制信号电压控制IGBTQ4的两端电压的方法，说明控制附加在白炽灯LA的电压的情况。CPU电路12将IGBTQ4的驱动期间分成多个区间。在各自区间生成对应于附加在IGBTQ4门极上的控制信号电压的数字控制信号。该按分时(时系列)生成的数字控制信号由D/A转换电路13变换成模拟控制信号电压后，附加到IGBTQ4的门极。IGBTQ4由模拟控制信号电压驱动，使驱动期间的上升中的负载电压如图5A所示的直线L2那样上升，或如该图所示的曲线L1那样以非线性上升。
图6A表示为了使负载电压直线上升而加在IGBTQ4的门极的控制信号电压的变化图形。图6B表示为了使负载电压非线性上升而加在IGBTQ4的门极的控制信号电压的变化图形。
在图5B，曲线L3表示沿图5A所示的直线L2使负载电压上升时的切换损失，曲线L4表示沿图5A所示的曲线L1使负载电压上升时的切换损失。两者进行比较可知，使负载电压上升的时间越短，切换损失越小，发热量就越少。
如图3B所示，在电流感应期间A，通过多个周期，当由分路电阻R6检测出的电流值Iinput超过短路电流值Imax1时，CPU电路12停止相位控制动作，成为动作停止模式(S6)，也可以在控制部1设置报警器，向外部通知动作停止模式。
在电流感应期间A中任一个半周期，当由分路电阻R6检测出的电流值Iinput超过界限电流值Imax时，CPU电路12判断短路，立刻进行进入动作停止模式的处理。那时，IGBTQ4的遮断时间滞后部分，作为富裕值预先设定在界限电流值Imax中。
另一方面，在连接小容量的白炽灯LA时，在电流感应期间A，由分路电阻R6检测出的电流值Iinput比冲击电流值Imax2小。因此，如图3所示，电流感应期间A结束时，CPU电路12立刻进行对应于上述通常动作C的控制动作(S7)。
这样，根据第1实施例的相位控制装置，由于在动作开始时设置检测在IGBTQ4流动的电流的电流感应期间A，所以能防止负载侧短路或由冲击电流引起的开关元件破坏。在通常动作时，由于通过IGBTQ4进行在时间轴上分割的波形控制，所以能减低噪音的发生。
可是，如图7A所示，在电流感应期间A，在交流电源AC的电压高的相位角(例如90度附近)使IGBTQ4导通时，那时流动的冲击电流或短路电流成为达到界限电流值Lmax那样大的值，在电流感应用的短时间导通中，有破坏IGBTQ4的可能性。
那时，如图7B所示，使将电流感应期间的IGBTQ4导通的相位角α为低相位角、即交流电源电压的零交叉附近也可以。因此，可以使电流感应用的短时间导通中流动的冲击电流或短路电流为不破坏IGBTQ4的级别的电流Is。在交流电源电压的零交叉附近的低相位角区域，由于实际的冲击电流和比较基准电压值的相对比率变高，所以能更可靠防止电流感应中的IGBTQ4的破坏。
如图8B所示，在电流感应期间A经过后的预热时间B，也可以使导通角依次增大那样进行控制。图8A是将图8B的预热时间B的波形放大后的波形。图8A的Imax11～Imax14表示在各导通角T1～T4的电流值的峰值。
如图8A和图8B所示，使三端双向可控硅开关元件Q1的每个各半周期的导通角(投入相位角)T1、T2、T3、T4......在从预热时间B开始时到结束为止的期间依次增大，接近与设定的照度比对应的相位角，由此能使在对应于通常动作C时的相位控制而设定的相位角附近的冲击电流变小。在设定的相位角是90度附近时，能减低噪音的发生。
由于转移到通常动作C之前的预热时间B的长度是数个周期(在图8B是2个周期)，用户不能判别白炽灯LA成为设定照度的时间，能没有失调感地进行调光的操作。
参照图9的流程图说明这时的CPU电路12的动作。对于和图4所示的流程图共同的部分，省略其说明。
在步骤S3，判断在电流感应期间A用分路电阻R6检测出的电流值Iinput比界限电流值Imax小、而且比冲击电流值Imax2大时，在步骤S4中直到设定预热时间B为止，和图4所示的情况相同，但在预热时间B结束时，CPU电路12再次设定电流感应期间A，在该电流感应期间A使IGBTQ4短时间导通，进行过电流检查(S20)。并且，进行这样的判断处理，即是否对应于IGBTQ4导通时分路电阻R6上流过的电流值Iinput的分路电阻R6的两端电压值比对应于界限电流值Imax的比较基准电压值小，比对应于冲击电流值Imax2的比较基准电压值大(S30)。
在步骤S30的判断处理中，对应于电流值Iinput的分路电阻R6的两端电压值小于对应于冲击电流值Imax2的比较基准电压值时，在步骤S5进行图10A所示的通常动作C。另一方面，对应于电流值Iinput的分路电阻R6的两端电压值大于对应于冲击电流值Imax2的比较基准电压值时，返回步骤S4，如图10B所示，再次进行设定预热时间B的处理。并且，直到在IGBTQ4导通时分路电阻R6上流动的电流值Iinput小于对应于冲击电流值Imax2的比较基准电压值为止，反复进行步骤S4、S20、S30的一连串处理。
这样，在判断冲击电流为过电流的期间反复设定预热时间B和电流感应期间A，若判断在电流感应期间A冲击电流不是过电流时，进行向通常动作C的转移，则能更可靠地防止IGBTQ4等元件或电路的破坏。
还有，若与以前的电流感应时的检测电流值相对应而设定再次设定的预热时间B，则能在短时间内转移到通常动作C。
可是，在从白炽灯LA到相位控制装置1A的配线非常长的情况下，配线阻抗变大，存在即使有短路电流流动，在相位控制装置1A侧的大小也成为和冲击电流相同程度的可能性。那时，为了暂时存储电流感应时的检测电流的检测值Iinput，例如，在CPU电路12内设置由闪存等构成的存储装置(未图示)，利用该存储装置存储的检测值Iinput，进行以下那样的短路电流和冲击电流的判断处理，由此能可靠判断短路电流和冲击电流。
在电流感应期间A，在规定相位角α导通而短时间导通IGBTQ4，在CPU电路12比较那时以流动的电流发生的分路电阻R6的两端电压和预先设定的比较基准电压值，由此判断是否流动着比冲击电流大的过电流或短路电流。那时，CPU电路12在上述存储装置中存储检测值Iinput，同时比较上次电流感应时的检测值Iinput和这次电流感应时的检测值Iinput。在上次检测值Iinput和这次检测值Iinput之间有变化时，例如，两者有一定的差，而该差减少时，判断是由于白炽灯LA通电引起的余热效果而减少的冲击电流。在上次检测值Iinput和这次检测值Iinput之间无差异时，判断是短路电流。在用比较基准电压的判断时，即使判断为过大冲击电流，但由于最终判断为短路电流，进行动作停止的处理，所以能防止元件的破坏。
还有，在最初的电流感应时，由于存储装置中没有存储上次的检测值Iinput，不能进行冲击电流或短路电流的判断。
如图11所示，在电流感应期间A的检测值Iinput小时，将导通IGBTQ4的相位角α变更成相位角α’，使导通IGBTQ4的时间(导通角)变大，也可以在前面的电流感应期间A结束后设定提高白炽灯2A的预热效果的电流感应期间A’。因此，由于检测值Iinput变大，所以能更正确地判断短路电流和冲击电流。那时，在IGBTQ4的直到允许电流最大值的范围内，设定使三端双向可控硅开关元件Q1导通的相位角β。
为了判别冲击电流成为过电流的情况和成为短路电流的情况，也可以设定多个电流感应期间A的驱动IGBTQ4的相位角α(i)。那时，对于多个相位角α(i)，分别设定界限电流值Imax(i)、短路电流值Imax1(i)、冲击电流值Imax2(i)。作为一例，图12示出与3个相位角α(0)、α(1)以及α(2)对应的界限电流值Imax(0)～Imax(2)、短路电流值Imax1(0)～Imax1(2)，冲击电流值Imax2(0)～Imax2(2)。另外，对于CPU电路12的动作，参照图13所示的流程图进行说明。
低相位角短时间投入、即成为电流感应期间A时(S1)，CPU电路12开始过电流检查动作(S2)，在相位角α(0)处短时间导通驱动IGBTQ4。CPU电路12进行将作为分路电路R6两端电压检测的检测电流值Iinput与界限电流值Imax(0)、短路电流值Imax1(0)、冲击电流值Imax2(0)比较的判断处理(S40)。
在步骤S40，在判断Imax(0)＞Iinput＞Imax1(0)、而且Imax1(0)＞Iinput＞Imax2(0)时，CPU电路12进一步判断电流感应期间A是否结束(S50)。在电流感应期间A没有结束时，进行将在下个半周期驱动IGBTQ4的相位角从α(0)变化到α(1)的设定处理(S60)，返回步骤S2。
在步骤S2，在由步骤S60设定的相位角α(1)短时间驱动IGBTQ4。在步骤S40，在判断Imax(1)＞Iinput＞Imax1(1)、且Imax1(1)＞Iinput＞Imax2(1)时，在步骤S60使在下个半周期驱动IGBTQ4的相位角从α(1)变化到α(2)。在设定4个以上相位角时，也同样依次使相位角α(i)变化。图14表示在电流感应期间A使短时间导通驱动IGBTQ4的相位角α(i)变化的状态。
电流感应期间A结束时(在S50为“是”)，在步骤S3的综合判断过程中，根据判断Iinput＞Imax1(i)的结果数、判断Imax1(i)＞Iinput＞Imax2(i)的结果数和判断Iinput＜Imax2(i)的结果数，判别冲击电流是过电流或是短路电流。而在判断检测出短路电流时，CPU电路12停止相位控制动作，成为动作停止模式(S6)。另一方面，在判断冲击电流是过电流时，CPU电路12和图4所示的情况相同，进行设定预热时间B的动作(S4)，在该预热时间B结束时转移到通常动作的控制(S5)。
在步骤S40判断Iinput＜Imax2(0)时，在综合判断过程(S3)中立刻转移到通常动作的控制(S7)。在Iinput＞Imax(0)时，当然立刻停止动作。还有，在步骤S3进行综合判断时，例如，可以采用判断结果数是最多的判断结果，作为判断结果。
(第2实施例)图15表示本发明第2实施例的相位控制装置1B的电路结构。相位控制装置1B包括构成第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1；相互的导通方向是反向的、并与三端双向可控硅开关元件Q1的两端间串联连接的、自灭弧型的构成第2开关元件的IGBTQ2和构成第3开关元件的IGBTQ3；与作为第2开关元件的IGBTQ2反向并联连接的第2二极管D2；与作为第3开关元件的IGBTQ3反向并联连接的第1二极管D1；控制三端双向可控硅开关元件Q1、IGBTQ2和IGBTQ3的驱动的控制部10；设定白炽灯LA的照度比(调光级别)的外部输入部2等。这里，所谓“反向并联”是指第1二极管D1和第2二极管D2的导通方向分别与并联连接的IGBTQ3和IGBTQ2的导通方向相反的意思。IGBTQ2、IGBTQ3、第1二极管D1和第2二极管D2等具有负载电压上升装置的功能，在作为第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1导通前，使附加在白炽灯LA的负载电压慢慢上升。
IGBTQ2的集电极与三端双向可控硅开关元件Q1的一端连接，发射极接地。IGBTQ3的集电极与三端双向可控硅开关元件Q1的另一端连接，发射极接地。在IGBTQ2的集电极上连接第2二极管D2的阴极，第2二极管D2的阳极与IGBTQ2的发射极连接。同样在IGBTQ3的集电极上连接第1二极管D1的阴极，第1二极管D1的阳极与IGBTQ3的发射极连接。并且，IGBTQ2和IGBTQ3的门极分别与控制部10的D/A转换电路13连接。还有，在作为第2和第3开关元件使用MOSFET时，第1和第2二极管D1和D2可以分别利用MOSFET的寄生二极管。
控制部10具有和图1所示的第1实施例的相位控制装置1A大致相同的结构，不同点是CPU电路12驱动控制三端双向可控硅开关元件Q1、IGBTQ2和IGBTQ3。
以下，说明第2实施例的相位控制装置1B的动作。首先，在相位控制动作处于断开状态的待机中时，从交流电源AC通过白炽灯LA而在电源电路11中流动电流。在电源电路11，在将电力提供给CPU电路12的同时进行零交叉检测，将该零交叉检测信号ZS提供给CPU电路12，CPU电路12利用从电源电路11来的零交叉检测信号ZS计算零交叉位置。
并且，从外部输入部2输入导通动作信号和对应于设定照度比的设定信号时，CPU电路12通过计算求出得到由外部输入部2设定的白炽灯LA的照度比的相位控制角。根据零交叉检测信号ZS，以对应于上述相位控制角的交流电源电压的规定相位角，通过D/A转换电路13输出对应于交流电源电压的极性而驱动IGBTQ2或IGBTQ3的控制信号电压。
在该驱动中，进行控制，使通过IGBTQ2和第1二极管D1或IGBTQ3和第2二极管D2附加的白炽灯LA的两端电压(负载电压)如图5A所示的曲线L1那样慢慢上升。即，在交流电源AC的与白炽灯LA连接的一侧为负极的半周期(以下称为“正半周期”)，驱动控制作为第2开关元件的IGBTQ2，在由交流电源AC、IGBTQ2、第1二极管D1、白炽灯LA构成的路径(闭电路)中电流流动。另一方面，交流电源AC的与白炽灯LA连接的一侧为正极的半周期(以下称为“负半周期”)，驱动控制作为第3开关元件的IGBTQ3，在由交流电源AC、白炽灯LA、IGBTQ3、第2二极管D2构成的路径(闭电路)中电流流动。这样，通过使在各闭电路中流动的电流慢慢增加，能使白炽灯LA的两端电压(负载电压)缓慢地上升。
在使三端双向可控硅开关元件导通Q1之前设定包含该上升期间的IGBTQ2或IGBTQ3的驱动期间，并在IGBTQ2或IGBTQ3最终完全成为导通状状态(饱和状态)后，通过驱动电路14向三端双向可控硅开关元件Q1的门极供给触发用脉冲信号，从而导通三端双向可控硅开关元件Q1后结束。
并且，三端双向可控硅开关元件Q1的导通期间持续到成为保持电流以下的交流电源AC的电压的零交叉附近。通过在交流电源电压的每个半周期中重复这一连串动作，向白炽灯LA供给被相位控制的电力，调光到由外部输入部2设定的照度比。
CPU电路12在上述驱动期间，为了以规定图形使附加到白炽灯LA的电压(负载电压)平滑地变化，生成用于驱动IGBTQ2和IGBTQ3的控制信号。例如，通过对应于加在IGBTQ2和IGBTQ3的门极的控制信号电压来控制IGBTQ2和IGBTQ3的两端电压的方法，说明控制附加到白炽灯LA的电压的情况。CPU电路12将驱动期间分割成多个区间，在各自的区间生成对应于附加到IGBTQ2或IGBTQ3的门极的控制信号电压的数字控制信号。该按分时(时系列)生成的数字控制信号通过D/A转换电路13变换成模拟控制信号电压后，附加到IGBTQ2或IGBTQ3的门极。IGBTQ2和IGBTQ3由模拟控制信号电压驱动，使驱动期间上升中的负载电压如图5A所示的直线L2那样上升或者如该图所示的曲线L1那样以非线性上升。
还有，为了使白炽灯LA的负载电压直线状上升，可以在IGBTQ2或IGBTQ3的门极附加如图6A所示那样的变化图形的控制信号电压。为了使白炽灯LA的负载电压非线性上升，可以在IGBTQ2或IGBTQ3的门极附加如图6B所示那样的变化图形的控制信号电压。
这样，第2实施例的相位控制装置1B，设定倾斜上升期间T1，从设定的规定相位以时间分割的区间单位导通三端双向可控硅开关元件Q1之前，控制驱动由自灭弧型开关元件构成的第2或第3开关元件(IGBTQ2或IGBTQ3)，通过第2或第3开关元件使附加到白炽灯LA的负载电压倾斜上升(参照图5)，经过该倾斜上升期间T1后，导通三端双向可控硅开关元件Q1，所以能防止自灭弧型开关元件的发热，能使相位控制装置1B小型化。
在第2实施例的相位控制装置1B中，在导通驱动作为第2开关元件的IGBTQ2而形成的闭电路中仅含有第1二极管D1，同样在导通驱动作为第3开关元件的IGBTQ3而形成的闭电路中仅含有第2二极管D2。相对于此，在图1所示的第1实施例的相位控制装置1A中，在导通驱动IGBTQ4而形成的闭电路中含有二极管电桥DB的2个二极管。因此，在第1实施例的相位控制装置1A中，三端双向可控硅开关元件Q1的导通电压(1.3～1.4V)、和IGBTQ4的导通电压(2～3V)及2个二极管的导通电压(0.7V×2＝1.4V)的和的电位差ΔV1(参照图16A)约为2～3V。相对于此，在第2实施例的相位控制装置1B中，由于在闭电路中同时存在的二极管仅是第1二极管D1或第2二极管D2中的任一个，所以其电位差ΔV2(参照图16B)约为1.3～2.3V，能使电位差ΔV2减小一个二极管的导通电压(电压下降)部分的0.7V。
这样在第2实施例的相位控制装置1B中，IGBT必须是2个等，电路结构变得较为复杂，但经过倾斜上升期间T1而点弧导通作为第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1时产生的电位差ΔV变小，即使在连接负载容量大的白炽灯LA时也能抑制高频噪音的产生。
还有，代替D/A转换电路13，也可以在构成控制部10的CPU电路12生成PWM信号，附加于IGBTQ2和IGBTQ3的门极而对门极内部的电容器进行充电，根据该充电曲线变化的方式使控制信号电压变化。除了门极内部的电容器以外，也可以附设将控制信号电压附加到门极用的CR电路。
或者，也可以使用由控制部10控制输出的电流源，通过在分割了驱动期间的多个区间分别控制该电流源的输出电流，从而控制通过电阻R3的电容器C3的充电量。即，IGBTQ2和IGBTQ3由于以门极内部的电容器的充电量进行驱动控制，所以控制电容器C3的充电量可进行高精度的波形整形。
(第3实施例)图17表示本发明第3实施例的相位控制装置1C的电路结构。相位控制装置1C包括构成第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1；通过二极管电桥DB与三端双向可控硅开关元件Q1的两端间连接、构成自灭弧型第4开关元件的IGBTQ4；相互的导通方向为反向并串联连接在三端双向可控硅开关元件Q1两端间、构成第2开关元件的IGBTQ2和构成第3开关元件的IGBTQ3；控制这些三端双向可控硅开关元件Q1、IGBTQ2、IGBTQ3和IGBTQ4驱动的控制部10；设定白炽灯LA的照度比(调光级别)的外部输入部2等。IGBTQ2和IGBTQ3的门极分别通过电阻R4与控制部10的驱动电路14连接。IGBTQ2、IGBTQ3、IGBTQ4、二极管电桥DB等具有负载电压上升装置的功能，在导通作为第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1之前，使附加在白炽灯LA的负载电压慢慢上升。
下面，说明第3实施例的相位控制装置1C的动作。但是，由于相位控制动作处于断开状态的待机中的动作、以及倾斜上升期间T1的动作和图1所示的第1实施例的相位控制装置1A相同，省略其说明。
图18A表示在白炽灯LA中流动的负载电流的波形。图18B表示在倾斜上升期间的作为第4开关元件的IGBTQ4中流动的电流的波形。图18C表示在作为第2开关元件的IGBTQ2或作为第3开关元件的IGBTQ3中流动的电流的波形。
如图18A～18C所示，控制部10的CPU电路12在经过倾斜上升期间T1后，IGBTQ4最终成为完全导通状态(饱和状态)时，在交流电源电压的正半周期，通过驱动电路14将触发用脉冲信号提供给IGBTQ2的门极，在交流电源电压的负半周期也通过驱动电路14将触发用脉冲信号提供给IGBTQ3的门极。其结果是IGBTQ2和IGBTQ3分别仅以极短的时间Tx被导通驱动，然后将触发用脉冲信号提供给三端双向可控硅开关元件Q1的门极，导通三端双向可控硅开关元件Q1。
并且，三端双向可控硅开关元件Q1的导通期间持续到成为保持电流以下的交流电源AC的电压的零交叉附近。通过在交流电源电压的每个半周期重复这一连串动作，向白炽灯LA供给被相位控制的电力，调光到由外部输入部2设定的照度比。
这里，在作为第2开关元件的IGBTQ2导通驱动时，在由交流电源AC、IGBTQ2、地面、电源电路11、构成二极管电桥DB的1个二极管、白炽灯LA构成的路径(闭电路)中电流流动。另一方面，在作为第3开关元件的IGBTQ3导通驱动时，在由交流电源AC、白炽灯LA、IGBTQ3、地面、电源电路11、构成二极管电桥DB的1个二极管构成的路径(闭电路)中电流流动。无论在哪个闭电路中，都仅介入有构成二极管电桥DB的二极管中的一个二极管。
这样，第3实施例的相位控制装置1C也和如图1所示的第1实施例的相位控制装置1A相同，设定倾斜上升期间T1，从设定的规定相位以时间分割的区间单位导通三端双向可控硅开关元件Q1之前，控制驱动自灭弧型的作为第4开关元件的IGBTQ4，使通过IGBTQ4附加到白炽灯LA的负载电压倾斜上升(参照图5)，从而能防止自灭弧型开关元件的发热，能使相位控制装置1C小型化。
在该倾斜上升期间T1经过后，点弧导通三端双向可控硅开关元件Q1之前，由于仅以短时间Tx导通驱动自灭弧型的作为第2开关元件的IGBTQ2或作为第3开关元件的IGBTQ3，所以能将电流流动路径(闭电路)中二极管个数从2个减少到1个。其结果如图19所示，能使三端双向可控硅开关元件Q1的导通电压、和IGBTQ2或IGBTQ3的导通电压及二极管的导通电压的和的电位差ΔV3减小，即使在连接负载容量大的白炽灯LA的情况下，也能抑制高频噪音的产生。
IGBTQ2和IGBTQ3与倾斜上升期间T1相比，由于仅以极短的时间Tx控制驱动，所以能使用元件容量非常小的物件，能使相位控制装置1C小型化和低成本化。
第3实施例的相位控制装置1C中，由于以构成二极管电桥DB的二极管兼用作第2实施例的相位控制装置1B的第1二极管D1和第2二极管D2，因此零件个数削减能使电路结构简单化和成本降低。还有，作为自灭弧型第4开关元件而使用了IGBTQ4，但使用MOSFET代替IGBT，也能得到同样效果。
图20表示第3实施例的变形例的相位控制装置1C’。如图20所示，通过在交流电源AC和三端双向可控硅开关元件Q1之间插入作为电抗元件的电抗元件L，虽然电路结构略微复杂一些，但能进一步抑制高频噪音。而且，因为减少介于电流流动的闭电路中的二极管个数，使三端双向可控硅开关元件Q1的导通电压、和IGBTQ2或IGBTQ3的导通电压及二极管的导通电压和的电位差ΔV3减小，所以作为电抗元件能使用电感值小的物件，能回避相位控制装置1C’的大型化。
(第4实施例)图21表示本发明第4实施例的相位控制装置1D的电路结构。相位控制装置1D是在第3实施例的相位控制装置1C中设置第1实施例所示的电流检测用的分路电阻R6。作为第4开关元件使用MOSFETQ4代替IGBT，和该MOSFETQ4串联连接着分路电阻R6。IGBTQ2、IGBTQ3、MOSFETQ4、二极管电桥DB2等具有负载电压上升装置的功能，在导通作为第1开关元件的三端双向可控硅开关元件Q1之前，使附加到白炽灯LA的负载电压慢慢上升。
CPU电路12在MOSFETQ4导通期间，检测出通过二极管电桥DB和MOSFETQ4而在分路电阻R6上流动的负载电流的大小，作为对应于电流值的分路电阻R6引起的电压下降。并且，CPU电路12比较检测出的电压下降的值和比较基准电压值(阈值)，根据与阈值的大小关系改变倾斜上升期间T1后的控制内容。这里，作为阈值，在CPU电路12内的存储部(未图示)中设定对应于非常大的负载电流的第1比较基电压、和对应于三端双向可控硅开关元件1的保持电流以下的非常小的负载电流的第2比较基准电压。
CPU电路12将由分路电阻R6检测出的检测信号的电压值与第1比较基准电压和第2比较基准电压进行比较。而在检测信号的电压值超过第1比较基准电压时，和上述第3实施例的相位控制装置1C相同，经过倾斜上升期间T1后，仅短时间Tx导通作为第2开关元件的IGBTQ2或作为第3开关元件的IGBTQ3后，进行导通三端双向可控硅开关元件Q1的控制。在检测信号的电压值在第1比较基准电压以下、且在第2比较基准电压以上时，和第1实施例的相位控制装置1A相同，在经过倾斜上升期间T1后，进行导通三端双向可控硅开关元件Q1的控制。而在检测信号的电压值低于第2比较基准电压时，经过倾斜上升期间T1后，代替三端双向可控硅开关元件Q1，由MOSFETQ4进行使负载电流流动的控制。
即，在连接大负载电流流动的白炽灯LA时，进行和第2实施例同样的控制，由此能减低高频噪音。在连接比较小的负载电流流动的白炽灯LA时，通过省略第2或第3开关元件(IGBTQ2、Q3)的驱动控制，可以抑制多余的发热。在连接低于三端双向可控硅开关元件Q1的保持电流那样的非常小的负载电流流动的白炽灯LA时，由于通过三端双向可控硅开关元件Q1不能使负载电流流动，所以代替三端双向可控硅开关元件Q1，通过MOSFETQ4能使负载电流流动，能提供可对应于各种容量的白炽灯LA的相位控制装置ID。
还有，本发明的范围并不限定于从上述第1到第4的各实施例以及那些实施例的变形例，当然可以将这些特征适当组合。
本申请是根据日本专利申请2003-185744及2003-284185，其内容通过参照上述专利申请的说明书和附图，从结果来看应与本申请发明合为一体。
本申请发明虽然根据参照附图的实施例充分记载，但有该领域通常知识的专业技术人员都会明白，还可以有各式各样的变更或变形。那样的变更或变形并不脱离本申请发明的范围，应解释成包含在本申请发明的范围内。
权利要求
1.一种相位控制装置，连接在交流电源和白炽灯之间，进行白炽灯的调光，其特征是具有第1开关元件，由反向阻断3端子半导体开关元件或双方向3端子半导体开关元件构成；负载电压上升装置，并联连接于上述第1开关元件的两端，包含至少1个自灭弧型开关元件，在上述第1开关元件导通之前，使附加在白炽灯的负载电压慢慢上升；控制装置，控制上述第1开关元件和上述负载电压上升装置的驱动，上述控制装置在相位控制动作时设定倾斜上升期间，驱动控制上述负载电压上升装置，从预先设定的规定的相位角起使附加在白炽灯的负载电压慢慢上升，经过该倾斜上升期间后，使上述第1开关元件导通。
2.如权利要求1所述的相位控制装置，其特征是上述负载电压上升装置具有自灭弧型的第2开关元件和第3开关元件，串联连接于上述第1开关元件的两端，相互的导通方向为反向；第1二极管，与上述第3开关元件反向并联连接；第2二极管，与上述第2开关元件反向并联连接，上述控制装置在上述倾斜上升期间中交替控制驱动上述第2开关元件和第3开关元件，通过上述第2开关元件和第3开关元件，使附加在白炽灯的负载电压倾斜上升。
3.如权利要求1所述的相位控制装置，其特征是上述负载电压上升装置具有自灭弧型的第2开关元件和第3开关元件，串联连接于上述第1开关元件的两端，相互的导通方向为反向；自灭弧型的第4开关元件，并联连接于上述第2开关元件和第3开关元件的串联电路；第1二极管，仅在上述第2开关元件被导通驱动时导通，形成从交流电源经过第2开关元件直到白炽灯的闭电路；第2二极管，仅在上述第3开关元件被导通驱动时导通，形成从交流电源经过第3开关元件直到白炽灯的闭电路，上述控制装置在上述倾斜上升期间中控制驱动上述第4开关元件，通过上述第4开关元件，使附加在白炽灯的负载电压倾斜上升，经过上述倾斜期间后，仅以与上述倾斜上升期间相比极短的时间进一步控制驱动上述第2开关元件或第3开关元件之后，使上述第1开关元件导通。
4.如权利要求3所述的相位控制装置，其特征是在上述第2开关元件及第3开关元件的串联电路和上述第4开关元件之间连接二极管电桥，构成上述二极管电桥的二极管为上述第1二极管及第2二极管。
5.如权利要求2至4中任一项所述的相位控制装置，其特征是上述第2开关元件及第3开关元件是由绝缘门型双极晶体管构成。
6.如权利要求1至5中任一项所述的相位控制装置，其特征是在从交流电源到第1开关元件的路径中连接降低噪音用的电抗元件。
7.如权利要求1至6中任一项所述的相位控制装置，其特征是还具备负载电流检测装置，在上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通时，检测通过上述自灭弧型开关元件而流动的负载电流，上述控制装置比较由上述负载电流检测装置检测出的负载电流值和预先设定的基准值，从该比较结果选择使上述第1开关元件和上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的形式。
8.如权利要求7所述的相位控制装置，其特征是上述控制部在相位控制时，从动作开始起在规定时间内，设定电流感应期间，进行规定次数的使上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件在交流电源电压的规定的相位角处短时间导通的电流感应动作，在上述电流感应期间中比较来自上述负载电流检测装置的检测值和预先设定的基准值，在上述检测值比与白炽灯的冲击电流具有相对应关系的基准值大、且比与短路电流具有相对应关系的基准值小时，从电流感应动作结束起，设定预热时间，进行仅使上述第1开关元件在交流电源电压的预先设定的相位角处导通的控制，从上述预热时间结束起，设定倾斜上升期间，从设定的规定的相位角起控制驱动上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件，通过上述自灭弧型开关元件，使附加在白炽灯的负载电压慢慢上升，经过该倾斜上升期间后，使上述第1开关元件导通，在上述检测值比与短路电流具有相对应关系的基准值大时，使相位控制动作停止。
9.如权利要求2至6中任一项所述的相位控制装置，其特征是设置负载电流检测装置，在上述第2开关元件以及第3开关元件或者上述第4开关元件导通时，检测通过该开关元件而流动的负载电流，上述控制装置，在由上述负载电流检测装置检测出的负载电流下降到小于上述第1开关元件的保持电流时，经过上述倾斜上升期间后，控制驱动上述第2开关元件、第3开关元件或者第4开关元件中的任一个，对白炽灯进行供电。
10.如权利要求7至9中任一项所述的相位控制装置，其特征是将使上述电流感应期间的上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的相位角设定为上述交流电源电压的零交叉附近的相位角。
11.如权利要求7至10中任一项所述的相位控制装置，其特征是在上述电流感应动作中，设定多个使上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的相位角，同时对设定的每个相位角设定上述基准值，在上述电流感应动作期间内使投入相位角变化，比较对应于各投入相位角的上述基准值、来自负载电流检测装置的检测值、判断基准值，从该比较结果选择使上述第1开关元件及负载电压上升装置的自灭弧型开关元件导通的形式。
12.如权利要求7至11中任一项所述的相位控制装置，其特征是在上述电流感应动作时，控制驱动上述负载电压上升装置的自灭弧型开关元件，使负载电压慢慢上升。
13.如权利要求7至12中任一项所述的相位控制装置，其特征是在上述预热时间，将上述第1开关元件导通的相位角设定在对应于白炽灯的相位控制而设定的相位角附近。
14.如权利要求7至13中任一项所述的相位控制装置，其特征是在上述预热时间，将上述第1开关元件导通的相位角设定在对应于白炽灯的相位控制而设定的相位角附近，同时使预热时间的开始起到结束止的各导通时的导通角按依次增大方向变化。
15.如权利要求7至14中任一项所述的相位控制装置，其特征是上述控制部在上述预热时间结束后再次设定电流感应期间，在新的电流感应期间，判断上述负载电流检测装置的检测值是否超过对应于冲击电流的基准值，超过时再次设定预热时间，以后反复进行电流感应期间和预热时间的设定，直至上述负载电流检测装置的检测值变为对应于冲击电流的基准值以下。
16.如权利要求7至15中任一项所述的相位控制装置，其特征是上述控制部具有存储电流感应期间中的每个电流感应动作的上述负载电流检测装置的检测值的存储装置，若存储于上述存储装置的过去的检测值和这次的检测值之间有变动，则判断是冲击电流，若无变动则判断是短路电流，在判断是冲击电流时设定上述预热时间，在判断是短路电流时停止相位控制动作。
全文摘要
一种相位控制装置，用于白炽灯的调光，可实现低噪音化、防止短路电流破坏元件、小型化和低成本化。控制部(10)的CPU电路(12)在相位控制动作时，设定倾斜上升期间，驱动控制IGBT(Q4)等，从预先设定的规定的相位角起，使附加到白炽灯(LA)的负载电压慢慢上升，经过该倾斜上升期间后，使三端双向可控硅开关元件(Q1)导通。根据需要还具有检测通过IGBT(Q4)等流过的负载电流的电流检测用分路电阻(R6)，CPU电路(12)比较由分路电阻(R6)检测出的负载电流值和预先设定的多个基准值，根据比较结果选择使三端双向可控硅开关元件(Q1)和IGBT(Q4)等导通的形式。
文档编号H05B39/08GK1578574SQ200410061839
公开日2005年2月9日 申请日期2004年6月25日 优先权日2003年6月27日
发明者向井达哉, 北村常弘, 村田之广, 冈田健治 申请人:松下电工株式会社