专利名称：等离子体发生用电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及等离子体发生用电源装置，特别是涉及在臭氧发生器、平板型光源、激光振荡器等中使用的等离子体发生用电源装置。
背景技术：
将以把相对配置的电极的高电位电极覆盖的方式来配设电介质并外加交流电压使其放电的方式称为电介质阻挡层放电或无声放电。由于放电不引入电弧，且可以稳定地维持电子温度较高的状态，所以以各种各样的方式被应用在利用基于等离子体的化学反应的产业应用领域。
特别具有代表性的用途是臭氧管(ozonizer)也就是臭氧发生器，电介质阻挡层放电有时也被称为臭氧发生放电。其他的作为利用同样的放电的装置可以列举平板型光源、石墨气体激光器、等离子显示器等。特别地，平板型光源的电气上的动作区域最接近臭氧发生器。
在这些臭氧发生器和激光振荡器中需要等离子体发生用电源装置。作为等离子体发生用电源装置的一例，例如在专利文献1的图12中公开的就是其一。其中，公开如下的结构构成在相对而配置的一对电极之间隔着电介质而成为放电空间的气体区域，且激发上述放电空间的气体以发生等离子体的放电负载与对于放电负载以并联方式连接用于改善功率因数的并联电感器。此外，还有从交流电源通过整流器、逆变器以及变压器将电力提供给放电负载的结构。
接着对动作进行说明。输入电源的商用的交流电压通过整流器被变换成直流，再通过逆变器被变换成规定频率的交流电压。进一步由变压器升压至达到开始放电的电压，并将高电压外加到放电负载。由于该外加的高电压在放电负载中发生放电，并由于该放电气体离子被激发。
在这里，众所周知，当使用了在放电电极之间插入电介质的放电负载、也就是电介质阻挡层放电的负载的情况下，在电气上作为电容器而起作用，电流的相位相对于电压提前。为此，用视在功率与有效功率的比值表示的功率因数较低，为了将能量投入到放电负载必须流过大于等于需要的电流。
从而，构成变压器和逆变器的元件，需要是能够承受上述电流值的规格，导致电源装置的大型化以及装置成本的增大。
另一方面，并联电感器，为了补偿放电负载中的电流相位的相对电压的提前，作为相位延迟元件而被并联连接在放电负载上，通过将放电负载中的电流相位的提前程度与基于并联电感器的电流相位的延迟程度相等而进行设定，从电源装置被提供的电流和电压的相位重合，可以以最小的电流有效地将电力投入到放电负载。如果各元件是理想元件地话，功率因素可以达到100％而进入被称之为谐振的状态。
这样，在以往的等离子体发生用电源装置中，通过与放电负载并联连接了并联电感器来改善功率因素，以实现可以使用小容量的电源元件来构成小型且廉价的电源装置。
专利文献1特开2001-35693号公报(图12)使用了上述那样的电介质阻挡层放电的装置的负载，具有根据负载是否在放电负载的静电电容动态地变化的特征。这与用于驱动它的电路的设计有很大的关系，在上述的专利文献1中，根据非放电时的静电电容和放电时的静电电容之中或动作中的具有代表性的静电电容来代表负载的静电电容，并进行电路设计。
但是，动作中的具有代表性的静电电容依赖于波形条件而变化，针对臭氧发生器的投入功率主要依赖于电压波形的峰值。从而，动作中的具有代表性的静电电容也依赖针对臭氧发生器的投入功率。这意味着，在欲使投入功率发生变化的情况下，放电负载和电路的谐振条件将会发生变化。
在专利文献1中，就由于负载的波动谐振发生变化的事情，列举了在谐振点动作变得敏感了等的理由，叙述了将谐振条件在某个范围内具体地设定于非放电时的静电电容和放电时的静电电容之间的方法。这确实是有效的方法，但是，在电源的损耗变得最大的最大功率投入时，在想尽可能地提高功率因数以将电源的容量抑制在最小限度的情况下是不利的。
另外，还要考虑负载波动或电路常数若干偏差。在这样的情况下也无法保证能够对负载进行最优的驱动。
另外，即使假设放电负载的静电电容严格地一致，在谐振条件依赖于投入功率的基础上，当调节了投入功率时，必然地谐振条件也发生了变化，也同样偏离了最优的驱动条件。
进而，当在最大额定功率时使用谐振点附近并以功率因数较高的状态来进行了驱动的情况下，存在投入功率降低下去、电源或放电的控制变得不稳定这样的现象，但是，关于这点，不只是以往的某些对策没有实现，对其物理上的原因也不明确。
发明内容
本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，目的是提供一种等离子体发生用电源装置，在最大额定条件下以功率因数尽可能高的条件进行驱动，即便在使投入功率发生了变化的情况下，也能经常地稳定地使其进行动作。
本发明的等离子体发生用电源装置的第一技术方案，是一种驱动使等离子体发生的放电负载的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源；以及可以控制上述交流电源的交流输出的频率的控制装置。其中，上述控制装置以依照针对上述放电负载的目标投入功率使上述交流电源的电源频率变化的方式进行控制。
根据上述等离子体发生用电源装置，由于控制装置以依照针对放电负载的目标投入功率来使交流电源的电源频率发生变化的方式来进行控制，所以在投入最大额定的功率的情况下，将交流电源的频率设定为负载的谐振频率附近，通过以高功率因数进行驱动来使交流电源的容量较小；在投入功率较小的情况下，通过设定为较高的频率来使放电的稳定控制就成为可能。
本发明的等离子体发生用电源装置的第二技术方案，是一种驱动使等离子体发生的放电负载的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源；和使包含上述放电负载的上述交流电源的输出侧的电路的电路常数变化的可变无源元件；以及可变控制上述可变无源元件的控制装置。其中，上述控制装置依照针对上述放电负载的目标投入功率来可变控制上述可变无源元件。
根据上述等离子体发生用电源装置，由于控制装置依照针对上述放电负载的目标投入功率来可变控制使电路常数发生变化的可变无源元件，所以能够对于放电负载将目标功率投入。
本发明的等离子体发生用电源装置的第三技术方案，是一种驱动使等离子体发生的放电负载的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源；以及通过谐振使上述交流电源输出的交流电压跳起并作为负载电压提供给上述放电负载的谐振部件。其中，上述交流电源直接电连接到上述谐振部件。
根据上述等离子体发生用电源装置，由于将交流电源直接电连接到谐振部件，通过谐振使交流电源输出电压跳起并提供给放电负载，所以例如，不需要成本较高的高频变压器可以使制造成本降低。
本发明的目的、特征、情况以及优点，根据以下的详细的说明和附图就可以比较明白。
图1是说明涉及本发明的实施方式的等离子体发生用电源装置之基本构成的图。
图2是表示逆变器的电压波形的图。
图3是表示臭氧发生器被外加的电压的变化的图。
图4是说明涉及本发明的实施方式的等离子体发生用电源装置之构成的图。
图5是说明控制装置的控制动作的图。
图6是表示涉及本发明的实施方式的变形例之构成的图。
图7是表示涉及本发明的实施方式的变形例之构成的图。
图8是表示涉及本发明的实施方式的变形例之构成的图。
图9是表示涉及本发明的实施方式的变形例之构成的图。
图10是说明臭氧发生器之构成的图。
图11是表示起因于臭氧发生器的间隙间隔的波动的、放电维持电压的分布的图。
图12是说明产生了放电维持电压的分布时的放电稳定性的图。
图13是说明产生了放电维持电压的分布时的放电稳定性的图。
图14是说明利用了电介质阻挡层放电的放电负载的等价电路的图。
图15是表示逆变器的输出波形与放电功率之关系的图。
图16是说明用于稳定控制的放电功率与频率之关系的图。
图17是表示稳定控制区域中的逆变器的电流电压波形的仿真结果的图。
图18是表示稳定控制区域中的逆变器的电流电压波形的仿真结果的图。
图19是说明逆变器的反馈控制之方法的图。
图20是表示负载电压、电源电压以及跳起率之关系的图。
图21是表示电源电压与跳起率之关系的图。
图22是表示跳起率的最小值与静电电容之关系的图。
图23是说明具有2级逆变器块的逆变器之构成的图。
图24是说明具有4级逆变器块的逆变器之构成的图。
图25是表示具有4级逆变器块的逆变器的输出波形之一例的图。
图26是说明逆变器之构成的图。
图27是说明逆变器的控制方法之一例的时间图。
图28是说明对半导体元件中的功率损耗进行平均化的逆变器之控制方法的时间图。
图29是说明对半导体元件中的功率损耗进行平均化的逆变器之控制方法的时间图。
图30是说明对半导体元件中的功率损耗进行平均化的逆变器之控制方法的时间图。
图31是表示逆变器的构成之一例的图。
图32是说明构成逆变器的开关元件之控制方法的时间图。
具体实施例方式
<1.序论>
<1-1.基本动作>
为了说明涉及本发明的实施方式1的电源装置的基本动作，首先，使用图1～图3就经过简化的构成的等离子体发生用电源装置90进行说明。
如图1所示，等离子体发生用电源装置90，具有与成为功率源的交流电源PS连接的变压器TR；与变压器TR连接的整流器RE；与整流器RE连接的逆变器IV(交流电源)；串联插入从逆变器IV供给电力的臭氧发生器1的电力线中的电抗器FL(谐振部件)。此外，逆变器IV在电气上直接被连接到电抗器FL。在这里，所谓逆变器IV在电气上直接被连接到电抗器FL，是指逆变器IV的输出部不通过变压器等的磁气上的传递方法而是通过配线等的电气上的传递方法来连接到电抗器上。
臭氧发生器1构成为构成在相对配置的一对电极之间隔着电介质而成为放电空间的气体区域，激发上述放电空间的气体以发生臭氧等离子体。
等离子体发生用电源装置90，将从交流电源PS提供的交流电力用变压器TR调节成所希望的电压，并通过将其用整流器RE进行整流，成为直流电压源。
从整流器RE被提供的直流电压，用逆变器IV变换成规定频率的交流电压并直接提供给电抗器FL，由于电抗器FL和臭氧发生器1的静电电容的谐振，臭氧发生器1的两电极的电压比逆变器输出变得高出很多。
通过采用这样的构成，将被输入到逆变器IV的电压充分地提高，应该外加到臭氧发生器1的高电压可以在臭氧发生器1的两电极得到。此外，通过将变压器TR设在整流器RE的前级，可以将电源装置整体的成本降低。
在这里，将全桥逆变器中的逆变器输出端的电压波形表示于图2。在图2中，逆变器的母线电压用Vd表示。
当在逆变器中的损耗非常小的情况下，输出波形成为矩形波，其电源频率f和占空比也就是电源控制率d变成对逆变器的动作附加特征的值。
频率是f的情况下，一个周期的时间就用1/f来赋予。电介质阻挡层放电是交流放电，因为只要没有特别的理由，正侧的脉冲幅度与负侧的脉冲幅度相等进行控制，所以，这时单方的脉冲幅度就为d/f/2。
一般而言在逆变器中，动作中将频率设为一定，通过使占空比变化来控制投入功率。称其为脉冲幅度控制或PWM(Pulse WidthModulation)。例如，将针对负载的投入电流控制为一定的情况下，以投入电流的值为一定的方式，来用PWM将占空比进行增减，并进行反馈控制。
<1-2.放电稳定性>
下面就放电稳定性进行说明。一般地，在等离子体发生用电源装置中，将提供给放电负载的电流等通过反馈控制来使电流或功率为一定来进行控制。但是，这在放电负载的消耗功率能够比较稳定地保持的情况下是有效的。但是，在放电负载不稳定、其功率以非常短的时间常数进行变化的情况下，在反馈控制(一般地，具有比放电变化的时间常数还充分慢的应答性。)中，不能将投入功率保持一定，投入功率会发生变动。该现象，在功率较小的情况下是显著的。就其原因进行说明。
在某个频率f1下，在将占空比设为接近最大，例如在设定成0.8的情况下，电路元件被设定为接近谐振条件，以获得规定的放电功率。这样情况下，该放电功率的条件中的放电负载的平均的静电电容为Cv、电路的电抗器(电感L)的谐振频率为f0的情况下，频率f1充分地接近谐振频率f0，更正确地说，与用下面的数学公式(1)得到的电源频率f的值f0相比，频率f1一方是稍微高的频率。
L=1Cγ(2πf)2···(1)]]>此外，放电负载的平均的静电电容Cv用下面的数学公式(2)来表示。
Cγ=Cg(1-V*V0p)+Cp···(2)]]>在数学公式(2)中，Vop是外加于负载上的电压的峰值，V*是放电维持电压，Cg是构成放电负载的电介质的静电电容。
在该条件下，将放电区域变化(熄灯)的情况下的被外加在臭氧发生器1上的电压的变化表示于图3。在图3中，在横轴上表示放电区域的比例，在纵轴上表示臭氧发生器1的两电极端电压也就是间隙间电压，将全域点灯的状态设为1全域熄灯的状态设为0来表示放电区域的比例。
如图3所示，可以知道，在上述条件也就是f＝f1，d＝0.8的曲线S1中，随着放电区域的比例从1(全域点灯)开始变小，电压上升，并在放电区域的比例是某个值迎来峰值。其后，随着放电区域的比例减小电压降低。
因为在频率f0时数学公式(1)成立，谐振的峰值变成曲线图的右端。但是，如上述，由于将频率f1设定为了稍微比f0高的频率，在d＝0.8的曲线中峰值出现在放电区域的比例的1和0之间。
在这里，设想放电从在臭氧发生器1的全域点灯的正常状态到由于某个理由而一部分熄灯的情况。这表示从图3的右端到稍微左侧的位置放电区域的比例进行了变化。这种情况下，在f＝f1，d＝0.8的曲线中电压变高。
这意味着，即使放电熄灭一部分，由于外加到臭氧发生器1的电压上升，并导致非放电部分的电极间外加的电压上升，所以已经熄灭的部分再点灯。也就是，意味着，即使放电一部分熄灭，由于电路向使其再点灯的方向动作，也就是负反馈起作用，放电状态能够稳定地维持，放电可以稳定地控制。
接着，设想保持频率f1不变，通过使占空比变小来使放电功率降低的情况。例如与f＝f1，d＝0.6的情况的放电区域的变化相对应的臭氧发生器1的两电极端电压的变化，变成如图3的f＝f1、d＝0.6的曲线S2所示。
在该曲线S2中不存在峰值。这是因为由于投入功率已经变化了，放电负载的静电电容Cγ变小，作为结果谐振频率变得比频率f1还高，谐振峰值不在放电区域的比例1和0之间出现。
作为曲线S2的趋势，如果放电区域的比例变得比1还大谐振峰值将出现，但是，由于放电区域的比例比1还靠右侧(放电比例超过1)不存在，所以可以说放电负载的静电电容Cγ比放电区域的比例是1的情况还大。
关于曲线S2，也设想放电从在臭氧发生器1的全域点灯的正常状态到由于某种原因而熄灭了一部分的灯的情况。也就是，从图3的右端到稍微左侧的位置放电区域的比例已经变化了的情况，依据曲线S2外加到臭氧发生器1的电压变低。
这意味着因为曲线S2是由比曲线S1的谐振峰值还靠左侧的特性来构成，相对于负载的变动，电路的动作方向成为反方向。如果由于某些原因放电一部分已经熄灯了的情况下，外加到臭氧发生器1的电压降低，结果就意味着发生将熄灯的区域进一步变多之类的正反馈。
在这种情况下，可以设想是在电源侧没有进行任何控制的情况下，放电连锁性地熄灯，最终在全域彻底熄灯的情况。实际上，如先前所述那样，由于根据基于检测电流的反馈来进行动态的控制，可以防止放电完全地熄灭的情况，但是，由于先前所述的控制的时间常数的关系，不能进行稳定的控制。
根据以上的说明，可以得到以下的结论在图3中，右端部分的曲线的倾斜度为正的情况下，放电变得不稳定，在负的情况下能够稳定地控制。
而且，作为使图3中的右端部分的曲线的倾斜度为负的方案，可以考虑使频率变化。
以下，作为一例设想选择了比频率f1还更高的频率f2的情况。该频率f2设为，比与以f＝f1、d＝0.6的条件得到的投入功率下的放电负载的静电电容Cγ相对应的谐振频率还高的频率。
在该频率下，使占空比变化，若寻找可以投入与f＝f1、d＝0.6的条件相比同等的功率的占空比，就是d＝0.4。
该情况下的，与放电区域的变化相对应的臭氧发生器1的两电极端电压的变化就成为图3的f＝f2、d＝0.4的曲线S3那样。
在曲线S3中，可以说，放电区域的比例从0到1单调地减少，如果放电区域的比例比0还小地话谐振峰值会出现，但是，由于放电区域的比例不能比0还靠左侧(放电的比例不到0)，放电负载的静电电容Cγ与放电区域的比例为0的情况相比还小。
其结果，可以知道，由于在放电区域的比例在从0到1的全域中变成谐振峰值的左侧的形状，其倾斜度变成负，也就是可以稳定地进行控制的条件。
因此，作为电源的频率选择f2，从f＝f2、d＝0.4的条件开始使占空比增大。通过使占空比增大，放电负载的静电电容Cγ变大，谐振频率变低，所以若一并考虑f2是充分高的频率，就可以认为，即使改变占空比也可以得到稳定的驱动条件。
这种情况下的、臭氧发生器1的相对于放电区域的变化两电极端电压的变化，变成如图3的f＝f2、d＝0.8的曲线S4那样。
在曲线S4中，可以知道，与曲线S3相同，放电区域的比例从0到1单调地减少，右端的倾斜度变成负，是可以稳定地控制的条件。但是，右端的电压值与最初的最大额定条件也就是f-f1、d＝0.8的条件的情况相比，降低很多。这意味着，投入功率较低，也就是，在该频率下，即使将占空比设为最大也不能投入充分的功率。
为了以频率f2将目标功率投入，可以考虑，例如使逆变器的母线电压提高。但是，这就要使逆变器的耐压和电源容量的增大，导致逆变器成本上升。
综合以上，就可以得到以下结论在电源的频率f1的情况下，在最大功率时，由于用高功率因数进行驱动，可以使逆变器的电源容量减小，但是，在使功率降低了的情况下，放电变得不稳定。另一方面，电源频率为f2的情况下，即使改变功率也可以在全域进行稳定的控制，但是，最大功率时的功率因素较低，逆变器的电源容量变大，成本变高。
<2.装置构成>
基于上述的结论，发明者们，开发了在全部的功率范围能够稳定且逆变器的容量为较小就可以的电源装置。以下，对涉及本发明的实施方式1的等离子体发生用电源装置100的构成使用图4进行说明。
如图4所示，在等离子体发生用电源装置100中，具有控制逆变器IV的控制装置CT，控制装置CT用电流检测器DT来检测流入臭氧发生器1的电流，以使臭氧发生器1的投入功率保持一定的方式进行控制。此外，对于与在图1所示的等离子体发生用电源装置90相同的构成标以相同的附图标记，省略重复的说明。
因为，一般地臭氧发生器的功率与电流成比例，所以该控制是有效的。但是，使用臭氧发生器以外的负载的情况和为了更正确的控制，也可以采用测定流入电流的同时测定负载两端电压的构成。
<3.装置动作>
<3-1.装置动作概要>
接着，对控制装置CT的控制动作的概要进行说明。
控制装置CT，基于用电流检测器DT检测出的臭氧发生器1的流入电流，以对于负载的谐振条件成为最优的频率以及占空比的方式来控制逆变器IV。
例如，对于投入到负载的目标功率(目标投入功率)，使逆变器IV的频率(f)变化以得到最优的值，并且测定流向负载的电流以能够将目标投入功率正确地投入，与此相应进行增减占空比的反馈控制。
或者相反地，对于目标投入功率固定占空比或限制范围，进行频率微调等的控制。
通过进行这样的控制，也就是与针对负载的投入功率相吻合使频率变化这样的控制，首先在投入最大额定功率的情况下，将逆变器的频率设定为负载的谐振频率的附近，通过用高功率因数驱动使逆变器的容量减小；在投入功率较小的情况下，通过设定为更高的频率可以进行稳定的驱动。此外，投入功率较小的情况下，通过使频率变化来降低功率因数，但是由于功率因数较小，逆变器的容量不大也可以解决问题。
<3-2.控制动作的具体例子>
以下，使用图5对控制装置CT的控制动作的具体例子进行说明。
图5，将横轴设为逆变器IV的电源频率(f)，纵轴设为针对负载的投入功率，将在使频率发生了变化的情况下针对负载的投入功率如何变化，就占空比最大的情况和50％程度的情况进行了表示。
若电源频率接近谐振点，电压就跳起，在谐振点的附近投入功率变得最大，但是，若从谐振点偏离功率投入就变小。在图5中，该倾向已经明显地表现了，可以知道，随着电源频率的变化，电压的跳起程度变化了。这一点，在将纵轴设为负载两端电压峰值的情况，也可以得到同样的倾向。
与图5中的投入功率的峰值相对应的频率，是那个时候的电路的谐振频率。是因为臭氧发生器1的情况下针对负载的投入功率依赖负载两端的电压值峰值。
在图5中，将占空比最大的情况下的频率特性曲线设为S11而表示，占空比50％程度的情况的频率特性曲线设为S12来表示；将占空比最大的情况下的谐振频率设为f11，占空比50％程度的情况下的谐振频率设为f12。
如上述那样，在臭氧发生器1的投入功率已经减小的情况下，静电电容Cγ变小。因为作为结果谐振频率变高，所以，在将图5的特性曲线S11和S12进行比较的情况下，功率较小的曲线S12的谐振频率比曲线S11要高。
在图5中，将相对占空比最大的曲线S11占空比稍微变小了的情况下的特性设为曲线S21来表示，将相对于占空比为50％程度的曲线S12占空比稍微变小了的情况下的特性设为S22来表示。
可以知道，曲线S21以及S22，分别朝向图面从曲线S11以及S12稍微向右侧、也就是向高频率方向稍微移动，各自的谐振频率变成f21以及f22。
在这里，所谓占空比稍微变小的情况，与放电一部分已经熄灯的情况相对应，如图3所示的曲线S1、S2以及S4，如果是右端的倾斜度为负的特性，在放电一部分已经熄灯的情况下，外加到负载上的电压变高。
从而，在谐振频率f21下，与谐振频率f11相比外加到负载上的电压变高，意味着放电功率变高。
在以比谐振频率稍为高出的频率来驱动了逆变器IV的情况下，若放电一部分熄灯，由于外加到负载上的电压变高，放电再一次点灯，可以稳定地控制。
相对于此，在以比谐振频率f11还低的频率来驱动了逆变器IV的情况下，若放电一部分熄灯，就向外加到负载上的电压变低的方向移动，放电连锁地熄灯而进入不稳定的状态。
从而，为了进行稳定的驱动，希望以比负载的谐振频率还高的频率来驱动逆变器IV。
换言之，这就意味着，在电源的输出端，希望电流比电压还要相位延迟。总之，这就意味着，从电源来看，包含电抗器等的负载全体，希望是L负载(电感性的负载)。
从而，为了稳定地控制放电，从电源输出端看的负载是L负载，也就是希望电源输出端的电流比电压还要相位延迟。
从图5知道，希望在电源输出端电流是相位延迟，这是因为，与占空比的大小无关，即便在占空比为50％的程度的情况下，只要以比谐振频率f12还高的频率f22来进行驱动就可以稳定地控制放电。
在这里，谐振频率f11和f21，在可以稳定控制的范围，希望尽可能是接近的值。因为，谐振频率f11的附近，比较具体来说，将谐振频率增大5％～10％的频率是最高的功率因数动作，也就是，针对负载的功率投入效率较高，是可以使电源的损耗最小的区域。
从而，若比谐振频率f11过高，即使是放电的稳定性提高，电源的功率因数变低，结果导致需要较大电源容量的电源、电源的成本上升。由于电源的容量取决于最大额定功率时消耗的电力，所以希望至少在最大额定功率时尽可能以高功率因数的条件来进行驱动。
此外，在投入最大额定的功率的情况以外，也有可以多少牺牲功率因数来使稳定性提高的情况。
<4.特征性效果>
根据以上说明的实施方式1的等离子体发生用电源装置100，通过进行使逆变器IV的频率与目标投入功率相配合而进行变化的这样的控制，来达到高效率的驱动，并可以使逆变器的电源容量小型化，同时可以兼顾成本的降低和放电的稳定的控制两方。
另外，由于以使逆变器的频率依照情况进行切换为前提，假设即使包含电抗器的电路的电感的值发生变动，通过控制装置CT基于用电流检测器DT检测出的臭氧发生器1的流入电流来控制逆变器IV的频率，可以达到目标投入功率。
这一点，意味着不准备高精度的电抗器也可以，可以使电抗器的成本进而使为了得到高精度的电抗器而需要的成本降低。
<5.变形例子1>
在以上说明的实施方式1的等离子体发生用电源装置100中，就以下的构成进行了表示基于用电流检测器DT检测出的臭氧发生器1的流入电流，由控制装置CT来控制逆变器以使对于负载的谐振条件成为最优的频率以及占空比。但是，改变频率就是控制与负载的状态相对应的谐振点和驱动波形之间的关系。从而，可以考虑在改变频率以外，也可以得到同样的效果的构成。
其一，是改变电路常数的构成，在图6中，表示了对于负载(臭氧发生器1)串联插入了可变电抗器VL(可变无源元件)的等离子体发生用电源装置100A的构成。如图6所示，可变电抗器VL被连接到控制装置CT1，成为由控制装置CT1可变更该电感值的构成。
即便在这样的构成中，通过依照针对放电负载的目标投入功率来可变控制可变无源元件，也能够对放电负载投入目标功率。
此外，对于与图4所示的等离子体发生用电源装置100相同的构成标以相同的附图标记，省略重复的说明。
通过采用这样的构成，即使在不能使逆变器的频率变化的情况下，也可以使电路的谐振点变化，并可以得到与使电源的频率变化的情况同样的效果。
<6.变形例子2>
作为为了使负载的谐振频率变化而使电路常数变化的构成，如图7所示的等离子体发生用电源装置100B，可以采用，对于臭氧发生器1并联地连接可变电容器VC(可变无源元件)，由控制装置CT2来使该电容值可变更的构成。
此外，对于与图4所示的等离子体发生用电源装置100相同的构成标以相同的附图标记，省略重复的说明。
此外，变形例子1的情况和变形例子2的情况，都是通过可变控制可变无源元件以使电源输出端的电流比电压还相位延迟，与占空比的大小无关可以稳定地控制放电。
如已经叙述的那样，以往的电源控制方式的问题，起因于臭氧发生器1根据其投入功率来使平均的静电电容Cγ变化。从而，只要调整可变电容器VC的电容以补偿该变化，也就是，使臭氧发生器1的平均的静电电容Cγ和可变电容器VC的电容之和为一定，就可以使表观上的电路的常数基本保持一定，可以进行稳定的放电控制。
<7.变形例子3>
如先前已说明的那样，为了稳定地控制放电，从电源输出端看的负载希望是L负载，但是，由于臭氧发生器等的电介质阻挡层放电的负载是容性负载(C负载)，若不在电路中附加某些电感分量，作为整体就不能成L负载。在图4所示的等离子体发生用电源装置100中，具有将电抗器FL串联插入负载(臭氧发生器1)的构成，但是，如图8所示的等离子体发生用电源装置100C那样，也可以是将电抗器FL1并联插入负载的构成。这种情况下，与等离子体发生用电源装置100相同，逆变器IV在电气上直接与电抗器FL1连接。此外，对于与图4所示的等离子体发生用电源装置100相同的构成标以相同的符号，省略重复的说明。
根据这样的构成，利用谐振现象使功率因数提高，可以得到使逆变器的电源容量小型化的效果。
此外，如等离子体发生用电源装置100那样使用串联谐振的构成，适合为了负载放电要求较高电压的情况，通过使用串联谐振，具有可以使电源的需要电压降低、使逆变器的电源容量减小的效果。另一方面，如等离子体发生用电源装置100C那样使用并联谐振的构成，适合为了负载放电要求较大的电流的情况，通过使用并联谐振，具有可以使电源的需要电流降低、使逆变器的电源容量减小的效果。
此外，在图4所示的等离子体发生用电源装置100中，形成了使逆变器IV的输出电压保持不变直接提供给负载(臭氧发生器1)的构成，臭氧发生器1，放电电压和放电电流都较大，但是，在放电电压特别地大的情况下，使用串联谐振降低需要的电源电压的方法是有效的。
<8.变形例子4>
在上述说明的实施方式1以及其变形例子1～3中，形成了将逆变器IV的输出电压保持不变照原样提供给负载(臭氧发生器1)的构成，但是如图9所示的等离子体发生用电源装置100D那样，也可以是在逆变器IV的后段配设变压器TR，使逆变器IV的输出升压的构成。这种情况下，采用将交流电源PS直接连接整流器RE的构成。此外，对于与图8所示的等离子体发生用电源装置100C相同的构成标以相同的符号，省略重复的说明。
因为臭氧发生器一般需要较高的放电电压，所以在将通常的交流电源PS的电压直接进行整流以后的情况下，需要用某些方法来进行升压。从而，如等离子体发生用电源装置100D那样，有时采用将逆变器IV的输出用变压器TR进行升压的构成。
此外，在等离子体发生用电源装置100D中，出示了将电抗器FL1并联地插入负载的构成，但是，也可以将电抗器串联地插入负载，另外，也可以，将在变压器TR中发生的漏电感和励磁电感作为电抗器的替代来使用。另外，也可以利用起因于配线等的构造的电感。
<9.变形例子5>
在以上说明的实施方式1以及其变形例子1～4中，就作为电源使用逆变器的构成进行了说明。逆变器不只是容易地以PWM的方式使投入功率变化，而且同时使频率也进行变化在技术上是容易。如本发明，非常适合于依照功率使频率变化的目的。
但是，电源不限定于逆变器，在使用频率恒定的电源的情况下，如在变形例子1以及2中说明的那样，如果采用通过使电路常数变化来使负载的谐振频率变化的构成，可以得到与使电源频率变化的情况相同的效果。
另外，作为逆变器和频率恒定的电源的替代，也可以使用例如利用电机和机械上的装置(可变速齿轮等)的频率可变的电源。
例如，作为将60Hz的商用频率变换成其他的频率的构成，用该商用频率来使电机旋转，通过用齿轮和皮带等构成的变速装置来使转速变化并使发电器旋转，就可以使该发电器的发电频率与60Hz不同。
<10.放电特性的波动的抑制效果>
在诸如臭氧发生器那样的放电负载中，作为应当留意的现象有放电特性的波动。在这以前的讨论中，没有就放电特性的波动进行特殊地考虑。但是，首先的所谓[由于某个理由而放电一部分熄灯]的讨论，是以在放电特性中有波动、放电难的部分熄灯之类的状况为前提的。、因此，在以下就放电特性波动的理由进行验证，并说明本发明在放电特性波动的情况下也是有效的。
首先，以图10所示的圆筒形的臭氧发生器为例子就放电特性的波动进行说明。
图10所示的圆筒形的臭氧发生器OZ，作为内管GE使用在内部实施了金属电镀的玻璃管、作为外管ME使用金属圆筒，称为圆筒多管型。两者通过没有图示的隔板等保持均一的间隔，但是，由于机械上的精度的关系，在两者的间隔上产生了波动。
在图10中，先设想内管GE成了稍微倾斜了的状态，这种情况下，内管GE和外管MF之间的间隔产生了宽的部分和窄的部分。
电极的间隔也就是放电间隙，影响到放电电压例如放电维持电压V*。特别地，近年来比较窄的间隙长度(0.4mm等)成为了主流，在这样的窄间隙的情况下，特别地间隙间隔的波动带来了较大的影响。
此外，在图10中，设想间隙间隔存在最大值MXV、中间值CV以及最小值MNV的三种。如这样若在间隙间隔中产生波动，即使提供相同的放电电压(严格地说是放电开始电压)，也变成存在放电发生区域和未发生区域。这其中，放电发生并维持的区域，是图3所示的放电区域，相对全区域的比例成为放电区域的比例。
接着，将由于间隙间隔的波动而在放电维持电压中产生分布的状况表示于图11中。在图11中，在横轴表示放电维持电压，在纵轴表示放电区域的比例。
在这里，放电维持电压是比放电开始电压低的电压。也就是，若由于放电开始电压的外加一旦发生了放电，即使电压下降也维持放电。对于该放电维持来说需要的电压为放电维持电压。
在图11中，将间隙间隔的波动较少的情况的分布作为分布曲线S31来表示；将波动较多的情况下的分布作为分布曲线S32来表示。
分布曲线S31分布幅度较窄、峰值变得较高，分布曲线S32分布幅度较宽、峰值变得较低。这点表明，间隙间隔的波动较少的情况下，以某个放电维持电压为中心在较窄的电压范围内维持放电，但是若波动变大，放电维持电压的分布范围就变宽。
使用图12以及图13就在产生了这样的放电维持电压的分布的情况下，放电的稳定性变得如何来进行说明。
在图12以及图13中，在横轴表示放电维持电压以及在间隙之间外加的电压(外加电压的间隙间分压)，在纵轴表示放电区域的比例。
在图12以及图13中，分别表示了用实线表示的特性曲线S41以及S51和用虚线表示的特性曲线S42以及S52。特性曲线S41以及S51是放电维持电压分布的积分曲线，表示放电的波动，特性曲线S42以及S52表示电路的特性。
特性曲线S42以及S52，相当于将使用图3说明的放电区域变化的情况下的外加电压的变化特性更换纵轴和横轴来表示的曲线，图12以及图13的上端与放电区域的比例为100％、也就是图3的右端对应。
而且，图12中的特性曲线S42，表示如在图3中表示了的f＝f1、d＝0.6的那样的情况、也就是逆变器以比对应当时的投入功率的谐振频率还低的频率进行动作的情况的放电区域的比例的分布，表示不是电路稳定的L负载而变成C负载、放电控制不稳定的情况。
另一方面，图13中的特性曲线S52，表示如在图3中表示了的f＝f2、d＝0.4的那样的情况、也就是逆变器以比对应当时的投入功率的谐振频率还高的频率进行动作的情况的放电区域的比例的分布，表示是电路稳定的L负载、放电控制稳定的情况。
在图12中表示的特性曲线S41以及S42中，将两者的交点作为动作点的情况，根据放电区域的比例减小和曲线S42的倾斜度，可以知道间隙间电压变低。间隙间电压减少意味着放电维持电压的减少，根据曲线S41知道放电区域的比例减少。如同如果放电区域的比例减少间隙间电压就减少，放电区域的减少、间隙间电压的减少交替地发生，在最终放电在全区域熄灯、也就是达到中断。
另一方面，在图13中表示的特性曲线S51以及S52中，根据放电区域的比例减小和曲线S52的倾斜度，可以知道间隙间电压变高。这意味着，一旦放电熄灭也再点灯，可以抑制放电区域的减少。
这样，图12所示的C负载的状态表示是不稳定的状态，图13所示的L负载的状态表示是稳定的状态，同时，意味着，进行使逆变器的频率与目标投入功率相配合来进行变化的控制的本发明的等离子体发生用电源装置，在放电的稳定控制中完成重要的角色。
此外，在图12以及图13中，作为动作点的交点并不是位于最上。这意味着不是放电比例100％而是放电有少许熄灯，意味着在间隙的一部分有极端地宽的部分(如图10中的MXV)，放电非常难。即使在这样的情况下，如果使用本发明可以进行稳定的控制。
另外，很多情况下，若投入功率降低，由于在间隙间外加的电压变低，放电维持电压的分布成为问题。可以说本发明对功率变低的情况特别地有效。
<11.稳定控制的具体例子>
在此之前，就对于目标投入功率值通过控制频率来使放电负载稳定地控制的内容进行了说明。但是，以下，就放电功率与频率的关系进行具体地说明。
<11-1.频率和占空比的变化范围>
首先，就频率和占空比的变化范围进行说明。
图14是说明代表臭氧发生器和平板光源、利用了以低频率进行驱动的电介质阻挡层放电的放电负载的等价电路的图。
如图14所示，放电负载具有在电极之间介入的电介质的静电电容Cg(该电容值设为Cg来表示)和气体区域的静电电容Ca(该电容值设为Ca来表示)。另外，在放电负载中还有起因于负载的构造等而存在的杂散静电电容Cp(该电容值设为Cp而表示)。
一般而言，在臭氧发生器中，这个Cp的值充分地小可以忽视，但是，例如在平面放电型等离子显示器面板中就是较大的值。
另外，在图14中，为了等价地表示由于等离子体的发生/熄灭而具有非线性的等离子体负载，将相对配置的齐纳二极管Dz与静电电容Ca并联配置。
在臭氧发生器所代表的低频的电介质阻挡层放电中，针对放电的投入功率Poz用下述的数学公式(3)来表示。
Poz=4CgV*f(V0p-(1+CaCg)V*)···(3)]]>在该数学公式(3)中，表示外加电压的峰值V0p、频率f以及投入功率Poz的关系。
另一方面，在先前说明的数学公式(1)表示在电路中存在的静电电容和电感以及谐振频率的关系。
在这里，电感是与负载串联或并联而被设置的电抗器的值，静电电容是负载的平均的静电电容Cv。Cv用数学公式(2)表示依赖于外加电压的峰值V0p。
从而，如果根据数学公式(1)、(2)以及(3)将V0p以及Cv消除，可以求解以频率f0成为谐振点的那样的投入功率Poz。这可以用数学公式(4)来表示。
Poz=4Cg(V*)2f(C8C8+Cp-1L(2πf)2-(1+CaCg))···(4)]]>此外，在上述数学公式(4)中，以电源频率和谐振频率一致(f＝f0)的条件来表示。
该数学公式(4)，也是对于某个目标投入功率Poz，求解该功率下的电路的谐振频率的公式。根据这以前的讨论，为了稳定地进行控制，希望以比该谐振频率高的频率来驱动逆变器。
换言之，对于稳定控制放电负载，可以得到以比从数学公式(4)导出的谐振频率还高的频率来驱动逆变器的这样的基准。
从数学公式(4)导出的谐振频率，可以说是电源频率的下限值，以下，就电源频率的上限制进行叙述。
根据数学公式(4)就可以知道功率为零时的谐振频率。这也就是非放电时的静电电容Cβ的谐振频率。总之，这时的谐振频率fmax用一下的数学公式(5)来表示。
fmax=12πLCβ···(5)]]>电路的谐振频率不会比fmax还大，关于电源频率，作为其最大值设定为接近fmax的值也是妥当的。
接着，关于使用图1说明的等离子体发生用电源装置90，在图15中表示将逆变器IV的输出波形和放电功率之间的关系使用电路仿真器计算出的结果。
在图15中，在横轴表示放电功率(单位kW)，在纵轴表示频率(单位Hz)，就多个占空比，来表示将逆变器IV的占空比设为一定、使频率变化了的情况下的放电功率的变化特性。具体地，表示d＝0.3、d＝0.5、d＝0.6、d＝0.8、d＝0.95情况下的特性。
此外，图15，相当于将图5所示的投入功率的频率特性的纵轴和横轴更换来表示的特性。
根据图15，可以知道若占空比变小、谐振频率就变高。连接该放电功率的频率特性的顶点的线，形成某个边界线。该边界线相当于用数学公式(4)表示的曲S61。
此外，曲线S61不一定与连接各变化特性的顶点的线一致。其理由之一是因为，与在电路仿真器中用一定的占空比来计算相对，数学公式(4)是根据放电功率一定的条件导出的公式。不管怎样，比该曲线S61还高的频率区域成为可以稳定控制放电的区域。
另外，电源频率的上限用数学公式(5)限定，但是，在图15中作为直线S62被表示。
此外，放电功率的上限根据各频率而不同，但是，在使占空比最大限地增大的情况下的放电功率的频率特性的曲线表示各频率下的放电功率的上限。从而，为了得到所希望的放电功率的频率的可变范围，在图15中作为添加了浅阴影的第1区域R1来明确表示。
此外，可以知道，虽然有作为频率的下限值的数学公式(4)，但是，首先，数学公式(4)和基于占空比恒定控制时的电路仿真器的计算结果稍微不同。另外，在实际的电源中进行某些功率恒定控制的情况较多，在那种情况下，即使放电多少不稳定也可以进行充分稳定的控制。
为此，对于将用数学公式(4)表示的曲线S61作为稳定控制区域的下限值，条件稍微过严格。基于实际的臭氧发生器的动作和若干个仿真结果来进行研究的结果，可以知道，即使是比根据数学公式(4)得出的频率低10％程度的频率也可以稳定地持续放电。如果考虑这个，稳定控制区域，在第1区域R1以外，还由添加了浓阴影的第2区域R2构成，可以扩张稳定控制的区域。
另一方面，就表示频率的上限的数学公式(5)，没有必要以比这个还高的频率使其动作，与此相应，也不会由于超过这个而发生问题。但是，可以预想功率因数将降低，同时由于在逆变器和电路的设计上不希望频率的可变范围增大过大，所以是作为目标而规定的值。
如果以通过以上已说明的、用区域R1以及R2构成的稳定控制区域的内部的方式来选择频率以及放电功率，基本上就可以进行稳定的控制。
<11-2.最优的用于稳定控制的放电功率和频率的关系>
接着，就在上述的稳定控制区域中，对于特定的放电功率值通过选择怎样的频率就可以进行最优的稳定控制，使用图16、图17、图18来进行说明。
图16基本与图15是相同的图，但是，省略了阴影等。在图16中，规定最大额定功率Poz0。这个值，是占空比接近最大值d＝0.95的情况。是使占空比比最大功率(谐振点)的频率稍微高出而设定了频率的情况下的功率。
如使用图15所说明那样，如果以通过区域R1以及R2的内部的方式选择频率以及放电功率，可以进行基本稳定的控制。但是，即使在同样的稳定控制区域内部，由于路经有稍微的差异。
如果先叙述结论，在图16中，沿着用粗线表示的曲线S60来选择频率以及放电功率作为稳定控制是最有效的。
曲线S60在稳定控制区域的上部边缘基本一致，以与最大额定功率Poz0对应的曲线S61上的点为起点，沿着占空比一定的特性曲线(在这里是d＝0.8)，目标放电功率减少的同时频率变高，频率达到最大设定频率fmax的点(将该点的功率设为Poz1)以后，就成为频率为fmax一定的曲线。此外，在频率变成fmax一定以后的情况下用占空比也就是PWM控制来调节功率。
此外，所谓占空比一定，不是使占空比完全不变，而是意味着为了在各个点的功率恒定控制将占空比进行微调来进行PWM控制。在功率的微调中进行PWM控制在逆变器中比较一般。
接着，就沿着曲线S60的路径作为稳定控制是有利的理由进行说明。选择沿着在稳定控制区域的上部边缘基本一致的曲线S60的路径是最远离谐振频率而且是功率因数变最差的方向，但是，通过这样的路径，放电稳定性变得最高。
另一方面，可以知道关于电源效率，也是虽然电源功率因数降低，但是计算逆变器的开关和其损耗后，逆变器中的损耗未必一定变大。莫如，逆变器中的开关损耗通过稳定控制区域的上部边缘一方比通过其他路径还小。
这特别适合开关损耗与导通损耗(ON损耗)相比为支配性的那样的半导体元件或者以开关损耗与ON损耗相比为支配性的方式来使半导体元件动作损耗的频率的情况。以下，使用图17以及图18来说明其理由。
在图17以及图18中，是关于在图15中所示的稳定控制区域的内部，可以得到大约180KW的输出的两个点，也就是在占空比d＝0.8的特性下的频率2600Hz的点和占空比d＝0.5的特性下的频率2300Hz的点，通过电路仿真而求出逆变器IV的电流电压波形以后的图。
图17以及图18的电流电压波形是逆变器输出端的波形，任何一个电压几乎是完全的矩形波。此外，两图的纵轴表示电流(单位A)以及电压(任意单位)，横轴表示时间(单位msec)，电压的最大最小值与逆变器的母线电压相等。
表示图17的波形的点，是图16中的曲线S60上的点，表示图18的波形的点是从曲线S60上脱离的点。若比较两者，首先，图18的一方电流和电压的相位接近，也就是，可以知道功率因数接近1。
另一方面，在图17中，对于电压电流相当地延迟可以知道是相位延迟或L负载。这也就意味着，图18的一方功率因数高，图17的一方稳定性高。
在这里，功率因数的不同就是逆变器的功率半导体元件中的损耗的大小未必相等这一点。如上述那样，在这样的高频开关情况下，不是半导体元件的ON损耗而是开关损耗成为问题。
也就是，开关损耗由开关的定时的电流值决定。图17的情况下，在电压正向跳变的时刻电流仍然保持负的值不变。所谓电流负值，是指电流流经与开关元件并联设置的续流用的二极管，与开关元件无关系，也就是，意味着，没有发生开关损耗。
另一方面，在图18中电压正向跳变的时刻电流为正值，而且变成非常大的值，在开关元件中流过电流，发生开关损耗。
从而，图17的情况开关损耗小，图18的情况开关损耗变大。
作为结论，在图18的电流电压波形中比图17占空比小，为此，电流和电压的相位变得接近功率因数较高，但是，作为其结果，可以说开关时的电流变大、开关损耗变大。
这样，通过选择沿着曲线S60的路径功率因数降低，但是可以抑制逆变器中的开关损耗，所以放电稳定性较高，且可以降低开关损耗。
此外，应该一定的占空比，图17设为0.8，但是，希望是比可以设定的占空比的最大值稍微小的值，比较具体地，是希望占空比的最大值的80％到90％的值。
也就是，对于各投入功率来决定频率，并以该频率来运行。但是，由于一旦运行开始不管怎样需要进行功率恒定控制，所以需要增减占空比。从而，希望以占空比还可以进一步增大的方式来选择持有余地的值。
另外，不使频率为fmax以上、在功率Poz1以下使用频率fmax，是因为不需要而不使频率增高。也就是，在将占空比固定于例如0.8、并增高了频率的情况下，功率变成零，在理论上就是频率无限大。从而，希望使功率变化到零附近的情况下，某一定功率以下，以定频率来进行PWM控制调节功率是适当的。而且该一定的频率在从数学公式(5)的fmax的值到fmax的80％程度的值的范围进行选择即可。
也就是，实际上，即使不使用fmax那样高的频率，用比其低10～20％的频率，在实用上也可以得到充分稳定的控制。这种情况下，在低输出时，进入了图15所示的第2区域R2，但是，在实际的运行中，可以进行比较实用的充分稳定的控制。
<11-3.频率以及占空比的具体的设定>
以下，就频率以及占空比的具体的设定方法以及微调节方法进行说明。
首先决定目标投入功率，其次，依据使用图15以及图16说明的稳定控制区域，来判断使用怎样的范围的频率就可以实现稳定的控制。
然后，如使用图17以及图18进行说明了的那样，即使在稳定控制区域中，在用占空比接近最大值的值、选择了频率变成最大的条件的情况，稳定且可以最大抑制开关损耗，所以，考虑该事实来决定频率以及占空比。
但是，在实际的运行中，负载由于各种各样的原因而变动，为了与此相对应而保持投入功率一定，要检测放电负载的动作状态，基于检测结果来进行反馈控制。对于该反馈控制的方法，可以考虑若干方法，就其一例使用图19进行说明。
图19是基本与图15相同的图。但是，省略了阴影等。在图19中，将对应于占空比d＝0.8的特性上的目标投入功率的1点作为例子来采用，出示根据该点可以选择的多个控制方法。
<11-3-1.频率恒定控制>
在图19中，用箭头A1表示的方向，意味着以频率恒定进行控制的方法。
也就是，首先，对于目标投入功率，在稳定控制区域中将占空比设定为比最大值稍微小。在图19的例子中，占空比设定为d＝0.8，决定与目标投入功率对应的频率，以该频率来使逆变器开始运行。
然后，在如使用图4进行的说明那样测定针对负载的流入电流或投入功率，并进行反馈控制以使功率变成一定的情况下，不使频率从最初决定频率开始变化，微调占空比来调整功率是频率恒定下的控制。
该方法，具有在功率微调中可以使用PWM这样的一般性的逆变器控制方法的优点。
<11-3-2.占空比恒定控制>
在图19中，箭头A2表示的方向，意味着，一边占空比保持一定一边使频率变化来进行控制的方法。
也就是，首先，对于目标投入功率，在稳定控制区域中设定占空比。在图19的例子中，占空比设定为d＝0.8，决定与目标投入功率对应的频率，使逆变器以该频率开始运行。
然后，将该频率作为出发点，通过微调频率，将电力进行反馈控制。如果，沿着图16所示的曲线S60来微调频率，可以将占空比设定为尽可能大的值。
在使用图4说明的等离子体发生用电源装置100中，公开了使用控制电路CT来微调逆变器IV的频率的构成，但是，这种情况下，在控制电路CT中，如果使用例如相位控制电路等(PHLPhase LockedLoop)等，可以使匹配状态进行动态地控制，可以得到不基于负载状态的最优的控制。
这样的方法，在投入功率较少、负载的静电电容容易波动、容易从预想值偏离的区域是有效的。
同时，例如投入功率接近最大值的情况下，需要以尽可能接近电路的谐振点的频率来向负载外加较高的电压，但是，如果负载的静电电容已经发生了变化的情况，即使匹配稍微偏离，外加到负载上的电压就变化很大，不能投入目标投入功率。这种情况下，仅仅控制频率就可以恢复匹配，所以使频率变化进行控制的方法是有效的。
此外，首先，作为不使用频率fmax以上的频率进行了说明。但是，如在上述中说明的那样，如果是在频率的微调范围，即使超过频率fmax也没问题。
不言而喻，也可以在超过频率fmax的情况和以下的情况下，或在大于等于目标投入功率的情况和小于的情况下，变更控制方法，例如，以在大于等于目标投入功率时使用占空比固定的频率控制，在小于目标投入功率时使用频率固定的占空比控制的方式，来切换控制方法。
在以占空比固定来控制频率的方法中，为了保持一定的占空比，可以将最初设定的占空比设定为最大值(例如，d＝0.95)，所以，具有能够使投入功率增大，同时，在功率投入能力上具有余地的优点。
<11-3-3.占空比以及频率控制>
在图19中，用箭头A3表示的方向，意味着同时控制占空比和频率的方法。
该方法是在例如有想保持功率因数一定等的要求的情况下有效的方法。但是，关于在使一方已经变化时同时地使另一方怎样变化，预先准备好具有关于占空比、频率以及目标投入功率的3个要素的关系的信息的图和表格等，并基于该信息进行逆变器控制即可。
<12.关于电压的跳起>
在使用图1以及图4分别进行了说明的等离子体发生用电源装置90以及100中，存在若干重要的因素。
在专利文献1的图12中所示的等离子体发生用电源装置中，在逆变器和臭氧发生器之间设置了变压器(transformer)。
更具体地说，变成如下的构成在从交流电源PS将电压200V或400V的交流电流以商用频率受电以后，经过整流器变成直流，并将其提供给逆变器。从而，逆变器的母线电压是数百V，根据逆变器的输出可以得到电压数百V的交流波形。
由于为使臭氧发生器动作而需要数kV的电压，为了使逆变器的输出电压升压，在逆变器和臭氧发生器之间设置升压变压器，将从逆变器输出的数百V的电压变换成臭氧发生器需要的数kV的交流电压。
采用这样的构成，是因为由于外加到臭氧发生器的电压一般地是数kV以上的非常高的电压，在逆变器中，直接生成保持这种程度的峰值的电压波形是困难的。从而，采用最初以较低的电压进行逆变器驱动，然后将其用变压器升压的方法。
进一步说，臭氧发生器一般地在大于等于大气压的空气或氧气中发生电介质阻挡层放电。其间隙的长度由于机械上的精度的问题不能过短，大于等于0.1mm，一般而言是0.4mm。进一步，由于是介入了电介质的放电，从外部外加的电压必须是数kV等的高电压。这样的高频高电压，用通常的逆变器不能直接产生，需要用于升压的变压器。
相对于此，例如在图1以及图4所示的等离子体发生用电源装置90以及100中，成为如下的构成不在逆变器IV和臭氧发生器1之间设置变压器，逆变器IV的输出电压直接被提供给电抗器FL。
取而代之，例如，采用如下的构成将电压200V或400V的商用频率的交流电流，首先由变压器TR来升压，然后由整流器RE来变换成直流电流。
在该阶段，例如可以得到2kV程度的直流电压，通过将其用具有耐压kV等级的逆变器来进行逆变，作为逆变器的输出，例如可以得到峰值2kV的程度的交流电压波形。
该交流电压通过串联连接到臭氧发生器1的电抗器FL，外加到臭氧发生器1的两电极上。由于电抗器FL和臭氧发生器的静电电容之间的谐振，臭氧发生器1的两电极的电压被提高到遥遥高出逆变器输出的电压，例如8kV程度的高电压被外加到臭氧发生器1的两电极。
可以采用如图1以及图4等离子体发生用电源装置90以及100这样的构成的原因，基于以下两点通过使用了可以直接逆变大于等于1kV的电压的高耐压开关元件的逆变器，可以直接生成持有数kV以上的峰值的电压波形；和使用被串联配置于臭氧发生器1(放电负载)的电抗器FL和放电负载之间的谐振现象，来使外加到臭氧发生器1两电极的电压跳起。
在这里，就如等离子体发生用电源装置90以及100这样的构成具有怎样的优点进行说明。
在如专利文献1所示的以往的方式中，在逆变器和臭氧发生器之间插入的升压变压器，其升压比以及耐压较高，一般地在尺寸上也非常地大，成本也较高。通过不要该变压器，可以使电源装置整体大幅度地小型化或设置面积缩小，同时，也可以使成本降低。
在等离子体发生用电源装置90以及100中，在整流器RE的前级设置变压器TR，但是，在变压器TR中使用商用频率用的部件，由于其升压比以及耐压都较低，用比较低的成本就可以实现。
另外，在对发电负载变压器被并联连接的情况下，从放电负载来看始终并联地存在变压器的励磁电感。也就是，在这样的构成中，不管怎样引入了并联谐振的效果，不能由理想的串联谐振来使电压跳起。但是，如等离子体发生用电源装置90以及100那样，在对于放电负载变压器没有被并联连接的构成中，由于没有励磁电感的影响，可以实现比较理想的串联谐振。
此外，在以上的说明中，交流电源PS，将使用电压200V或400V的商用电源的情况作为前提进行了说明，但是，在大规模的工厂车间等中，可以通过送电线直接受电1kV以上的电压，在这种情况下，也有基于受电以后的高电压生成逆变器的母线电压的方法。这种情况下，也不需要整流器RE的前级的变压器。
接着，就在高压逆变器中使用的高耐压开关元件进行说明。
一般地认为，在高电压的开关中IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)是有利的。作为IGBT的特长，可以举出IGBT的ON电压不管外加到IGBT上的电压如何是一定的这点。这，在进行高电压的逆变的情况下，意味着附加在IGBT上的电压差也就是IGBT中的电压降较少。
这在表观上等价于逆变器的内部电阻变得较小。其结果，逆变器中的电阻损耗变小，但是，在组合了逆变器和谐振电路的本发明中，该特长特别地重要。也就是，谐振的灵敏度、谐振的电压跳起率很大程度依赖电路电阻分量。为此，具有如下特征若在逆变器中的电阻损耗较少谐振变得比较灵敏。换言之，可以说使用IGBT的高压逆变器适用于基于谐振的升压电压。
臭氧发生器，在构造上，单侧的电极进行接地连接而被使用的情况较多，逆变器的电位依据输出波形而进行变动。为此，在逆变器和受电部件之间需要某些绝缘部件。
例如，在图1以及图4所示的等离子体发生用电源装置90以及100中，在受电部和整流部RE之间设有变压器TR，但是，通过使用在该变压器TR中使初级侧和次级侧在电气上已经进行了绝缘的绝缘变压器，起到作为上述的绝缘部件的作用。从而，如图1以及图4这样的构成，在这点上也可以说是有效的构成。
一般而言由于臭氧发生器以数kHz的高频进行运行，用于臭氧发生器驱动的逆变器以数kHz的高频进行开关。但是，在如专利文献1所示的那样的以往的构成中，在受电部和逆变器之间只有整流器，逆变器发出的高频噪声有可能经过受电部进入电力系统中。从而，为了防止其发生，要设置各种滤波器等，但是，这又在结果上成为成本增加的原因。
另一方面，在图1以及图4所示的等离子体发生用电源装置90以及100中，在逆变器IV和受电部之间，除了整流器RE以外还设置了变压器TR。而且，如先前说明的那样，变压器TR在电气上使初级侧和次级侧进行了绝缘。为此，成为逆变器IV发出的高频噪声难于传递到受电部侧的构成。说穿了，也就是，在等离子体发生用电源装置90以及100中，使输入部分的变压器TR兼具绝缘的功能和高频对策的功能。为此，也不需要了噪声对策用的滤波器而且以简单的结构就可以完成，可以削减整体装置的成本。
从噪声的观点来看，就高频变压器产生的高频分量也需要考虑。如专利文献1所示那样，在逆变器和放电负载之间设置了变压器的情况下，该变压器成为高频变压器，但是，在动作上，在变压器中必然产生高频分量。
若高频电流流过变压器，在放电负载的充放电的时候，由于变压器的杂散电容而发生高频噪声。当其泄漏进电力系统时，给电力系统以及其他装置带来影响。从而，在使用高频变压器时，设想发生高频噪声等的高频分量而需要某些噪声对策。但是，在等离子体发生用电源装置90以及100中，由于没有使用高频变压器故不需要这样的对策。
如以上的说明那样，在本发明的等离子体发生用电源装置中，采用如下的构成在逆变器和臭氧发生器之间没有设置变压器，用高压逆变器直接生成高电压的交流波形并直接提供给包含电抗器FL等的谐振部件，通过谐振电路使电压跳起。对于以数kHz的高频运行、需要数kV的电压的臭氧发生器的驱动来说是有利的构成。
在这里，基于谐振的电压跳起的最优化是重要的因素，以下就电压跳起的最优化进行说明。
首先，使用图5就使频率发生变化以后的情况下针对负载的投入功率(也就是放电功率)进行怎样的变化进行说明。但是，如图5所示那样，在使频率发生变化以后的情况下放电功率在某处具有峰值。而且，根据表示电介质阻挡层放电中的投入功率Poz和外加电压的峰值Vop之间的关系数学公式(3)，可以知道，对于外加电压的峰值，放电功率理想情况下一维地增加。但是，这意味着电压以特定的频率持有峰值。
这表示电路以特定的频率进入谐振的状态，这就是使电压跳起。
本发明的特征之一是，将由逆变器进行逆变以后的交流电压通过谐振电路外加到臭氧发生器的两电极这点。在这样的电路构成的情况下，在臭氧发生器的两电极外加达到怎样程度的电压，另外，在这样的电路构成中，能够满足上述那样的负载的条件吗？就此进行验证。
<12-1.可能外加电压>
首先验证针对臭氧发生器的可能外加电压。
将逆变器的母线电压设为Vd，将逆变器的占空比设为d。这种情况下，电压的实际有效值Vdrms以Vdrms＝d×Vd来给出。若将同样的实际有效值的正弦波的峰值(有时也称之为逆变器的输出电压)设为V0，则V0＝2×Vdrms＝2×Vd。
臭氧发生器的放电功率以数学公式(3)来给出，流过逆变器的平均的电流以下述的数学公式(6)来给出。
Irms=PozV*+4fCaV*+4fCpVp···(6)]]>从而，平均的电压也就是Vdrms用下述的数学公式(7)来给出。
Vdrms=PozIrms=VpV*-(1+CaCg)(1+CpCg)VpV*-1V*···(7)]]>在这里，若将电压跳起率M定义为臭氧发生器两电极的电压峰值Vp(有时称其为负载峰值电压)与有效正弦波的峰值电压V0的比值(Vp/V0)，电压跳起率M用下述的数学公式(8)来给出。
M=VpV0=12(1+CpCg)VpV*-11-(1+CaCg)V*Vp]]>=121-(1+CaCg)2V*V0(1+CpCg)V02V*-1···(8)]]>这表示，在将电源的频率与电路谐振频率吻合的情况下，外加在臭氧发生器两电极的可能的电压。
在这里，在图20中表示了外加到负载上的电压、电源电压以及跳起率之间的关系。在图20中，在横轴表示放电维持电压V*和有效正弦波的峰值电压V0的比值，在纵轴表示跳起率M和放电维持电压V*与负载电压Vp之间的比率。此外，杂散静电电容Cp设为零。
如根据数学公式(8)可知那样，跳起率M是依赖臭氧发生器的构造的各静电电容的值和放电维持电压V*以及有效正弦波的峰值电压V0的函数。
在图20中，将使有效正弦波的峰值电压V0发生了变化的情况下的跳起率M的变化，就电介质的静电电容值Cg和气体区域的静电电容值Ca的比值为Cg/Ca＝1.0的情况和Cg/Ca＝1.5的情况，分别用特性曲线S71以及S72来表示。
另外，在图20中，将使有效正弦波的峰值电压V0发生了变化的情况下的负载电压也就是负载峰值电压Vp的变化，就Cg/Ca＝1.0的情况和Cg/Ca＝1.5的情况，分别用特性曲线S71以及S72来表示。
根据特性曲线S71以及S72，可以知道，外加到臭氧发生器两电极的电压，也就是，放电维持电压V*，若有效正弦波的峰值电压V0变大就当然地变大，但是，与此无关，跳起率M的值具有在某处持有最小值这样的特性。
当要在臭氧发生器中将电压外加并投入功率时，朝向图20变成右方向，也就是使有效正弦波的峰值电压V0增高。这种情况下，如根据特性曲线S71以及S72可以知道那样，针对负载的投入功率增大，由于负载接近C负载，跳起率M增大。
但是，这种情况下，无效功率也有增大的趋势，极端地使有效正弦波的峰值电压V0增大不是上策。
另一方面，由于臭氧发生器的耐压的问题等理由，不想使臭氧发生器的两电极的电压过高，但是，在想要投入功率的情况下，朝向图20变成向左方向，也就是使有效正弦波的峰值电压V0减小。
这种情况下跳起率M的值，由于臭氧发生器的两电极的电压变低、放电时间变短，非放电时的静电电容变成起支配作用，由于与该静电电容的谐振而变大。这种情况下，希望通过提高电源频率来离开谐振点。但是，频率极端地变高也同样不是上策。
从而，作为谐振电路的特性，使电压尽可能地跳起的方法，由于逆变器的电压较低就可以，所以是希望的。但是，在考虑实际的驱动的情况下，图20的特性曲线S71以及S72的最下点的附近，比较具体地，以将最下点的使有效正弦波的峰值电压V0增减0％～20％的电压来使用是适当的。
根据以上说明，作为最优的逆变器的驱动条件或谐振电路的设计条件，可以举出下面的两点。
(1)使逆变器的电源频率设为接近谐振电路的谐振频率的值(比较具体地，使谐振频率增加了5％～10％的频率)。
(2)在与有效正弦波的峰值电压V0(或逆变器的母线电压Vd)相对的电压跳起率M的特性曲线中，选择电压跳起率M变成最小的那样的电源电压V0。
通过依据这些条件，可以使无效功率最小，并有效地进行电压的跳起。
此外，在使用图4说明的等离子体发生用电源装置100中，就使用控制装置CT来控制逆变器IV的电源频率和占空比的构成进行了说明。但是，已取得对应于使用的臭氧发生器的谐振频率，同时，投入功率也不需变更的话也可以不备有控制装置CT。也就是，在使用图1说明的等离子体发生用电源装置90中，如果使逆变器IV的电源频率固定于接近谐振电路的谐振频率的值的话，由于谐振可以使负载电压跳起。
在现实中，由于要向负载将所希望的功率投入等的要求，有时也脱离上述的条件而使用。实际上，跳起率M的最下点的值的一半的程度乃至2倍的程度是实用的范围。
因此，基于依照了臭氧发生器的构造的具体例子，来进行电源驱动条件范围的定型化。
<12-2.电源电压V0的现实范围以及跳起率M的现实范围>
将在图20所示的跳起率M的最下点的值设为M的代表值M00，将的有效正弦波的峰值电压V0的值设为代表值V00。
代表值V00以及这时的跳起率M的值的最小值M00，用下述的数学公式(9)以及数学公式(10)来表示。此外，各个数学公式变形为近似式。
V00=2V*(1+CaCg)(1-1-1(1+CaCg)(1+CpCg))]]>≅V*2(1+CpCg)···(9)]]>[数学公式10]M00=2(((1+CaCg)(1+CpCg)-12)+((1+CaCg)(1+CpCg)-12)2-14)]]>≅22((1+CaCg)(1+CpCg)-0.5)···(10)]]>以上的验证的结果，由谐振电路可以使怎样程度的电压跳起，可以知道取决于负载的静电电容和投入功率。
从而，根据负载的静电电容和数学公式(9)以及数学公式(10)，来决定代表值V00以及M00。然后，调节有效正弦波的峰值电压V0以使目标投入功率符合。这意味着，调节逆变器的母线电压Vd的设计值或用PWM控制来调节逆变器的占空比。
若使有效正弦波的峰值电压V0从代表值V00开始变化，如图20中曲线S81以及S82所示的那样负载峰值电压Vp变化，同时，跳起率M也变化。也就是，由于构造而决定跳起率M的代表值M00，若调节了功率，跳起率M就由此而多少变高。
从而，为了严格地求解跳起率M的值，需要明确臭氧发生器的静电电容的值和有效正弦波的峰值电压V0或功率。
但是，如上述，有效正弦波的峰值电压V0过大时，无效功率增大，有效正弦波的峰值电压V0较小时不能对于臭氧发生器外加充分的电压，为了得到需要的功率要使频率非常地高。
从而，现实上的有效正弦波的峰值电压V0的范围，如上述，是代表值V00的一半或2倍的程度。
在这里，图21表示用本发明的等离子体发生用电源装置100来驱动几个实际的臭氧发生器的情况下的，电源电压(有效正弦波的峰值电压)V0和跳起率M的关系。
在图21中，在横轴表示放电维持电压V*和有效正弦波的峰值电压V0的比值，在纵轴表示跳起率M。而且，表示了关于用特性曲线S91、S92、S93、S94表示的5种臭氧发生器的动作特性。此外，上述特性曲线S91～S94，是将市场上出售的臭氧发生器用本发明的等离子体发生用电源装置100进行驱动而得到的特性。
在图21中将各臭氧发生器的动作点用点91～95来表示，既有在臭氧发生器中跳起率M的最下面的点、也就是在代表值M00的附近使其动作的点，也有使用其稍微右侧或左侧的跳起率的点。此外，在以下的说明中，将具有点91～95的动作点的臭氧发生器分别称为臭氧发生器91～95。
例如，臭氧发生器92，使用特性曲线S92的几乎最下面的点，但是，由于臭氧发生器91需要比特性曲线S91的最下面的点再稍微投入功率，所以电源电压变高。另外，因为臭氧发生器95比臭氧发生器91需要进一步地投入功率，所以电源电压进一步变高。
另外，臭氧发生器94，是电介质的静电电容Cg非常大的装置，这种情况下，臭氧发生器负载的电容性分量变弱，从而电压难于由于谐振跳起，所以，M值变小。另一方面，由于为了投入功率，而提高有效正弦波的峰值电压V0，所以，跳起率M变成比代表值M00非常大的值。
另外，臭氧发生器91、92、93、94以及95，构造上可以忽视杂散静电电容Cp，但是，臭氧发生器93，不能忽视杂散静电电容Cp。为此，跳起率M的最下点与其他的三个大不相同。
另外，臭氧发生器93，具有气体区域的静电电容Ca非常大的特征，与杂散静电电容Cp的效果配合，臭氧发生器负载的电容性程度变强，作为结果，跳起率M变得非常大，在最下点接近8。另外，在本发明的等离子体发生用电源装置100中，由于采用为了投入功率不使电压提高而使频率提高的方法，臭氧发生器93，使用比最下点还靠左侧的跳起率。
在这里，在图22中将数学公式(10)作为图表来表示在图22中，在横轴表示在数学公式(10)中所示的各静电电容的函数部分，在纵轴表示跳起率M。而且，用粗线描绘的特性曲线S101表示数学公式(10)的理论曲线，另外，沿着这个曲线的直线S102表示近似式。该直线上的值是代表值M00。另外，就图21所示的5个臭氧发生器91～95的、伴随实用性的跳起率M的值，也分别作为点91～95来表示。
任何一个跳起率M，与代表值M00的理论值相比在稍微上面的位置。但是，例如，点94却变成很大的值。
根据这些的例子，可以估计有效正弦波的峰值电压V0的值的现实上的范围，以及跳起率M的值的现实上的范围。
首先，作为有效正弦波的峰值电压V0的现实上的范围，根据图21，可以考虑是用数学公式(9)表示的V00的值的一半或2倍的程度。
另外，跳起率M的现实上的范围，对于用数学公式(10)决定的代表值M00的值，设为M00+2＞M＞M00/2为好。
此外，在以上的说明中，出示了为了使用各种臭氧发生器而使用具有控制装置CT的等离子体发生用电源装置100的例子，但是，如果弄清楚了各臭氧发生器的特性(谐振频率和跳起率)，不言而喻，用使用图1说明的等离子体发生用电源装置90，基于由数学公式(10)决定的跳起率的最小值M00可以使所希望的臭氧发生器高效地动作。
<12-3.关于就电源电压V0和逆变器母线电压Vd的关系>
接着，就电源电压V0和逆变器母线电压Vd之间的关系进行验证。
在此之前的讨论，是基于波形是完全的正弦波、电路中的损耗完全没有这样的假定。也就是，讨论了理想状态下的电路的谐振。但是，实际上存在几个应该考虑的要素。
具体而言，是逆变器的输出的功率因数、电路(电抗器等)的损耗等。进一步，由于这之前的讨论是关于使电源频率与电路的谐振频率完全一致的情况，所以在实际中希望考虑使用稍微偏离谐振点的点，进而将电压留有余地。
若将由于这些的要素引起的电压的降低率设为η，逆变器的母线电压Vd用下述的数学公式(11)表示。
Vd=VOη2d···(11)]]>在这里，例如在d＝0.25、η＝1时，η√d＝0.5，另外，d＝0.8、η＝0.56时，η√d＝0.5。η√d最低考虑0.5的程度。
也就是可以考虑，1＞η√d＞0.5。
在先前的讨论中，由于设M00+2＞M＞M00/2，臭氧发生器的两电极间的电压Vp和逆变器母线电压Vd的比率Md(Vp/Vd)的范围用下述的数学公式(12)来表示，可以指定现实的范围。
2(M00+2)>Md>24M00···(12)]]>另外，由于电源电V0的范围是用式(9)表示的代表值V00的一半或2倍，将该关系适用于数学公式(11)若用Vd表示地话，逆变器母线电压Vd的范围可以用下述的数学公式(13)来表示。
42V00>Vd>122V00···(13)]]>而且，上式，可以变形为下述的数学公式(14)，基于静电电容，可以指定逆变器母线电压Vd的范围。
04V*1+CpCg>Vd>V*2(1+CpCg)···(14)]]>用上述的数学公式(12)以及(14)所规定的范围，考虑了针对现实上的臭氧发生器的适用性的情况非常地宽。
因此，在下述的表1中，表示在图21以及图22表示的臭氧发生器91～95的动作条件，基于这些信息，规定逆变器母线电压Vd以及臭氧发生器的两电极间的电压Vp的更为现实的范围。
此外，上述表1，是使用本发明的等离子体发生用电源装置100驱动市场上销售的臭氧发生器的结果。
在表1中，放电功率密度(W/S)是表示单位电极面积(/cm2)所投入的放电功率，也是依赖装置构造的值。
上述表1所示的臭氧发生器91、92、94以及95，任何一个是使用图10说明的那样的圆筒多管式臭氧发生器，在该方法中与负载并联的杂散静电电容Cp是可以忽视程度地小，在表1中，Ca/Cp设为零。但是，臭氧发生器93具有特殊的构造，Ca/Cp＝0.63。
在这里，将臭氧发生器93那样的型号的臭氧发生器作为例外，如果限定于将杂散静电电容Cp设为零来处理的臭氧发生器，数学公式(14)可以进一步变简单，而为4V*＞Vd＞0.5V*成为不含静电电容的形式。
如果基于表1的信息，上述的范围就可设为2V*＞Vd＞0.5V*，并可以指定比较现实的范围。
另外，臭氧发生器的两电极之间的电压Vp的对于逆变器的母线电压Vd的比率Md的范围，基于表1也变成6＞Md＞1，可以指定比较现实的范围。
另外，如根据表1可以知道那样，放电维持电压V*的值是2kV～4kV。这种情况下，可以知道，元件耐压需要是1kV以上。进而，在考虑了臭氧发生器之类的用途的情况下，将流过不少的电流。从而，作为构成该逆变器的开关元件希望是IGBT(insulated gate transistor)等的大容量的半导体元件。
此外，在以上的说明中，出示了为了使用各种臭氧发生器而使用具有控制装置CT的等离子体发生用电源装置100的例子，但是，用数学公式(14)表示的逆变器母线电压Vd的范围，不言而喻也适用于使用图1说明的等离子体发生用电源装置90。
<13.逆变器的构成例子>
如上述那样，臭氧发生器的驱动用的高压逆变器的情况下，要求耐压较大的开关元件，所以使用高耐压的IGBT。另一方面，臭氧发生器近年来已经高频化，用1kHz～20kHz的频率进行驱动。
以下，就臭氧发生器的驱动用的高压逆变器的具体的构成举出几个示例。
<13-1.具有2级逆变器块的逆变器>
例如，输出电压是2kV的高压逆变器的情况，如果使用耐压是2kV的IGBT元件，设母线电压为2kV，只用将IGBT元件进行全桥连接的一组的逆变器块可以构成高压逆变器，但是，当想使用比母线电压还低的耐压的IGBT元件时，可以采用图23所示的那样的具有2级逆变器块的构成。
在图23所示的逆变器中，具有将使用具有输出电压的一半的耐压的IGBT元件来构成的逆变器块IV1以及IV2，对于臭氧发生器1的两电极进行了串联连接的构成。
而且，高压的交流电压通过变压器TR1从交流电源PS提供给分别将直流电压提供给逆变器块IV1以及IV2的整流器RE1以及RE2。这时，使用变压器TR1的初级侧和次级侧电气上已经绝缘的绝缘变压器，通过将次级侧做成2卷线圈，用一个变压器向两个整流器RE1以及RE2提供高压交流电压，并可以同时将电力提供给串联连接的两个逆变器块IV1以及IV2。
另外，在将直流电压从整流器RE1以及RE2提供给逆变器块IV1以及IV2各自的主电源线(母线)P以及N之间，分别介入用于平滑的电容器C1以及C2。
逆变器块IV1以及IV2，在主电源线P以及N之间，配设了两组被倒相连接的绝缘栅型双极性晶体管，构成IGBT的全桥连接。
也就是，在逆变器块IV1中，在P-N线之间，配设了被倒相连接晶体管T11以及T12、晶体管T13以及T14。在逆变器块IV2中，在P-N线之间，配设了被倒相连接晶体管T21以及T22、晶体管T23以及T24。晶体管T11以及T12的组的输出节点被连接到电抗器FL的一端，电抗器FL的另一端被连接到臭氧发生器1的一方的电极。另外，晶体管T23以及T24的组的输出节点被连接到臭氧发生器1的另一方的电极。此外，该电极被用来接地。
另外，构成为晶体管T13以及T14的组的输出节点与晶体管T21以及T22的组的输出节点连接。
此外，在晶体管T11以及T12、T13以及T14中，分别反并联连接着二极管D11、D12、D13以及D14。在晶体管T21以及T22、T23以及T24中，分别反并联连接着二极管D21、D22、D23以及D24。这些二极管是电流续流用二极管。
在采用图23所示的构成的情况下，例如，使逆变器块IV1以及IV2的各自的P-N线间的电压差最大设为1kV的情况下，逆变器的输出电压是2kV，同时，各逆变器的耐压1kV就可以。
也就是，晶体管T23以及T24的组的输出节点连接的臭氧发生器1的电极，因为如上述是接地电位，若将逆变器块IV2的主电源线N的电位设为0V，主电源线P的电位就是1kV，就可以使晶体管T21以及T22的组的输出节点的电压成为1kV。
晶体管T21以及T22的组的输出节点的电压是1kV的情况下。逆变器块IV1的主电源线N的电位成为1kV，主电源线P的电位就是2kV，就可以使晶体管T11以及T12的组的输出节点的电压成为2kV。
这样，由于P-N线间的电压差最大为1kV，各晶体管的耐压也成为1kV，也就是，是逆变器的输出电压的一半的耐压就可以。
这样，在构成逆变器的晶体管中，如果想使用比输出电压还低的耐压的元件时，可以将多个逆变器块对于臭氧发生器的两个电极进行串联连接。
此外，不言而喻，如果想使逆变器的输出电流增大，可以使用多个逆变器块对于臭氧发生器的两个电极进行并联连接。
<13-2.具有4级逆变器块的逆变器>
另外，臭氧发生器的驱动电压极其高，对于若与此相配合准备耐压较高的IGBT成本就增大的情况，也可以再增加逆变器块的个数，作为各个IGBT可以使用考虑成本基础上的适当的耐压的IGBT。最为其一例将具有4级逆变器块的逆变器表示于图24。
在图24所示的逆变器中，具有将用具有输出电压的4分之1耐压的IGBT元件构成的逆变器块IV10、IV20、IV30以及IV40，对于臭氧发生器1的两电极进行串联连接了的构成。
而且，高压的交流电压从交流电源PS通过变压器TR10被提供给分别将直流电压提供给逆变器块IV10、IV20、IV30以及IV40的整流器RE10、RE20、RE30以及RE40。这时，使用变压器TR1的初级侧和次级侧在电气上已经绝缘的绝缘变压器，通过将次级侧做成4卷线圈，用一个变压器向4个整流器RE10～RE40提供高压交流电压，并可以同时将电力提供给串联连接的4个逆变器块IV10～IV40。
另外，在将直流电压从整流器RE10～RE40提供给逆变器块IV10～IV40各自的主电源线(母线)P以及N之间，分别介入用于平滑的电容器C10、C20、C30以及C40。
逆变器块IV10～IV40，在主电源线P以及N之间，配设了两组被倒相连接的绝缘栅型双极性晶体管，构成IGBT的全桥连接。
也就是，在逆变器块IV10中，在P-N线之间，配设了被倒相连接的晶体管T101以及T102、晶体管T103以及T104。在逆变器块IV20中，在P-N线之间，配设了被倒相连接的晶体管T201以及T202、晶体管T203以及T204。在逆变器块IV30中，在P-N线之间，配设了被倒相连接的晶体管T301以及T302、晶体管T303以及T304。在逆变器块IV40中，在P-N线之间，配设了被倒相连接的晶体管T401以及T402、晶体管T403以及T404。
而且，晶体管T101以及T102的组的输出节点被连接到电抗器FL的一端，电抗器FL的另一端被连接到臭氧发生器1的一方的电极。另外，晶体管T403以及T404的组的输出节点被连接到臭氧发生器1的另一方的电极。此外，该电极被用来接地。
另外，构成如下晶体管T103以及T104的组的输出节点与晶体管T201以及T202的组的输出节点连接。晶体管T203以及T204的组的输出节点与晶体管T301以及T302的组的输出节点连接。晶体管T303以及T304的组的输出节点与晶体管T401以及T402的组的输出节点连接。
此外，在晶体管T101以及T102、T103以及T104中，分别反并联连接着二极管D101、D102、D103以及D104。在晶体管T201以及T202、T203以及T204中，分别反并联连接着二极管D201、D202、D203以及D204。在晶体管T301以及T302、T303以及T304中，分别反并联连接着二极管D301、D302、D303以及D304。在晶体管T401以及T402、T403以及T404中，分别反并联连接着二极管D401、D402、D403以及D404。这些二极管是电流续流用二极管。
在采用图24所示的构成的情况下，例如，使逆变器块IV10～IV40的各自的P-N线间的电压差设为最大1kV的情况下，逆变器的输出电压是4kV，同时，各逆变器的耐压1kV就可以。
在采用图24所示的构成的情况下，不是将4个逆变器块IV10～IV40同时地进行开/关(接通/断开)控制，如果阶段性地进行开/关控制，就可以如图25所示那样将输出电压阶段性地变化，不只是矩形波，还可以输出比较接近正弦波的波形。
也就是，在图25中，从0V线开始第1阶段电压的较高的台阶ST1，通过只有逆变器块IV10为开状态，其他的逆变器块变成关状态这样来控制可以得到。
在这里，所谓使逆变器块为开状态的控制，以逆变器块IV10为例，是使晶体管T101以及T104为开状态、使晶体管T102以及T103为关状态的控制。
另外，所谓使逆变器块为关状态的控制，以逆变器块IV10为例，是使晶体管T101以及T103为关状态、使晶体管T102以及T104为开状态的控制。
另外，在图25中，从0V线开始第2阶段电压的较高的台阶ST2，通过只有逆变器块IV10以及IV20为开状态，其他的逆变器块变成关状态这样来控制可以得到。
另外，在图25中，从0V线开始第3阶段电压的较高的台阶ST3，通过逆变器块IV10、IV20以及IV30为开状态，逆变器块IV40变成关状态这样来控制可以得到。
另外，在图25中，从0V线开始第4阶段电压的较高的台阶ST4，通过逆变器块IV10～IV40全部变成开状态这样来控制可以得到。
此外，为了得到在图25中所示的比0V线低的台阶，变成使各逆变器块的P-N线的电位为负电位而进行开/关控制，但是，在这种情况下，逆变器块的开状态、关状态的定义就将改变。
也就是，这种情况下，所谓使逆变器块为开状态的控制，以逆变器块IV10为例，是使晶体管T101以及T104为关状态、使晶体管T102以及T103为开状态的控制。
另外，所谓使逆变器块为关状态的控制，以逆变器块IV10为例，是使晶体管T101以及T103为开状态、使晶体管T102以及T104为关状态的控制。
此外，在以上的说明中，4个逆变器块IV10～IV40各自的P-N线间的电压差设为相同而进行了说明，但是，也可以使各电压差不同。
<13-3.关于半导体元件中的功率损耗>
若采用图24所示那样的逆变器的构成，变压器TR10变成较大的部件的同时，由于开关次数变得非常地多，半导体元件中的功率损耗有可能变得较大。
以高频驱动IGBT元件的情况下，与ON损耗相比不如说其开关损耗成为问题。
在开关时发生的损耗的种类，可以考虑开时的开关损耗(Eon)、关时的开关损耗(Eoff)然后，是与各IGBT元件并联配置的续流用的二极管元件的恢复损耗(Erec)这三个。
在这里，为了简单化，采用图26所示那样的逆变器为例，输出矩形波，流过电路的谐振的结果的接近正弦波的电流。
在图26所示的逆变器中，在P-N线之间插入平滑用的电容C0的同时，配设有被倒相连接的晶体管T1以及T2、晶体管T3以及T4，晶体管T1以及T2的组的输出节点被连接到电抗器FL的一端，电抗器FL的另一端被连接到臭氧发生器1的一方的电极。另外，晶体管T3以及T4的组的输出节点被连接到臭氧发生器1的另一方的电极。此外，该电极被用于接地。
在图27中，表示了图26所示的逆变器输出矩形波的电压波形VW以及正弦波的电流波形CW、以及各IGBT元件的开/关控制的定时(栅极波形)。也就是，将提供给晶体管T1、T2、T3以及T4的栅极波形分别设为G1、G2、G3以及G4来表示，另外，就在各开关定时在哪个元件中发生什么种类的损耗也一同表示了。
也就是，在晶体管T2关、晶体管T1开的定时，发生晶体管T1开时的开关损耗(Eon)，和基于晶体管T2关的二极管D2中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T4关、晶体管T3开的定时，发生晶体管T4关时的开关损耗(Eoff)。
再者，在晶体管T1关、晶体管T2开的定时，发生晶体管T2开时的开关损耗(Eon)，和基于晶体管T1关的二极管D1中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T3关、晶体管T4开的定时，发生晶体管T3关时的开关损耗(Eoff)。
如图27所示那样，功率损耗不是在晶体管T1～T4以及二极管D1～D4中同等发生，晶体管T3以及T4接受关时的开关损耗(Eoff)，晶体管T1以及T2接受开时的开关损耗(Eon)，二极管D1以及D2接受恢复损耗(Erec)。
从而，考虑了用晶体管和二极管来构成一组半导体芯片的情况下，用晶体管T1和二极管D1的组合而构成的半导体芯片以及用晶体管T2和二极D2的组合而构成的半导体芯片，与其他的半导体芯片比较功率损耗变大，可以预想由于功率损耗而过热。
另外，由于流过元件的电流值，用晶体管T3和二极管D3的组合而构成的半导体芯片以及用晶体管T4和二极D4的组合而构成的半导体芯片的一方，也有可能功率损耗变大，这些半导体芯片的一方也可能过热。
为了回避之，按照一定时间，变更各半导体元件的控制模型，使功率损耗不集中于特定的半导体芯片中即可。以下，就该控制方法进行具体说明。
<13-4.平均化半导体元件中的功率损耗的控制方法>
<13-4-1.控制方法的第1例>
在图28中，表示了基于上述思想而生成的、分别提供给各IGBT元件的栅极波形，和基于该栅极波形控制图26所示的逆变器的情况下的、该逆变器输出的矩形波的电压波形VW以及正弦波的电流波形CW。另外，关于在各开关定时在怎样的元件中发生什么种类的损耗也一同表示。
图28所示的各栅极波形，成为在图27所示的栅极波形G1～G4中，按照每一个周期来更换栅极波形G1和G4以及栅极波形G2和G3的波形。
也就是，栅极波形G11构成为以栅极波形G1为基础，栅极波形G4在每一个周期与栅极波形G1替换；栅极波形G14构成为以栅极波形G4为基础，栅极波形G1在每一个周期与栅极波形G4替换。
另外，栅极波形G13构成为以栅极波形G3为基础，栅极波形G4在每一个周期与栅极波形G3替换；栅极波形G12构成为以栅极波形G2为基础，栅极波形G3在每一个周期与栅极波形G2替换。
通过使用图28所示的栅极波形G11～G14，在晶体管T3为关、晶体管T4为开的定时，发生晶体管T4的开时的开关损耗(Eon)和基于晶体管T3为关的二极管D3中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T4为关、晶体管T3为开的定时，发生晶体管T4的关时的开关损耗(Eoff)。
另外，在晶体管T1为关、晶体管T2为开的定时，发生晶体管T2的开时的开关损耗(Eon)和基于晶体管T1为关的二极管D1中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T3为关、晶体管T4为开的定时，发生晶体管T3的关时的开关损耗(Eoff)。
另外，在晶体管T2为关、晶体管T1为开的定时，发生晶体管T1的开时的开关损耗(Eon)和基于晶体管T2为关的二极管D2中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T1为关、晶体管T2为开的定时，发生晶体管T1的关时的开关损耗(Eoff)。
另外，在晶体管T4为关、晶体管T3为开的定时，发生晶体管T3的开时的开关损耗(Eon)和基于晶体管T4为关的二极管D4中的恢复损耗(Erec)。
另外，在晶体管T2为关、晶体管T1为开的定时，发生晶体管T2的关时的开关损耗(Eoff)。
这样，通过在构成两组的倒相连接的四个IGBT元件中，使用将提供给一方的倒相连接的高电位侧IGBT元件和另一方的倒相连接的低电位侧IGBT元件的栅极波形，相互地按照每一周期逐个地进行更换的栅极波形，能够防止在晶体管T1～T4以及二极管D1～D4中功率损耗偏颇的发生，能够平均化功率损耗、平均化各元件中的发热、较低地抑制各元件中的最大发热量。
<13-4-2.控制方法的第2例>
另外，作为用于消除功率损耗的偏颇的逆变器控制方法，如图29所示那样，也可以考虑强制地切换提供给各IGBT元件的栅极波形的方法。
也就是，使用的是图27所示的基本的栅极波形G1～G4，但是，电压波形VW的脉冲尚未输出的定时(在图29中，表示添加了阴影的区域)，也就是，以晶体管T1以及T3为开状态时或晶体管T2以及T4为开状态时为界线，强制地切换栅极波形，以实现将栅极波形G3提供给晶体管T1，将栅极波形G1提供给晶体管T3，将栅极波形G2提供给晶体管T4，将栅极波形G4提供给晶体管T2。此外，在接下来强制地切换栅极波形的定时，进行与上述相反的切换。
若采用该方法，如图29所示，就在电压波形VW中产生正脉冲连续2次的图案。为此，电流波形变成稍稍不规则的波形，但是，切换的周期是与由于功率损耗的偏颇而引起的元件的过热发生的时间(由热传递速度规定的时间)比起来充分地短的时间，例如，可以设定为1秒的程度，该时间比逆变器的频率充分地长，由于电流波形变成稍微不规则的形状的频度较少，所以对于逆变器的动作的影响较少。
此外，对于强制地切换栅极波形，构成为将栅极波形G1和G3以及栅极波形G2和G4进行切换提供，例如，通过将触发电路设在各晶体管的栅极信号的输入部的前级可以达成。
<13-4-3.控制方法的第3例>
另外，作为强制地切换提供给各IGBT元件的栅极波形的方法，如图30所示那样，也可以考虑预先准备好两种信号源、在电压波形VW的脉冲正在输出时强制地进行切换的方法。
也就是，如图30所示那样，作为准备的信号源是，输出图27所示的基本的栅极波形G1～G4的信号源GX和，输出相互更换了栅极波形G1和G4的栅极波形G1’以及G4’、相互更换了栅极波形G2和G3的栅极波形G2’以及G3’的信号源GY。
而且，在电压波形VW的脉冲正在输出的时(在图30中，表示添加了阴影的区域)，也就是，以晶体管T1以及T4为开状态时或晶体管T2以及T3为开状态时为界线，强制地切换栅极波形，以实现将栅极波形G1’提供给晶体管T1，将栅极波形G2’提供给晶体管T2，将栅极波形G3’提供给晶体管T3，将栅极波形G4’提供给晶体管T4。此外，在接下来强制地切换栅极波形的定时，进行与上述相反的切换。
若采用该方法，就需要两个信号源，但是在逆变器的输出波形中没有发生变化。此外，切换周期为1秒的程度是合适的。
<13-5.伴随功率损耗的进一步增大的发热的消除>
接下来，就各元件中的功率损耗进一步增大的情况进行叙述。如上述，以高频驱动IGBT的情况下，与导通损耗相比其开关损耗更成为大的问题。通常，电流较大、半导体元件中的功率损耗较大、发热成为问题的情况下，为了分担其功率损耗，半导体元件进行多个并联使用。
通常由于半导体元件的功率损耗由在ON时流过的电流来决定，所以采用如下构成使并联连接的多个半导体元件全部为ON而导通，以减少每一个分担的电流。
但是，本发明的等离子体发生用电源装置中使用的逆变器的情况，如先前说明的那样，不是ON损耗而是开关损耗成为支配性的损耗。这种情况下，可以不是减少ON时的电流，而是减少每一个半导体元件的ON次数。
在图31中，表示了作为在等离子体发生用电源装置100中被使用的逆变器IV的构成的一例，将两个IGBT进行并联配设的构成。
如图31所示那样，构成为在主电源线(母线)P以及N之间，配设有被倒相连接的IGBT11以及21、IGBT31以及42，各个组的输出节点被连接到电抗器FL以及臭氧发生器1的电极。
而且，在IGBT11以及21、31以及42中并联连接了IGBT12以及22、IGBT32以及42。
另外，构成为通过触发电路FF1、FF2、FF3、FF4，控制信号从控制电路CC被提供给IGBT11以及12、IGBT21以及22、IGBT31以及32、IGBT41以及42的各自的栅极电极。
例如，触发电路FF1是用于使IGBT11以及12交互地开的构成，将其时间图的一例表示于图32。
如图32所示，以在最初的周期中IGBT11为开、在下一个周期中IGBT12为开的方式，来按照每个周期逐个地切换IGBT11以及12来使用。这在其他的IGBT组中也是相同的，通过这样来进行控制，关于一个半导体元件，开关频率变成一半，可以使开关损耗降低一半。
此外，在使同样地被并联连接的半导体元件，不是交互而是在每次同时地进行开的情况下，需要考虑电流的分流方法等，若在电流的分流中失败而在单方的元件中过大地流过电流，就成为在半导体元件中发生不正常状态的原因。但是，如果以图32那样的构成交互地进行开，就可以不存在这样的电流的分流问题。
<14.针对臭氧发生器以外的应用例子>
在以上的说明中，以针对臭氧发生器的应用为主说明了本发明。成为近年来的主流的臭氧发生器是空气或氧气原料、间隙间隔0.6mm以下、气体压力大于等于大气压。在这样的臭氧发生器的情况下，在以下几点可以说对本发明来说是适合的放电负载需要将高电压外加到臭氧发生器；放电维持电压也是kV的程度；频率是kHz以上；是电容性负载等。
另一方面，如最初所叙述那样，只要是电容性放电负载本发明就可以适用，对于以下负载也可以适用例如，在2张玻璃板之间封入氙等的放电气体，将玻璃的间隙作为放电间隙，从两侧外加交流电压，并将来自在内部涂抹的荧光体的发光以平面的方式取出的称谓平板型光源的装置，和其他利用电介质阻挡层放电的PDP(等离子体显示面板)和激光振荡器等。
虽然本发明被详细地进行了说明，但是，上述说明在全部方面都是示例，本发明并不限定于此。应理解为尚未被示例的无数的变形例子，均可被想到而不脱离本发明的范围。
权利要求
1.一种驱动使等离子体发生的放电负载(1)的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源(IV)；以及可以控制上述交流电源的交流输出的频率的控制装置(CT)，其中，上述控制装置(CT)以依照针对上述放电负载(1)的目标投入功率使上述交流电源(IV)的电源频率变化的方式来进行控制。
2.按照权利要求1所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述控制装置(CT)控制上述电源频率以使得在上述交流电源(IV)的电源输出端电流相对于电压为延迟相位。
3.按照权利要求1所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述控制装置(CT)在上述目标投入功率是最大额定的功率的情况下将上述电源频率设定在上述放电负载(1)的谐振频率的附近。
4.按照权利要求1所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述交流电源(IV)用逆变器构成，上述交流输出是脉冲输出，上述控制装置(CT)在设Cg上述放电负载所包含的电介质的静电电容值Ca上述放电负载所包含的气体区域的静电电容值Cp并联于上述放电负载的杂散的静电电容值V*放电维持电压L包含上述放电负载的电路中的电感值f上述电源频率Cβ非放电时的静电电容P02=4Cg(V*)2f(CgCg+Cp-1L(2πf)2-(1+CaCg))···(4)]]>fmax=12πLCβ···(5)]]>的情况下，在将上述脉冲输出的占空比固定于最大值而使上述电源频率变化时的投入功率的特性曲线、0.9倍于该公式(4)所代表的投入功率Poz曲线的曲线、和表示该公式(5)所代表的非放电时的谐振频率fmax的直线所包围的稳定控制区域的范围中，使上述电源频率以及上述占空比进行变化。
5.按照权利要求4所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述控制装置，以将上述脉冲输出的占空比固定于最大值的80％或90％的某一值而使频率变化时的投入功率的特性曲线的谐振点为边界沿高频率侧的边缘、和表示从上述公式(5)所规定的上述非放电时的谐振频率fmax的值到fmax的80％的值的范围中所选择的频率的直线所规定的曲线，使上述电源频率以及上述占空比进行变化。
6.按照权利要求1所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于，还包括通过谐振使上述交流电源(IV)输出的交流电压跳起并作为负载电压提供给上述放电负载的谐振部件(FL)，其中，上述交流电源(IV)直接电连接到上述谐振部件(FL)。
7.按照权利要求6所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述谐振部件(FL)包含串联或并联连接到上述放电负载(1)的电抗器(FL，FL1)。
8.按照权利要求1所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括检测上述放电负载(1)的电流的电流检测器(DT)，其中，上述控制装置(CT)基于上述电流检测器(DT)中的检测电流使上述交流电源(IV)的电源频率变化。
9.一种驱动使等离子体发生的放电负载(1)的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源(IV)；使包含上述放电负载(1)的上述交流电源(IV)的输出侧的电路的电路常数变化的可变无源元件(VL)；以及可变控制上述可变无源元件(VL)的控制装置(CT1)，其中，上述控制装置(CTL1)依照针对上述放电负载(1)目标投入功率来可变控制上述可变无源元件(VL)。
10.按照权利要求9所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述控制装置(CTL1)可变控制上述可变无源元件(VL)以使得在上述交流电源(IV)的电源输出端电流相对于电压为延迟相位。
11.按照权利要求9所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于，还包括检测上述放电负载(1)的电流的电流检测器(DT)，其中，上述控制装置(CT1)基于上述电流检测器(DT)中的检测电流可变控制上述可变无源元件(VL)。
12.一种驱动使等离子体发生的放电负载(1)的等离子体发生用电源装置，其特征在于，包括对上述放电负载供给电力的交流电源(IV)；以及通过谐振使上述交流电源(IV)输出的交流电压跳起并作为负载电压提供给上述放电负载的谐振部件(FL)，其中，上述交流电源(IV)直接电连接到上述谐振部件(FL)。
13.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述谐振部件(FL)包含串联连接到上述放电负载(1)的电抗器(FL)，通过上述放电负载(1)的电容分量和上述电抗器(FL)的谐振来取得上述负载电压。
14.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于，还包括被配置在上述交流电源(IV)的输入侧、将从上述等离子体发生用电源装置的外部供给的电源电压升压的变压器(TR)，其中，上述变压器的初级侧和次级侧被电绝缘。
15.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述放电负载(1)是臭氧发生器。
16.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述谐振部件(FL)包含串联连接到上述放电负载(1)的电抗器(FL)，并通过上述放电负载(1)的电容分量和上述电抗器(FL)的谐振来取得上述负载电压，在设上述负载电压相对于上述逆变器的输出电压的比率为电压跳起率的情况下，将上述交流电源的电源频率与包含上述放电负载的电路的谐振频率大致相等地进行设定，并且以在对于上述电源电压的上述电压跳起率的特征曲线中，上述电压跳起率变成最小值附近的值的方式来选择上述输出电压。
17.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述交流电源(IV)用逆变器构成，上述谐振部件(FL)包含串联连接到上述放电负载(1)的电抗器(FL)，并通过上述放电负载(1)的电容分量和上述电抗器(FL)的谐振来取得上述负载电压，在设上述负载电压相对于上述逆变器的输出电压的比率为电压跳起率、Cg上述放电负载所包含的电介质的静电电容值Ca上述放电负载所包含的气体区域的静电电容值Cp并联于上述放电负载的杂散的静电电容值M00=2(((1+CaCg)(1+CpCg)-12)+((1+CaCg)(1+CpCg)-12)2-14)]]>≅22((1+CaCg)(1+CpCg)-0.5)···(10)]]>的情况下，将上述交流电源的电源频率与包含上述放电负载的电路的谐振频率大致相等地进行设定，并且在对于上述电源电压的上述电压跳起率的特征曲线中，用该公式(10)来规定上述电压跳起率的最小值M00时，将上述负载电压设定成大于上述逆变器的母线电压的(2/4)·M00倍且小于其2·(M00+2)倍。
18.按照权利要求12所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述交流电源(IV)用逆变器构成，上述谐振部件(FL)包含串联连接到上述放电负载(1)的电抗器(FL)，并通过上述放电负载(1)的电容分量和上述电抗器(FL)的谐振来取得上述负载电压，在设相对于上述逆变器的输出电压上述负载电压的比率为电压跳起率、Cg上述放电负载所包含的电介质的静电电容值Cp并联于上述放电负载的杂散的静电电容值Vd上述逆变器的母线电压V*放电维持电压4V*1+CpCg>Vd>V*2(1+CpCg)···(14)]]>的情况下将上述交流电源的电源频率与包含上述放电负载的电路的谐振频率大致相等地进行设定，并且设定上述逆变器的母线电压Vd以使得上述逆变器的母线电压Vd与上述放电维持电压V*相比较成为该公式(14)所规定的范围。
19.按照权利要求17所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述放电负载(1)是以同轴方式配置多个圆筒电极，其间隙间隔小于等于0.6mm的圆筒多管型臭氧发生器，将上述负载电压设定成大于上述逆变器的母线电压的1倍且小于其6倍。
20.按照权利要求18所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述放电负载(1)是以同轴方式配置多个圆筒电极，其间隙间隔小于等于0.6mm的圆筒多管型臭氧发生器，将上述逆变器的母线电压设定成大于上述放电维持电压的0.5倍且小于其2倍。
21.按照权利要求1、权利要求9以及权利要求12中任何一项所述的等离子体发生用电源装置，其特征在于上述放电负载(1)是在间隙间隔小于等于0.6mm、气体压力大于等于大气压下进行动作的、以包含氧气的气体作为原料的臭氧发生器。
全文摘要
本发明的目的是获得一种在最大额定条件下以功率因数尽可能高的条件进行驱动，即便在使投入功率变化的情况下也能够始终稳定地使之动作的等离子体发生用电源装置。本发明的等离子体发生用电源装置具有被连接到交流电源(PS)的变压器(TR)；被连接到变压器(TR)的整流器(RE)；被连接到整流器(RE)的逆变器(IV)；被串联插入到从逆变器(IV)供给电力的臭氧发生器(1)的功率线的电抗器(FL)；以及控制逆变器(IV)的控制装置(CT)。控制装置(CT)用电流检测器(DT)来检测流入臭氧发生器(1)的电流，并进行控制以使臭氧发生器1的投入功率保持恒定。
文档编号H05B41/28GK1926927SQ20048004263
公开日2007年3月7日 申请日期2004年10月18日 优先权日2004年3月29日
发明者民田太一郎, 岩田明彦, 和田升, 峯慎吾, 中谷元 申请人:三菱电机株式会社