专利名称：电感加热烹调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及对锅等负载进行高频加热的电感加热烹调器，尤其涉及做成进行适应负载类型的加热的电感加热烹调器。
背景技术：
电感加热烹调器由于具有不用火且安全地控制温度的功能等优点，作为装入定制厨房的电感加热烹调加热器(Induction-heating cooking heater)，正在快速普及。此状况下，期望除铁锅那样的高导磁率或高电阻率锅的加热外，铝锅那样的低导磁率或低电阻率的锅也能加热的使用方便的电感加热烹调器。专利文献1(日本国专利公开昭61-16491号公报)中揭示一例满足这种期望的电感加热烹调器。
图11示出对铁锅或铝锅两者都能加热的已有电感加热烹调器的电路组成。
图11中，全波整流电路100的交流输入端子通过噪声滤波器101连接200V的单相交流电源102。在全波整流电路100的直流输出端子之间连接电抗器121和滤波电容器103的串联电路。滤波电容器103上并联将IGBT(Insulated GateBipolar Transistor绝缘栅双极性晶体管)104和105串联而成的逆变器6。即，将逆变器6构成由1臂部分的IGBT104和105的串联电路组成的半桥路。IGBT104和105是开关元件。
由圈数为20匝的内侧线圈108a和圈数为60匝的外侧线圈108b构成对作为电感加热烹调器的负载的锅107加热用的电感加热线圈108。谐振电容器109则由电容为C1的第1电容器109a和电容为C2的第2电容器109b构成。将电容C2设定成充分大于电容C1。然后，在逆变器106的IGBT105上并联内侧线圈108a、切换用继电器开关110的活动接点c与固定接点b之间的电路、外侧线圈108b、第1电容器109a和第2电容器109b的串联电路。将切换用继电器开关110的固定接点a连接到电容器109a和109b的共同连接点。
由8位(bit)的普通微型计算机构成控制电路11，其中具有输入功率控制部112、负载判断部113和频率指令信号产生部114。输入电压检测电路115检测出交流输入电压，并将该检测出的交流输入电压供给输入功率控制部112。输入电流检测部116通过电流器122检测出交流输入电流。将该检测出的交流输入电流供给输入功率控制部112和负载判断部113。逆变器电流检测电路117通过变流器123检测出流过逆变器106的电流。将该检测出的逆变器电流供给负载判断部113。
输入功率控制部112根据交流输入电压和交流输入电流运算输入功率，并控制逆变器106的驱动频率，使输入功率为用户设定的设定输入功率。将该受控制的频率的驱动信号供给频率指令信号产生部114。频率指令信号产生部114产生相当于该驱动频率的频率指令信号，供给模拟集成电路(IC)组成的逆变器驱动脉冲产生电路(VC0压控振荡器)118。逆变器驱动脉冲产生电路118根据该频率指令信号产生驱动脉冲。将该产生的驱动脉冲作为栅极信号VG1和VG2供给IGBT104和105。负载判断部113根据交流输入电流量和逆变器电流量判断锅107的类型。当判断锅107是铝锅时，负载判断部113通过继电器切换电路120使切换用继电器开关的接点c与接点b之间导通。当判断锅107是铁锅时，则负载判断部113通过继电器切换电路120使切换用继电器开关110的接点c与接点a之间导通。
利用以上的电路组成，执行铝锅和铁锅的加热如下。
铝锅由于电阻率低于铁锅，因此要进行圈数与对铁锅加热时相同的电感加热线圈的加热，则流通过大的逆变器电流，不能进行大火力的加热。因此，对铝锅加热时，使电感加热线圈的圈数比铁锅时增多，加大其电感，而且需要以60kHz左右的高频驱动逆变器。
负载判断部113判断锅107是铝锅时，通过继电器切换电路120使切换用继电器开关的接点c与接点b之间导通。由此，将内侧线圈108a、外侧线圈108b、第1电容器109a和第2电容器109b串联，形成谐振电路。因此，电感加热线圈108的圈数变成80匝(内侧线圈108a的20匝+外侧线圈108b的60匝)，而且谐振电容器109的电容大致等于第1电容器109a的电容C1。将该电容C1设定成使电感加热线圈108的圈数为80匝时谐振频率在59kHz附近的值。
输入功率控制部112进行输入恒定控制，对逆变器106的工作频率进行控制，以便获得用户设定的烹调火力。锅107是铝锅时，额定输入为2kW，这时的逆变器106的开关频率为60kHz。此情况下，各部的定时波形如图12所示。图12中，IQ是逆变器电流(谐振电路中流通的电流)，VQ是逆变器106输出的高频电压(加给谐振电路的高频电压)，VG1是供给IGBT104的栅极信号，VG2是供给IGBT105的栅极信号。
负载判断部113判断锅107是铁锅时，通过继电器切换电路120使切换用继电器开关110的接点c与接点b之间导通。由此，将内侧线圈108a和第2电容器109b串联，形成谐振电路。因此，电感加热线圈108的圈数变成20匝(内侧线圈108a的圈数)，而且谐振电容器109的电容等于第2电容器109b的电容C2。将该电容C2设定成使电感加热线圈108的圈数为20匝时谐振频率在22kHz附近的值。
输入功率控制部112进行输入恒定控制，控制逆变器106的工作频率，以便保持用户设定的烹调火力。锅107是铁锅时，额定输入为3kW，这时的逆变器106的开关频率为25kHz。此情况下，各部的定时波形如图13所示。
上述已有的组成中，电感加热烹调器的负载是铝锅时，通过以60kHz的开关频率驱动逆变器106，能对铝锅加热，但形成60kHz的高频驱动，因而存在逆变器106的开关损耗(作为开关元件的IGBT的开关损耗)变大的缺点。电感加热烹调器的负载是铁锅时，逆变器106的开关频率低达25kHz，但电感加热线圈108的圈数少达20匝，因而逆变器电流形成70A的峰值，存在逆变器106的静态损耗(IGBT的静态损耗)变大的缺点。
而且，必须按铝锅和铁锅进行电感加热线圈108的圈数切换，因而电感加热线圈108的结构复杂，造价高。又，由于切换电感加热线圈108的圈数，铝锅和铁锅中，加热部位改变，尤其在铁锅的情况下，仅用内侧线圈108a加热，因而形成对锅底中心部的局部加热。
日本国专利公开2001-160484号公报中揭示能不切换电感加热线圈的圈数地加热铝锅和铁锅的电感加热烹调器。然而，该电感加热烹调器存在铁锅加热时未流通足够的逆变器电流从而得不到大火力的缺点。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，提供一种不切换电感加热线圈的圈数，就能加热不同类型的锅，而且能谋求减小逆变器开关损耗和静态损耗的电感加热烹调器。
本发明的电感加热烹调器，具备直流电源电路、由电感加热线圈和谐振电容器组成的谐振电路、将来自所述直流电源电路的直流电压变换成高频电压并供给所述谐振电路的逆变器、以及控制该逆变器的开关频率的控制单元，所述逆变器构成将所述开关频率切换成第1频率及其2倍的第2频率，并进行输出。
由具有串联第1和第2开关元件的第1臂以及串联第3和第4开关元件的第2臂的全桥路构成所述逆变器。在该逆变器的第1臂中性点与第2臂中性点之间连接所述谐振电路。该谐振电路的谐振电容器在结构上做成可切换电容。所述控制单元结构上做成可切换使所述第1和第2开关元件交替通断且与其同步地使第4和第3开关元件交替通断的第1控制状态、以及使所述第1和第2开关元件以第1开关元件导通时间长于第2开关元件导通时间的方式交替通断而且在第1开关元件导通时间内使第3开关元件通断同时还使第4开关元件与该通断同步地通断的第2控制状态，并且根据该切换进行所述谐振电容器的电容切换。
采用实施例1，由于能根据负载类型切换逆变器输出第1频率电压的情况(第1控制状态)和输出第2频率电压的情况(第2控制状态)，能与负载类型无关地大火力加热。逆变器仅切换频率，因而能谋求减小开关损耗。逆变器以第1频率工作时(第1控制状态)，能使输出振幅为以往的2倍，并且电感加热线圈的圈数仍保持与用第2频率工作时相同，可减小逆变器电流峰值。由此能谋求减小逆变器静态损耗。
本发明的电感加热烹调器取得不切换电感加热线圈的圈数就能与负载类型无关地进行加热并且能谋求减小逆变器开关损耗和静态损耗的效果。
附图简述图1是示出实施例1的电路的框图。
图2是实施例1中对铝锅加热时的IGBT驱动波形产生图。
图3是实施例1中对铁锅加热时的IGBT驱动波形产生图。
图4是实施例1中对铝锅加热时的定时波形图。
图5是实施例1中对铁锅加热时的定时波形图。
图6是示出实施例2的电路的框图。
图7是实施例2中对铝锅加热时的IGBT驱动波形产生图。
图8是实施例2中对铝锅加热时的定时波形图。
图9是示出实施例3的电路的框图。
图10是实施例3中的相位差检测定时波形图。
图11是示出已有例的电路的框图。
图12是已有例中对铝锅加热时的定时波形图。
图13是已有例中对铁锅加热时的定时波形图。
标号说明书3是直流电源电路，11是斩波器，14是逆变器，15至18是第1至第4IGBT(第1至第4开关元件)，15a至18a是续流二极管，21是锅，19和20是缓冲电容器，22是电感加热线圈，23是第谐振电容器，24是第2谐振电容器，25是切换用继电器开关，26是谐振电路，27是控制电路(控制单元、高速微型计算机)，28是输入功率控制部，29是负载判断部(负载判断单元)，30是逆变器电压可变部，31是逆变器驱动脉冲产生部，32是输入电压检测电路，33是输入电流检测电路，35是逆变器电流检测电路，37是斩波器控制电路，38是驱动器，39是继电器切换电路，40是驱动器，41是第1谐振电容器，42是零交叉点检测电路，43是逆变器相位差检测部(相位差检测单元)。
具体实施例方式
实施例1下面，参照图1至图5说明本发明实施例1。
图1是示出本实施例的电路的框图。在该图1中，全波整流电路1连同滤波电容器2一起构成直流电源电路3。其交流输入端子通过交流电源线4、5和噪声滤波器6连接200V的单相交流电源7。全波整流电路1的正方输出端子通过电抗器8和高速二极管9连接滤波电容器2的一个端子。全波整流电路1的负方输出端子连接滤波电容器2的另一端子。NPN晶体管10与电抗器8和高速二极管9一起构成作为直流电压可变单元的斩波器11。其集电极连接电抗器8和高速二极管9的共同接点。其发射极连接全波整流电路1的负方输出端子。而且，在滤波电容器2的两个端子上连接直流电源线12、13。
由单相全桥路组成逆变器14。将第1IGBT15与第2IGBT16的串联电路(第1臂)和第3IGBT17与第4IGBT18的串联电路(第2臂)并联在直流电源线12、13之间。IGBT 15、16、17和18是开关元件。在IGBT 15、16、17和18的集电极与发射极之间分别连接续流二极管15a、16a、17a和18a。在第2IGBT16和第4IGBT18的集电极与发射极之间连接缓冲电容器19和20。
在第1IGBT15和第2IGBT16的串联电路的中性点与第3IGBT17和第4IGBT18的串联电路的中性点之间，连接对锅21加热用的电感加热线圈22和第1谐振电容器23的串联电路。该第1谐振电容器23上并联第2谐振电容器24和切换用继电器开关25的串联电路。因此，这两个串联电路构成谐振电路26。此情况下，将电感加热线圈22的圈数设定为60匝，第1谐振电容器23的电容C23设定为铝锅加热时使用的电容，电容C24设定为铁锅加热时使用的电容，并且将电容C24设定成充分大于电容C23的电容。
由高速微型计算机(例如32位的RISC微机)或DSP(数字信号处理)微型计算机构成控制电路27，其中具有输入功率控制部28、负载判断部29、逆变器电压可变部30和逆变器驱动脉冲产生部31。输入电压检测部32检测出交流电源线4与5之间的交流输入电压。将该检测出的交流输入电压供给输入功率控制部28。输入电流检测部33通过变流器3434检测出交流输入电流。将该检测出的交流输入电流供给输入电流控制部28和负载判断部29。逆变器电流检测电路35通过变流器36检测出逆变器14中流通的电流。将该检测出的逆变器电流供给负载判断部29。
输入功率控制部28参照输入电压检测电路23检测出的交流输入电压控制逆变器电压可变部30。逆变器电压可变部30通过斩波器控制电路37和驱动器38控制斩波器11，使斩波器11作为升压斩波器起作用。斩波器控制电路37根据其逆变器电压设定信号产生基极驱动信号，通过驱动器38供给晶体管10的基极。由此，斩波器11将设定的直流电压VDC加在直流电源线12与13之间。与进行上述升压运作同时，斩波器11进行功率因数改善运作，即控制成输入电流检测电路33检测出的交流输入电流波形跟踪输入电压检测电路32检测出的交流输入电压波形。
负载判断部29根据输入电流检测电路35检测出的输入交流电流和逆变器电流检测电路35检测出的逆变器电流判断锅21的类型，并将其判断信号供给逆变器驱动脉冲产生部31。当负载判断部29判断锅21是铝锅时，通过继电器切换电路39使切换用继电器开关阻断。判断锅21是铁锅时，通过继电器切换电路39使切换用继电器开关25导通。
输入功率控制部28还根据输入电压检测电路32检测出的交流输入电压和输入电流检测电路33检测出的交流输入电流运算输入功率，并控制逆变器14的驱动频率(开关频率)，使该功率为用户设定的输入功率。输出该控制的频率的驱动信号。将该驱动信号供给逆变器驱动脉冲产生部31。逆变器驱动脉冲产生部31根据来自所述输入功率控制部28的受控频率信号和负载判断部29的判断结果产生PWM(脉宽调制)驱动脉冲，供给驱动器40。驱动器40输出后面详细阐述的栅极信号VG1至VG4，供给IGBT15至15的栅极。
接着，参照图2至图5说明本实施例的作用。
接通电源前，使切换用继电器开关25阻断。因此，谐振电路26处在电感加热线圈22与第1谐振电容器23串联的状态。将第1谐振电容器的电容C23设定成使电感加热线圈22的圈数为60匝时谐振频率为59kHz附近的值。
用户设定烹调火力后，操作启动按键(接通电源)，则控制电路27首先使负载判断部29进行锅21的类型(材料)的判断。即，接通电源时，输入功率控制部28通过逆变器驱动脉冲产生部31和驱动器40将栅极信号VG1至VG4供给IGBT15至18，以65kHz的开关频率启动逆变器14的驱动。然后，使开关频率逐渐降低。后面阐述栅极信号VG1至VG4的产生方法。逆变器14的开关频率变成63kHz时，负载判断部29根据交流输入电流和逆变器电流判断锅21的类型。即，以63kHz的开关频率驱动逆变器14时，这是将铝锅当作负载的规格，如果锅21是铝锅，则交流输入电流和逆变器电流都分别大于规定电流。如果锅21是铁锅，则交流输入电流和逆变器电流都分别显著小于规定电流或几乎无电流。负载判断部29观察这种不同，判断锅21是铝锅还是铁锅。将其判断结果供给逆变器驱动脉冲产生部31。
当判断锅21是铝锅时，接收该判定信号，并使切换用继电器开关25仍然保持阻断。另一方面，逆变器驱动脉冲产生部31参照负载判断部29的判断结果进行运作如下。即，逆变器驱动脉冲产生部31具有分别与构成三相逆变器的6个晶体管Tr1至Tr6带有关联关系的端口“U相上(Tr1)”、“U相下(Tr2)”、“V相上(Tr3)”、“V相下(Tr4)”、“W相上(Tr5)”和“W相下(Tr6)”。从各端口分别输出图2(b)至(g)所示的驱动脉冲。如图2(a)所示，通过对波形产生用计数器产生的上升沿和下降沿相等的三角波用设定成其峰值的75％和25％的阈值TH1和TH2进行比较，取得这些驱动脉冲。将这些图2(b)所示的驱动脉冲(Tr1用)、图2(c)所示的驱动脉冲(Tr2用)、图2(d)所示的驱动脉冲(Tr3用)和图2(e)所示的驱动脉冲(Tr4用)供给驱动器40。由此，从驱动器40输出栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4，分别供给IGBT15、16、17和18的栅极。
具体地说，栅极信号VG1在1周期中270度的期间为高电平(H)，剩余的90度期间为低电平(L)。栅极信号VG2具有将栅极信号VG1翻转的电平排列。栅极信号VG3在栅极信号VG1的90度至180度期间为高电平(H)，其它期间为低电平(L)。栅极信号VG4具有将栅极信号VG3翻转的电平排列。IGBT15、16、17和18分别在栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4为高电平的期间导通。
图4是锅21为铝锅时的定时波形图，图4(a)是逆变器电流IQ。图4(b)是逆变器14输出的高频电压VQ。图4(c)至图4(f)是所述栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4。
这里阐述逆变器14的运作。第1IGBT15和第4IGBT18导通时，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第1谐振电容器23和第4IGBT18的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(+)，同时对第1谐振电容器23充电。接着，第4IGBT18阻断，第3IGBT17导通，但此期间存在第4IGBT18和第3IGBT17都阻断的空载时间，以防止桥路臂短路。第4IGBT18阻断，并且在该空载时间对缓冲电容器20充电后，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第1谐振电容器23和续流二极管17a的路径流通滞后电流。
第3IGBT17导通时，这次按第1谐振电容器23、电感加热线圈22、续流二极管15a和第3IGBT17的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(-)。接着，第3IGBT17阻断，第4IGBT18导通，此期间也存在空载时间。第3IGBT17阻断，并且在该空载时间对缓冲电容器20充电后，按第1谐振电容器23、电感加热线圈22、续流二极管15a、滤波电容器2和续流二极管18a的路径流通滞后电流。
第4IGBT18导通时，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第1谐振电容器23和IGBT18的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(+)，同时对第1谐振电容器23充电。接着，第1IGBT15导通，第2IGBT16阻断，此期间也存在空载时间。第1IGBT15阻断，并且在该空载时间对缓冲电容器19充电后，按第4IGBT18、电感加热线圈22、第1谐振电容器23、第4IGBT18和续流二极管16a的路径流通滞后电流。
第2IGBT16导通时，这次按第1谐振电容器23、电感加热线圈22、第2IGBT16和续流二极管18a的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(-)。接着，第2IGBT16阻断，第1IGBT15导通，此期间也存在空载时间。第2IGBT16阻断，并且在该空载时间对缓冲电容器19充电后，按第1谐振电容器23、电感加热线圈22、续流二极管15a、滤波电容器2和续流二极管18a的路径流通滞后电流。
通过重复以上第2控制状态的运作，如图4所示，逆变器14的输出电压VQ变成2倍逆变器14的开关频率的频率，逆变器电流IQ也变成2倍频。本实施例中，与以往相同，也将铝锅的2kW加热时的逆变器电流IQ的频率设定成60kHz，但本情况下，逆变器14的开关频率为其一半，即30kHz。
利用斩波器11进行功率因数改善时，斩波器11将直流电压VDC升高到300V。不进行功率因数改善时，直流电压VDC为282V(交流200V的峰值)。与以往相同，改变逆变器14的开关频率(驱动频率)，进行控制成设定输入的输入恒定控制。例如，使控制电路27中内置的波形产生用计数器产生的上升沿与下降沿相等的三角波的峰值可变。这时，将阈值TH1、TH2设定成峰值的75％、25％。
当判断锅21是铁锅时，接收其判断信号，并使切换用继电器开关25导通。另一方面，逆变器驱动脉冲产生部31参照负载判断部29的判断结果，进行运作如下。即，切换用继电器开关25导通时，谐振电路26变成电感加热线圈22和第1谐振电容器23与第2谐振电容器24的并联电路的串联电路，谐振电容器的电容变成C23+C24。由于电容C23充分大于电容C24，几乎变成C24。将该电容C24设定成使电感加热线圈22圈数为60匝时的谐振频率为22kHz的值。逆变器驱动脉冲产生部31具有分别与构成三相逆变器的6个晶体管Tr1至Tr6带有关联关系的端口“U相上(Tr1)”、“U相下(Tr2)”、“V相上(Tr3)”、“V相下(Tr4)”、“W相上(Tr5)”和“W相下(Tr6)”。从各端口分别输出图3(b)至(g)所示的驱动脉冲。如图3(a)所示，通过对波形产生用计数器产生的上升沿和下降沿相等的三角波用设定成其峰值的50％的阈值TH1进行比较，取得这些驱动脉冲。将这些图3(b)所示的驱动脉冲(Tr1用)、图3(c)所示的驱动脉冲(Tr2用)、图2(g)所示的驱动脉冲(Tr6用)和图2(f)所示的驱动脉冲(Tr5用)供给驱动器40。由此，从驱动器40输出栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4，分别供给IGBT15、16、17和18的栅极。
具体地说，栅极信号VG1在1周期中180度的期间为高电平(H)，剩余的180度期间为低电平(L)。栅极信号VG2具有将栅极信号VG1翻转的电平排列。栅极信号VG3具有与栅极信号VG2同步的电平排列。栅极信号VG4具有将栅极信号VG3翻转的电平排列。IGBT15、16、17和18分别在供给的栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4为高电平的期间导通。
图5是锅21为铁锅时的定时波形图，图5(a)是逆变器电流IQ。图5(b)是逆变器21输出的高频电压VQ。图5(c)至图5(f)是所述栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4。
接着，阐述逆变器14的运作。第1IGBT15和第4IGBT18导通时(高频电压VQ为+VDC)，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第2谐振电容器24、切换用继电器开关25和第4IGBT18的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(+)。对第1谐振电容器23省略说明。接着，第1IGBT15和第4IGBT18阻断，第2IGBT16和第3IGBT17导通，但此期间存在IGBT15至18都阻断的空载时间，以防止桥路臂短路。因此，该空载时间中按电感加热线圈22、第1谐振电容器23、续流二极管17a滤波电容器2和续流二极管16a的路径流通滞后电流。
第2IGBT16和第3IGBT17导通时(高频电压VQ为-VDC)，这次按第3IGBT17、切换用继电器开关25、第2谐振电容器24、电感加热线圈22和第2IGBT16的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(-)。接着，第2IGBT16和第3IGBT17阻断，第1IGBT15和第4IGBT18导通，此期间也存在空载时间，因而在该空载时间中，按第1谐振电容器23、电感加热线圈22、续流二极管15a、滤波电容器2和续流二极管18a的路径流通滞后电流。
通过重复以上第1控制状态的运作，如图5所示，逆变器14的输出电压VQ变成与逆变器14的开关频率相同的频率，逆变器电流IQ也变成相同的频率。本实施例中，将逆变器14的开关频率设定为25kHz，因而高频电压VQ和逆变器电流IQ的频率也为25kHz。此铁锅情况下，电感加热线圈22的圈数为60匝，但谐振电路26(电感加热线圈22与第2谐振电容器24的串联电路)上能施加具有铝锅加热时的2倍的振幅(VDC×2)的高频电压VQ，所以电感加热线圈22中能流通充分的逆变器电流IQ，可进行大火力加热。
此铁锅加热时，获得3kW的大火力的情况下，由斩波器11将直流电压VDC升高到300V至350V。这时的逆变器电流IQ变成15A峰值。
这样，根据本实施例，由具有串联第1和第2IGBT 15和16的第1臂以及串联第3和第4IGBT 17和18的第2臂的全桥路构成逆变器14。在该逆变器14的第1臂中性点与第2臂中性点之间连接谐振电路26。将该谐振电路26的谐振电容器构成电容可切换。控制电路27可切换成使所述第1和第2IGBT 15和16交替通断并且与其同步地使第4和第3IGBT18和17交替通断的第1控制状态(铁锅加热)、以及使所述第1和第2IGBT15和16以第1IGBT15导通时间长于第2IGBT16导通时间的方式交替通断而且在第1IGBT15导通时间内使开关元件第3IGBT17通断同时还使第4IGBT18与该通断同步地通断的第2控制状态。
根据实施例1，锅21为铁锅时，逆变器14以第1频率运作，锅21为铝锅时，逆变器14以第1频率的2倍的频率运作，因而能大火力加热。逆变器14仅切换频率，因而能谋求减小开关损耗。逆变器14以第1频率运作时(第1控制状态)能使输出振幅为以往的2倍，因而电感加热线圈的圈数仍保持与用第2频率运作时相同，使逆变器电流峰值减小。由此，可谋求减小逆变器14的静态损耗(IGBT的静态损耗)。
负载是铁锅还是铝锅，都不进行电感加热线圈的圈数切换，因而电感加热线圈21的结构简单，能廉价制造。由于电感加热线圈21的工作区不变，铝锅和铁锅上加热部位不变，不会局部加热。
而且，能以不大于400V的直流电压V DC进行铝锅的2kW加热和铁锅的3kW加热，所以作为逆变器14，能用廉价的600V开关元件(IGBT)构成全桥路。
实施例2图6至图8是本发明的实施例2。对与上述实施例1相同的部分标注相同的标号示出，下面说明不同的部分。
图6中，与图1的不同处是连接铝锅加热用的谐振电容器41，以代替第1谐振电容器23。将该谐振电容器41的电容C41设定成使电感加热线圈的圈数60匝时谐振频率为87kHz的值。
铝锅是非磁性金属制造的，因而流通大的逆变器电流时，有时锅会浮起或横移。已知该锅浮起的浮力与频率的平方根成反比。通过进一步使逆变器电流为高频，能抑制该锅浮起。
因此，负载判断部29判断锅21是铝锅时，接受该判断，并使逆变器驱动脉冲产生部31具有分别与构成三相逆变器的6个晶体管Tr1至Tr6带有关联关系的端口“U相上(Tr1)”、“U相下(Tr2)”、“V相上(Tr3)”、“V相下(Tr4)”、“W相上(Tr5)”和“W相下(Tr6)”。从各端口分别输出图7(b)至(g)所示的驱动脉冲。如图7(a)所示，通过对波形产生用计数器产生的上升沿和下降沿相等的三角波用设定成其峰值的62.5％和37.5％的阈值TH1和TH2进行比较，取得这些驱动脉冲。将这些图7(b)所示的驱动脉冲(Tr1用)、图7(c)所示的驱动脉冲(Tr2用)、图7(d)所示的驱动脉冲(Tr3用)和图7(e)所示的驱动脉冲(Tr4用)供给驱动器40。由此，从驱动器40输出栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4，分别供给IGBT15、16、17和18的栅极。
具体地说，栅极信号VG1在1周期中225度的期间为高电平(H)，剩余的135度期间为低电平(L)。栅极信号VG2具有将栅极信号VG1翻转的电平排列。栅极信号VG3在栅极信号VG1为45度至180度的期间是高电平，其它的期间是低电平。栅极信号VG4具有将栅极信号VG3翻转的电平排列。IGBT15、16、17和18分别在栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4为高电平的期间导通。
图8是锅21为铝锅时的定时波形图，图8(a)是逆变器电流IQ。图8(b)是逆变器14输出的高频电压VQ。图8(c)至图8(f)是所述栅极信号VG1、VG2、VG3和VG4。
这里，阐述逆变器14的运作。第1IGBT15和第4IGBT18导通时，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第1谐振电容器41和第4IGBT18的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(+)。接着，第4IGBT18阻断，第3IGBT17导通，但此期间存在第4IGBT18和第2IGTBT17都阻断的空载时间。该空载时间后，与实施例1相同地流通滞后电流。
第3IGBT17导通时，按第1谐振电容器41、电感加热线圈22、续流二极管15a和第3IGBT17的路径在电感加热线圈22中流通电流IQ(-)，接着按谐振电容器41、续流二极管17a、第1IGBT15和电感加热线圈22的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(+)后，按第1谐振电容器41、电感加热线圈22，续流二极管15a和第3IGBT17的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(-)，从而产生谐振。然后，第3IGBT17阻断，第4IGBT18导通，但此期间存在空载时间。该空载时间后，与实施例1相同地流通滞后电流。
第4IGBT18导通时，按第1IGBT15、电感加热线圈22、第1谐振电容器41和IGBT18的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(+)，同时对第1谐振电容器41充电。接着，第1IGBT15阻断，第2IGBT16导通，但此期间存在空载时间。该空载时间后，与实施例1相同地流通滞后电流。
第2IGBT16导通时，这次按第1谐振电容器41、电感加热线圈22、第2IGBT16和续流二极管18a的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(-)，接着按谐振电容器41、第4IGBT18、续流二极管16a和电感加热线圈22的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(+)。然后，按第1谐振电容器41、电感加热线圈22、第2IGBT16、续流二极管18a的路径往电感加热线圈22流通电流IQ(-)，从而产生谐振。然后，第2IGBT16阻断，第1IGBT15导通，但此期间存在空载时间。该空载时间后，与实施例1相同地流通滞后电流。
通过重复以上第2控制状态的运作，如图8所示，逆变器14的输出电压VQ变成2倍逆变器14的开关频率的频率，逆变器电流IQ变成4倍频。本实施例中，将铝锅的2kW加热时的逆变器14的开关频率设定为22kHz。由此，高频电压VQ为该频率的2倍，即44kHz，而逆变器电流IQ为该频率的4倍，即88kHz。
这样，根据实施例2，能一面以22kHz的开关频率驱动逆变器14，一面在电感加热线圈流通大致90kHz的高频电流，作为逆变器电流IQ，从而能抑制铝锅浮起。
实施例3图9和图10是本发明实施例3。对与上述实施例1相同的部分标注相同的标号示出，下面说明不同的部分。
图9中，与图1的不同处是还设置零交叉点检测电路42，并且在控制电路27设置逆变器相位差检测部43。零交叉点检测电路42检测出逆变器电流检测电路35检测出的逆变器电流的零交叉点。将该零交叉点检测信号VI0供给逆变器相位差检测部43。相位差检测部43对该零交叉点检测信号VI0和来自逆变器驱动脉冲产生部31的栅极信号VG1进行比较，检测出其相位差，并输出相位差检测脉冲DIF。将该相位差检测脉冲DIF供给逆变器驱动脉冲产生部31。
图10是逆变器相位差检测的定时波形图。逆变器14需要是电感性，以便不产生缓冲电容器19、20的短路态。图10(a)示出逆变器电流IQ，图10(b)示出表示流过第1IGBT15的电流的零交叉点的零交叉点检测信号VI0。图10(c)示出供给第1IGBT15的栅极信号VG1。逆变器相位检测部43检测出零交叉点检测信号VI0的上升时间点与栅极信号VG1的上升时间点的相位差，即高频电压VQ与逆变器电流IQ的相位差，并输出相位差检测脉冲DIF。将该相位差检测脉冲DIF供给逆变器驱动脉冲产生部31。控制逆变器14的开关频率，使其不短于设定相位差检测脉冲DIF的脉冲宽度的时间，以便不产生缓冲电容器19、20的短路态。
因此，根据实施例3，锅21是铁制的还是铝制的，都能使逆变器14维持电感性，因而能使逆变器14安全运作。
上述实施例中，以逆变器14的第1控制状态对铁锅加热，以第2控制状态对铝锅加热，但也能以第1控制状态对导磁率低且电阻率高的不锈钢锅加热。又能以第2控制状态对导磁率和电阻率都低的铜锅加热。这时，将能以逆变器14的第1控制状态加热的铁锅和不锈钢锅等统称上定义为铁类锅或铁类负载，将能以第2控制状态加热的铝锅和铜锅等统称上定义为铝类锅或铝类负载。
权利要求
1.一种电感加热烹调器，其特征在于，具备直流电源电路、由电感加热线圈和谐振电容器组成的谐振电路、将来自所述直流电源电路的直流电压变换成高频电压并供给所述谐振电路的逆变器、以及控制该逆变器的开关频率的控制单元，所述逆变器构成为将所述开关频率切换成第1频率及其2倍的第2频率，并进行输出。
2.如权利要求1所述的电感加热烹调器，其特征在于，由具有串联第1和第2开关元件的第1臂以及串联第3和第4开关元件的第2臂的全桥路构成所述逆变器，在所述逆变器的第1臂中性点与第2臂中性点之间连接所述谐振电路，构成所述谐振电路的所述谐振电容器在结构上做成可切换电容，所述控制单元在结构上做成可切换使所述第1和第2开关元件交替通断且与其同步地使第4和第3开关元件交替通断的第1控制状态、以及使所述第1和第2开关元件以第1开关元件导通时间长于第2开关元件导通时间的方式交替通断而且在第1开关元件导通时间内使第3开关元件通断同时还使第4开关元件与该通断同步地通断的第2控制状态，并且根据该切换进行所述谐振电容器的电容切换。
3.如权利要求1或2所述的电感加热烹调器，其特征在于，还具有检测出受所述电感加热线圈加热的负载的类型的负载检测单元，所述控制单元结构上做成根据所述负载检测单元检测出的负载类型，将所述开关频率切换成所述第1频率和所述第2频率。
4.如权利要求1或2所述的电感加热烹调器，其特征在于，还具有使所述直流电源电路的直流电压变化的直流电压可变单元。
5.如权利要求4所述的电感加热烹调器，其特征在于，还具有检测出受所述电感加热线圈加热的负载的类型的负载检测单元，所述控制单元结构上做成根据所述负载检测单元检测出的负载类型，进行所述直流电压可变单元的直流电压可变。
6.如权利要求1或2中任一项所述的电感加热烹调器，其特征在于，还具有检测出所述谐振电路中流通的逆变器电路的相位的相位差检测单元，所述控制单元结构上做成根据所述相位差检测单元的检测结果，使逆变器电流维持电感性。
7.如权利要求1或2中任一项所述的电感加热烹调器，其特征在于，由微型计算机构成所述控制单元。
全文摘要
本发明揭示一种电感加热烹调器，即使不切换电感加热线圈的圈数也能进行加热，与负载类型无关，并且能谋求减小逆变器的开关损耗和静态损耗。在直流电源线(12)与直流电源线(13)之间连接IGBT(15)和IGBT(16)的串联电路以及IGBT(17)和IGBT(18)的串联电路，从而构成逆变器(14)。在IGBT(15)和IGBT(16)的串联电路的中性点与IGBT(17)和IGBT(18)的串联电路的中性点之间连接电感加热线圈(22)和第1谐振电容器(23)的串联电路，在该第1谐振电容器(23)上并联第2谐振电容器(24)和切换用继电器开关(25)的串联电路，从而构成谐振电路(26)。而且，由控制电路控制IGBT(15)至IGBT(18)通断，使所述逆变器(14)切换并输出频率与其开关频率相同的高频电压和2倍频高频电压。
文档编号H05B6/12GK1816226SQ20051012717
公开日2006年8月9日 申请日期2005年11月15日 优先权日2004年11月15日
发明者滝本等 申请人:株式会社东芝, 东芝电器营销株式会社, 东芝家电制造株式会社