专利名称：电源装置以及使用它的发光装置、电子设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源装置。
背景技术：
近年来在携带电话、PDA(Personal Digital Assistance)等的小型信息终端中，存在例如用在液晶的背光的发光二极管(Light Emitting Diode以下也称为LED)等，需要比电池的输出电压高的电压的设备。在这些小型信息终端中，多使用锂离子电池，其输出电压通常为3.5V左右，充满电时也就4.2V左右，但是LED需要比电池电压更高的电压作为其驱动电压。这样，在需要比电池电压更高的电压的情况下，用来用了电荷泵电路等的升压型的电源装置而将电池电压升压，得到用于驱动LED等负载电路所需的电压。
根据这样的电源装置，在驱动LED时，通过在LED的驱动路径上连接恒流电路，并将流到LED的电流保持为一定，从而可得到其发光亮度的控制的稳定化(参照专利文献1)。
为了使连接到LED的阴极端子上的恒流电路稳定地工作，需要构成恒流电路的晶体管在恒流区域中工作。其中，晶体管的恒流区域是指，在双极晶体管中是活性区域，在场效应晶体管(以下，也称为FET)中是饱和区域。构成恒流电路的晶体管串联地设置在LED的阴极端子和接地端子之间，该晶体管为了在恒流区域工作，需要LED的阴极端子保持在一定电压之上。在以下，将恒流电路可稳定工作的电压简称为稳定工作电压。
其中，在驱动LED的电源装置中，考虑使用可切换升压率的电荷泵电路的情况(参照专利文献2)。在输入到电荷泵电路的电池电压降低时，电荷泵电路的输出电压即LED的阳极端子的电压也降低。伴随于此，从LED的阳极端子的电压仅降低了正向电压Vf的LED的阴极端子的电压也降低，所以不能使恒流电路稳定地工作。因此，在该情况下，监视LED的阴极端子的电压，并切换电荷泵电路的升压率，以使该电压不会低于规定的稳定工作电压，从而可以使恒流电路稳定地工作。
专利文献1特开2004-22929号公报专利文献2特开平6-78527号公报如上所述，在监视LED的阴极端子的电压并切换电荷泵电路的升压率的情况下，有必要设定与恒流电路的稳定工作电压对应的阈值电压，并控制为阴极端子的电压高于该阈值电压。
但是，由于半导体制造工艺的偏差或温度而导致构成恒流电路的晶体管或电阻元件的特性变动，所以恒流电路的稳定工作电压也随着变动。因此，考虑到工艺偏差或温度特性，有必要将阈值电压设定得高。例如，恒流电路的稳定工作电压以设计值的0.3V为中心在最大±0.1V的范围内变动的情况下，可确保裕量(margin)，并将0.4V以上的电压作为阈值电压来设定。
其中，在将阈值电压设定为0.4V的情况下，由于工艺偏差而导致恒流电路的稳定工作电压成为0.2V的情况下，本应在0.2V以上稳定的阴极端子的电压变为在0.4V以上稳定。即，在阴极端子的电压成为0.2V以下时，应将升压率提高，在成为0.4V以下的时刻提高升压率。
电荷泵电路的效率是升压率越高越恶化，所以如上所述，对用于使恒流电路稳定地工作的阈值电压设定裕量，则电路整体的效率恶化。
发明内容
本发明鉴于这样的课题而完成，其目的在于提供一种可适当地设定负载电路的驱动电压，并且以更高效率工作的电源装置。
本发明的一个方式涉及电源装置。该电源装置用于对负载电路进行恒流驱动，该电源装置包括恒流电路，其设置在负载电路的驱动路径上；电压生成电路，对负载电路输出驱动电压；监视电路，监视恒流电路两端的电压；控制单元，控制从电压生成电路输出的驱动电压，监视电路包括用于生成阈值电压的阈值电压源，并将比较恒流电路两端的电压和由阈值电压源生成的阈值电压所得的比较结果输出到控制单元，阈值电压跟踪恒流电路可稳定地工作的电压的变动，控制单元基于监视电路的输出而控制电压生成电路。
根据这种方式，由于半导体制造工艺的偏差或温度变动，构成恒流电路的晶体管、电阻的元件特性变动，伴随于此，在恒流电路的稳定工作电压变动的情况下，基于追随其变动的阈值电压而控制电压生成电路，从而可输出合适的驱动电压。
恒流电路包括电流输出端子，其连接驱动对象的负载电路；运算放大器，其第1输入端子上被施加规定的基准电压；第1晶体管，其控制端子上被施加运算放大器的输出电压，其一端连接到所述电流输出端子；第1电阻，其连接到第1晶体管的另一端，其一端被施加了规定的固定电压；反馈路径，将第1晶体管和第1电阻的连接点的电位反馈到运算放大器的第2输入端子上。阈值电压源包括恒流源，输出规定的恒流；第2晶体管，其串联地设置在从恒流源输出的恒流的路径上；第2电阻，其一端被施加固定电压，另一端连接第2晶体管，阈值电压源将第2晶体管和恒流源的连接点的电压作为阈值电压而输出。
将生成阈值电压的阈值电压源和恒流电路的主要部分作为相同的结构，因此当恒流电路的第1电阻、第1晶体管的特性变动时，从阈值电压源输出的阈值电压也随着该变动而变化，可适当地控制电压生成电路。
在半导体集成电路上，也可以将第1晶体管和第2晶体管以及第1电阻和第2电阻分别成对地形成。
在生成阈值电压的电压源和恒流电路间，将互相对应的元件之间成对地形成，可进行对应的元件的特性变动，从而可进行更合适的阈值电压的生成。
从恒流源输出的恒流被设定在第2晶体管在恒流区域工作的范围内。
监视电路可包括电压比较器，比较恒流电路两端的电压和由电压源生成的阈值电压；偏置电压调节电路，调节电压比较器的偏置电压。此时，通过调节电压比较器的偏置电压，可消除(cancel)恒流电路的稳定工作电压和阈值电压间的误差电压。
恒流电路还可包括基准电阻，该电阻被设置在与恒流源输出的恒流对应的基准电流的路径上，一端被施加固定电压；恒流电路将在该基准电阻的另一端上呈现的电压作为基准电压施加到运算放大器的第1输入端子上。此时，当从恒流源输出的恒流变动时，由恒流电路生成的电流和阈值电压同时变动，所以可消除误差。
偏置电压调节电路可调节电压比较器的差动电流。通过增减电压比较器的差动电流，可以使偏置电压在正相、反相的两个方向上移动(shift)，从而可调节更正确的阈值电压。
而且，偏置电压调节电路可包括主电流源，生成应提供给电压比较器的差动对的尾电流；第1可变电流源，生成第1可变电流，并使差动对所生成的一个差动电流变化；第2可变电流源，生成第2可变电流，并使差动对所生成的另一个差动电流变化。
偏置电压调节电路的主电流源、第1、第2可变电流源也可以包括第2恒流源和复制由该恒流源生成的恒流的镜像比可调节的电流镜电路，且被一体构成，将由电流镜复制的电流作为尾电流、第1可变电流、第2可变电流而输出到电压比较器。
此时，通过布线或熔丝(fuse)的微调来调节电流镜电路的镜像比，可改变相对于尾电流的第1、第2可变电流的比率，可适当地调节电压比较器的偏置电压。尤其是，三个电流是基于一个恒流而生成，所以可将相对的偏差抑制得较小。
偏置电压调节电路也可以包括与构成电压比较器的差动对的晶体管并联地设置的多个调节用晶体管；在调节用晶体管的各个电流路径上设置的可微调的熔丝。而且，偏置电压调节电路也可以包括与构成被连接到电压比较器的差动对的电流镜负载的晶体管并联地设置的多个调节用晶体管；在调节用晶体管的各个电流路径上设置的可微调的熔丝。
使用调节用晶体管，对差动对或电流镜负载的晶体管尺寸进行微调，从而可调节电压比较器的偏置电压。
电压生成电路也可以是可切换多个升压率的电荷泵电路，控制单元基于监视电路的电压比较结果，切换电荷泵电路的升压率。而且，电压生成电路也可以是开关稳压器电路，控制单元控制开关稳压器电路的开关工作，以使在监视电路中恒流电路两端的电压和阈值电压相等。
也可以是，负载电路是发光二极管，恒流电路连接在发光二极管的阴极端子，监视电路监视发光二极管的阴极端子的电压。此时，可使发光二极管高效率地恒流驱动。
本发明的其他方式是发光装置。该发光装置包括发光二极管；用于对发光二极管进行恒流驱动的上述的电源装置。根据这种方式，可使发光二极管高效率地恒流驱动，也可以延长电池的寿命。
另外，以上结构要素的任意组合或本发明的结构要素或表现在方法、装置、系统等之间相互进行置换，也可作为本发明的方式且有效。
根据本发明的电源装置，可适当地设定负载电路的驱动电压。
图1是表示实施方式的电源装置以及发光装置整体的结构的图。
图2是表示图1的电荷泵电路的结构的电路图。
图3是表示图1的恒流电路以及监视电路的结构的电路图。
图4是表示作为第1晶体管的FET的电流电压特性的图。
图5是表示成为电荷泵电路的输入电压的电池电压和效率η的关系的图。
图6是表示监视电路以及恒流电路的结构的电路图。
图7是表示电压比较器、偏置电压调节电路的结构的电路图。
图8是表示图7的电压比较器以及偏置电压调节电路的变形例的电路图。
图9是表示可调节偏置电压的电压比较器的结构的电路图。
图10是表示图1的电源装置的变形例的图。
图11是表示图10的驱动电路的结构的一部分的电路图。
图12是表示图3的恒流电路的变形例的图。
标号说明C1第1电容器 M1第1晶体管 R1第1电阻 C2第2电容器 M2第2晶体管 R2第2电阻Rref基准电阻 10电荷泵电路 20驱动电路 22恒流电路 24控制单元 26第1振荡器 28第2振荡器 30监视电路 40运算放大器 52阈值电压源 100电源装置 102输入端子 104输出端子106LED端子 300发光二极管 1000发光装置具体实施方式
图1表示本发明的实施方式的发光装置1000。在以后的图中，对相同的结构要素赋予相同的符号，并适当地省略重复的说明。
发光装置1000被搭载在例如携带电话终端或PDA等的电子设备上，具有作为液晶的背光的功能。在图1中，与发光装置1000一同图示液晶面板510。发光二极管300被设置在液晶面板510的背面，具有作为背光的功能。
该发光装置1000包括作为发光元件的发光二极管300；用于驱动该发光二极管300的电源装置100。发光装置1000被搭载在由电池500驱动的信息终端，电源装置100对从电池500输出的电池电压Vbat进行升压，生成用于驱动发光二极管所需的驱动电压Vout。
作为输入输出端子，电源装置100包括被输入电池电压Vbat的输入端子102；连接到发光二极管300的阳极端子并输出对电池电压Vbat进行升压后的输出电压Vout的输出端子104；还包括连接到发光二极管300的阴极端子的LED端子106。
电源装置100包括电荷泵电路10及其驱动电路20。电荷泵电路10以规定的升压率升压从输入端子102输入的电池电压Vbat，从输出端子104生成输出电压Vout。该电荷泵电路10被构成为可切换多个升压率。在本实施方式中，升压率在1倍、1.5倍、2倍的3组上可切换。
图2是表示电荷泵电路10的结构例的电路图。电荷泵电路10包括第1电容器C1、第2电容器C2以及用于控制这些电容器的连接状态的第1开关SW1到第9开关SW9。以下，在没有特别需要区分这些开关的时候总称为开关SW。第1电容器C1以及第2电容器C2的电容值被设定为相等，外置在集成电路的外部。
第1开关SW1到第9开关SW9可以由N型或P型的场效应晶体管FET构成，根据施加到栅极的电压而控制漏极-源极之间的导通状态，可作为开关元件而工作。在该电荷泵电路10中，第1开关SW1到第9开关SW9的导通截止的状态根据从驱动电路20输出的控制信号Vcnt而被切换。另外，在图2中未图示控制信号Vcnt，但其被分别输入到第1开关SW1到第9开关SW9。
电荷泵电路10被构成为如上所述地可切换多个升压率。其中，对与电荷泵电路10的升压率对应的工作进行说明。
在升压率被设定为1倍时，根据从驱动电路20输出的驱动信号Vcnt，第1开关SW1、第3开关SW3、第7开关SW7、第8开关SW8稳定地导通，其他的开关全部截止。其结果，输入端子102和输出端子104根据导通的开关而成为导通状态，因此被施加到输入端子102的电池电压Vbat从输出端子104输出，升压率成为被设定的1倍。
因此，在升压率被设定为1倍时，从驱动电路20输出的控制信号Vcnt是恒压，而不是时间性地重复导通截止的开关信号。
接着，对升压率被设定为1.5倍时的工作进行说明。在升压率大于1时，即进行升压工作的情况下，电荷泵电路10重复开关的连接状态不同的第1期间和第2期间。
在第1期间中，使第1开关SW1、第5开关SW5、第6开关SW6导通，使其他开关全部截止，从而使第1电容器C1以及第2电容器C2串联地连接，并以电池电压Vbat进行充电。第1电容器C1以及第2电容器C2的电容值相等，因此两个电容器分别被电池电压的1/2的Vbat/2充电。
在第2期间，使第2开关SW2和第7开关SW7、第4开关SW4和第8开关SW8导通，使其他开关全部截止。此时，在输入端子102和输出端子104之间并联连接第1电容器C1和第2电容器C2。其结果，从输出端子104输出了施加在输入端子102的电池电压Vbat和电容器的充电电压之和。在第1期间，因第1电容器C1和第2电容器C2被电压Vbat/2充电，结果从输出端子104输出Vbat+Vbat/2＝1.5×Vbat的电压。
这样，电荷泵电路10通过重复第1期间和第2期间，将电池电压Vbat升压1.5倍后输出。
接着，对升压率被设定为2倍时的工作进行说明。
在第1期间，使第1开关SW1和第9开关SW9、第3开关SW3和第6开关SW6导通，使其他开关全部截止。此时，第1电容器C1和第2电容器C2变为并联连接在输入端子102和接地端子GND之间，分别被电池电压Vbat充电。
在第2期间，使第2开关SW2和第7开关SW7、第4开关SW4和第8开关SW8导通，使其他开关全部截止。其结果，在输入端子102和输出端子104之间并联地连接第1电容器C1和第2电容器C2。从输出端子104输出，施加在输入端子102的电池电压Vbat和电容器的充电电压之和。在第1期间，因第1电容器C1和第2电容器C2分别被电池电压Vbat充电，所以从输出端子104输出Vbat+Vbat＝2×Vbat的电压。
这样，电荷泵电路10通过重复第1期间和第2期间，从而将电池电压Vbat升压2倍后输出。
返回到图1。驱动电路20设定电荷泵电路10的升压率，并控制升压工作即控制电荷泵电路10的开关SW的连接状态。该驱动电路20包括恒流电路22、控制单元24、第1振荡器26、第2振荡器28、监视电路30。
恒流电路22经由LED端子106与发光二极管300的阴极端子连接。发光二极管300的发光亮度是由流到发光二极管300的电流Iled决定，因此恒流电路22控制电流Iled以使发光二极管300的发光亮度成为期望的值。
监视电路30为了切换电荷泵电路10的升压率而监视恒流电路22两端的电压。监视电路30比较恒流电路22的两端电压和规定的阈值电压，将比较结果输出到控制单元24。在本实施方式中，恒流电路22的两端电压相当于接地端子和LED端子106间的电压。在后面详细叙述，但是控制单元24基于监视电路30的输出Vs而切换电荷泵电路10的升压率。
图3是表示恒流电路22以及监视电路30的结构的电路图。
恒流电路22包括第1晶体管M1、第1电阻R1、运算放大器40。第1晶体管M1是N型的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor)。
在运算放大器40的同相输入端子上被施加规定的基准电压Ve。该基准电压Ve是用于控制发光二极管300的发光亮度的电压。第1晶体管M1中，作为控制端子的栅极上被施加运算放大器40的输出电压，漏极连接到LED端子106。第1电阻R1的一端连接到第1晶体管M1的源极，另一端上被施加规定的接地电压。第1晶体管M1和第1电阻R1的连接点的电位Vr1反馈到运算放大器40的反相输入端子。
在运算放大器40的反相输入端子上被反馈了施加在第1电阻R1的电压Vr1，且需要反馈到反相输入端子和同相输入端子的电压相等，因此施加在第1电阻R1的电压接近于基准电压Ve。当施加在第1电阻R1的电压Vr1与基准电压Ve相等时，在第1电阻R1上流过电流Idrv＝Ve/R1。该电流Idrv正是经由第1晶体管M1以及LED端子106而流到发光二极管300的电流Iled。
这样，恒流电路22根据基准电压Ve而生成恒流Iled＝Ve/R1，控制流到发光二极管300的电流Iled。
其中，该恒流电路22为了稳定地生成电流，有必要使第1晶体管M1在恒流区域工作。所谓恒流区域，在晶体管为场效应晶体管FET时意味着饱和区域，在双极晶体管时意味着有源区域。
当LED端子106的电压Vled降低时，第1晶体管M1的两端间的电位差即漏极-源极间电压减小，在非饱和区域工作。在非饱和区域中，流到漏极-源极间的电流依赖于漏极-源极间电压，所以恒流电路22不能作为恒流电路工作，不能稳定发光二极管300的发光亮度。
其中，如图3所示，监视电路30监视使得LED端子106的电压Vled不低于规定的阈值电压Vth。该阈值电压Vth被设定为，第1晶体管M1在恒流区域(饱和区域)工作的范围即恒流电路22可生成规定的恒流的范围。
监视电路30包括电压比较器50、输出阈值电压Vth的阈值电压源52。
在电压比较器50中，被输入LED端子106的电压Vled和阈值电压Vth，在Vled＞Vth时输出高电平，在Vled＜Vth时输出低电平。该电压比较器50的输出Vs被输入到控制单元24。
控制单元24在从监视电路30输出的电压Vs成为低电平的状态下，即在成为Vled＜Vth的状态持续规定的时间时，使电荷泵电路10的升压率上升一个阶段。即，在以升压率为1倍工作时，当从监视电路30输出的电压Vs成为低电平时，将升压率设定为1.5倍。同样地，在以1.5倍工作时，当从监视电路30输出的电压Vs成为低电平时，将升压率设定为2倍。
其结果，通过电池500的放电，电池电压Vbat降低，伴随于此，在发光二极管300的阴极端子的电压Vled降低的情况下，也可以适当地切换升压率。当升压率被设定得高时，因从输出端子104输出的输出电压Vout上升，所以也可以使LED端子106的电压Vled比阈值电压Vth高，使恒流电路22稳定地工作。
从阈值电压源52输出的阈值电压Vth被设定在，恒流电路22的稳定工作电压即第1晶体管M1在恒流区域(饱和区域)工作的范围内。例如，该阈值电压Vth被设定为0.3V。
其中，构成恒流电路22的第1晶体管M1、第1电阻R1、运算放大器40的元件特性和电路特性由于半导体制造工艺的偏差或温度而变动。图4是表示作为第1晶体管M1的FET的电流电压特性(IV特性)的图，纵轴表示漏极-源极电流Ids、横轴表示漏极-源极电压Vds。
图中，在平均的电流电压特性IVml上，在漏极-源极电压比电压Vx1高时成为饱和区域，在比电压Vx1低时成为非饱和区域。现在，通过半导体制造工艺的偏差或温度变化而电流电压特性变化为电流电压特性IVm2时，伴随于此，饱和区域和非饱和区域的边界电压也偏移为Vx2。
恒流电路22的两端电压成为，第1电阻R1的电压降Vr1和第1晶体管M1的漏极-源极间电压之和。因此，随着第1晶体管M1的电流电压特性的变动，恒流电路22的稳定工作电压也变化。同样地，由于第1电阻R1的电阻值的偏差也可以使该稳定工作电压变化。
由于半导体制造工艺的偏差或温度变化，第1晶体管M1的电流电压特性在图4的IVm1和IVm2之间变动时，用于使恒流电路22稳定地工作的电压在从Vth1＝Ic×R1+Vx1到Vth2＝Ic×R1+Vx2的范围内变动。
在将由监视电路30的阈值电压源52生成的阈值电压Vth设为一定值的情况下，为了在第1晶体管M1的电流电压特性变动的全部的范围内，使恒流电路22稳定地工作，需要考虑裕量并将阈值电压Vth设定为Vth1＝Ic×R1+Vx1。
其中，对电荷泵电路10的效率进行探讨。图5是表示成为电荷泵电路10的输入电压的电池电压Vbat和效率η的关系的图。
其中，考虑将由阈值电压源52生成的阈值电压Vth固定为某一电压Vth1的情况。在升压率为1倍时，电池电压Vbat和LED端子106的电压Vled的关系是利用发光二极管300的正向电压Vf而表现为Vbat＝Vled+Vf。现在，随着电池电压Vbat的降低，成为Vbat＜Vbat1(＝Vth1+Vf)时，LED端子106的电压Vled小于Vth1，因此升压率从1倍切换为1.5倍。
这样，在将阈值电压Vth固定为某一电压Vth1时，若第1晶体管M1的特性产生偏差，且恒流电路22的稳定工作电压低于某一电压Vth1时，也在Vbat＜Vbat1的状态下升压率切换为1.5倍，在效率的方面有改善的余地。
其中，为了改善电荷泵电路10的效率，本实施方式的监视电路30的阈值电压源52被构成为，生成随着第1晶体管M1以及第1电阻R1的特性变化而变动的阈值电压Vth。
返回到图3。阈值电压源52包括第2晶体管M2、第2电阻R2、电流源54。
将第2晶体管M2、第2电阻R2、电流源54串联地连接，在第2晶体管M2以及第2电阻R2上流过由电流源54生成的恒流Ic。在第2晶体管M2的栅极上被施加电源电压Vdd。
该阈值电压源52将第2晶体管M2和电流源54的连接点的电压作为阈值电压Vth而输出。第2晶体管M2的漏极-源极间电压Vds2由恒流Ic决定，呈现在第2电阻R2上的电压Vr2由Vr2＝Ic×R2给予。其结果，阈值电压Vth可表示为Vth＝Ic×R2+Vds2。
这样，阈值电压源52用于生成阈值电压Vth的主要部分的结构与恒流电路22大致相同。在半导体集成电路上，优选地，将第1电阻R1和第2电阻R2互相接近地连接，且取成对地形成。同样地优选，第1晶体管M1和第2晶体管M2也互相接近地连接，且取成对。
这样，使恒流电路22和阈值电压源52的主要结构相同，使构成电路的电阻、晶体管成对地形成，从而可使对应的元件特性的差动量大致相等。
其结果，在第1晶体管M1的电流电压特性变动，饱和区域和非饱和区域的边界电压Vx变动的情况下，第2晶体管M2的饱和区域和非饱和区域的边界电压Vx也变动，因此可跟随第1晶体管M1的特性变动来变化阈值电压Vth。
同样地，在由于半导体制造工艺的偏差或温度变化而第1电阻R1的电阻值变动的情况下，第2电阻R2的电阻值也同样地变动，因此阈值电压Vth也可以跟随第2电阻R2的特性变动来变化。
通过如上地构成监视电路30，即使由于工艺偏差或温度变化引起的元件特性变动而使恒流电路22的稳定工作电压变动的情况下，也对应其变动而生成阈值电压Vth，所以在控制单元24中，可进行最佳的升压率的设定。
其结果，如图5所示，意味着可将切换升压率的电压在从Vbat1到Vbat2的范围内适当地设定，所以可改善电荷泵电路10的效率。同样地，从1.5倍到2倍的升压率的切换，也可以最佳的电压进行，所以可改善效率。
接着，对使用监视电路30，尤其为进行最佳的升压率的设定的技术进行说明。图6是表示监视电路30以及恒流电路22的结构的电路图。图6的监视电路30具有偏置电压调节电路56。
电压比较器50比较作为恒流电路22两端的电压的LED端子106的电压Vled和由阈值电压源52生成的阈值电压Vth。偏置电压调节电路56调节电压比较器50的偏置电压ΔV。
图6的恒流源58、晶体管M3、晶体管M5相当于图3的电流源54。恒流源58生成基准电流Iref。晶体管M3、M5构成电流镜电路，与基准电流Iref成比例的恒流Ic输出到阈值电压源52。而且，晶体管M3、M4、M5构成电流镜电路，所以输入到恒流电路22的基准电流Iref′成为与输出到阈值电压源52的恒流Ic对应的电流。在恒流电路22中，施加在运算放大器40的同相输入端子的基准电压Ve是通过将基准电流Iref′流入到基准电阻Rref而生成。即，基准电压Ve以Ve＝Iref′×Rref给予，驱动电流Idrv成为Idrv＝Iref′×Rref/R1，与基准电流Iref′成比例。基准电阻Rref也优选地，与第1电阻R1以及第2电阻R2成对地形成。
当由于工艺偏差或温度变化而使基准电流Iref′的值变动，驱动电流Idrv的值变动时，第1晶体管M1的漏极-源极间的饱和电压即恒流电路22的稳定工作电压变动。在图6的监视电路30中，由阈值电压源52生成的阈值电压Vth和由恒流电路22生成的驱动电流Idrv都基于由恒流源58生成的基准电流Iref而被设定。因此，在基准电流Iref变动，恒流电路22的稳定工作电压变动的情况下，阈值电压Vth也随着变动。此时，对电压比较器50的输入电压在相同方向上偏移，所以可消除工艺的偏差。
图7是表示电压比较器50、偏置电压调节电路56的结构的电路图。电压比较器50包括晶体管M30～M36、恒流源80、90、92、放大级86。晶体管M30、M31构成输入差动对，各栅极82、84对应于电压比较器50的两个输入端子。晶体管M30、M31的漏极与作为恒流负载而设置的包括晶体管M33和M34的电流镜负载连接。晶体管M33、M34是与晶体管M32共同地连接了栅极和源极地电流镜电路，所以在各晶体管中流入由恒流源80生成的恒流。
晶体管M33、M34的漏极分别与晶体管M35、M36的源极连接。晶体管M35、M36的栅极共同地连接，晶体管M35的栅极和漏极被连接。在晶体管M35、M36的漏极上分别连接恒流源90、92。晶体管M36的漏极连接到放大级86。晶体管M36的漏极电流成为晶体管M30、M31的栅极电压被差动放大后所得的差动电流。放大级86放大由恒流源92生成的电流和晶体管M36的漏极电流之差，并从电压比较器50的输出端子44输出。另外，如图7所示的电压比较器50的结构为一个例子，可使用其他各种电路形式的电压比较器。
偏置电压调节电路56通过调节电压比较器50的差动电流，从而调节偏置电压ΔV。偏置电压调节电路56包括晶体管M20～M25、熔丝Rf1～Rf4、恒流源94。
晶体管M21具有作为，生成应提供给电压比较器50的输入差动对(晶体管M30、M31)的尾电流Iss的主电流源的功能。而且，晶体管M22、M23、熔丝Rf1、Rf2具有作为，生成第1可变电流Iv1，并将差动对(M30、M31)所生成的一个差动电流Id1放大的第1可变电流源的功能。而且，晶体管M24、M25、熔丝Rf3、Rf4具有作为，生成第2可变电流Iv2，并将差动对(M30、M31)所生成的一个差动电流Id2进行放大的第2可变电流源的功能。
恒流源94生成恒流Ic1。晶体管M20～M25构成栅极以及源极共同地连接的电流镜电路。随着对应于各晶体管的尺寸比的镜像比而复制恒流Ic1，生成尾电流Iss、第1可变电流Iv1、第2可变电流Iv2。第1可变电流Iv1的电流值可根据熔丝Rf1、Rf2的切换状态而可变。第2可变电流Iv2的电流值也可根据熔丝Rf3、Rf4的切换状态而同样地变化。例如在将晶体管M21、M22、M23的尺寸比设定为100∶2∶1的情况下，第1可变电流Iv1相对于尾电流Iss可在3％、2％、1％、0％的范围内调节。对晶体管M24、M25也是同样。
第1可变电流Iv1被提供给电压比较器50的输入差动对的一个晶体管M30侧，第2可变电流Iv2被提供给差动对的另一个晶体管M31侧。根据图7的偏置电压调节电路56，可通过熔丝Rf1～Rf4的切断状态来调节电压比较器50的差动电流。在调节运算放大器的差动电流时，输入差动对的电压-电流特性产生偏移，因此可调节偏置电压ΔV。
返回到图6。一般地，半导体集成电路的电阻值或晶体管的特性因半导体制造工艺而产生偏差，而这些偏差的大小可根据各元件的布局(layout)或半导体制造工艺的种类等而互不相同。因此，构成电流镜电路的晶体管M4、M5的镜像比也具有依赖于半导体制造工艺的偏差。
例如，假设基准电流Iref′和恒流Ic的值在±2％左右的范围内相对地偏差。这些偏差成为由阈值电压源52生成的阈值电压Vth和恒流电路22的稳定工作电压的误差。当阈值电压Vth脱离最佳值时，如上所述地可引起电源装置100的效率恶化，所以不理想。
因此，在如图6以及图7所示的偏置电压调节电路56中，通过对熔丝Rf1～Rf4进行微调，从而在消除晶体管M4、M5的镜像比的偏差的方向上，使电压比较器50的偏置电压ΔV偏移。如上所述，第1可变电流Iv1、第2可变电流Iv2分别相对于差动对的尾电流Iss可在0％、1％、2％、3％的范围中调节。而且，在对熔丝Rf1、Rf2进行微调的情况和对熔丝Rf3、Rf4进行微调的情况下，偏置电压ΔV的正负倒向。
通过使电压比较器50的偏置电压ΔV改变，从而可以抵消由工艺偏差引起的恒流电路22的稳定工作电压的变动，可抑制电源装置100的效率的恶化。
即，在偏置电压调节电路56中，生成尾电流Iss、第1可变电流Iv1、第2可变电流Iv2的晶体管M21～M25的尺寸比设计为，可充分地减小阈值电压Vth和在恒流电路22的稳定工作所需的电压间的误差。
图8是表示图7的电压比较器50以及偏置电压调节电路56的变形例的电路图。
在图7中，第1可变电流Iv1被提供给差动对的一个晶体管M30侧，第2可变电流Iv2被提供给差动对的另一个晶体管M31侧。另一方面，在图8中，第1可变电流Iv1被提供给差动对(M30、M31)上所连接的电流镜负载(M35、M36)的一个晶体管M35侧，第2可变电流Iv2被提供给电流镜负载的另一个晶体管M36侧。这样，在调节了差动电流的情况下，也可以调节电压比较器50的偏置电压ΔV，从而可得到与图7相同的效果。将第1可变电流Iv1、第2可变电流Iv2提供给可调节差动电流的其他位置的情况也是同样。
通过图9所示的电路也可以调节电压比较器50的偏置电压ΔV。图9是表示可调节偏置电压的电压比较器50的结构的电路图。该电压比较器50与偏置电压调节电路56一体构成。在本实施方式中，偏置电压调节电路包括调节用晶体管M40～M43、熔丝Rf1～Rf4。
调节用晶体管M40～M43与构成电压比较器50的差动对的晶体管M30、M31并联地设置。在调节用晶体管的晶体管M40～M43的电流路径上设置有可微调的熔丝Rf1～Rf4。
根据图9的电压比较器50，通过熔丝Rf1～Rf4的微调状态，可将构成电压比较器50的差动对的晶体管尺寸实质性地变更。其结果，差动电流被调节，可将偏置电压ΔV偏移。
而且，在图9中，调节了差动对的晶体管尺寸，但是作为变形例也可以对构成电流镜负载的晶体管M33、M34的尺寸进行调节。即，与晶体管M33、M34并联地设置多个调节用晶体管，在该调节用晶体管地各晶体管的电流路径上设置可微调的熔丝。通过调节用晶体管和熔丝构成电压调节电路56，并进行熔丝的微调，从而可调节差动电流，并可调节偏置电压ΔV。
同样地，取代晶体管M33、M34，也可以调节晶体管M35、M36的尺寸。
返回到图1。控制单元24设定电荷泵电路10的升压率，生成对应于设定的升压率的控制信号Vcnt。该控制单元24对监视电路30的输出信号Vs进行监视，在输出信号Vs成为低电平的状态持续规定的时间时，使升压率上升。在本实施方式中，监视电路30的输出信号Vs在2ms的期间成为低电平时，控制单元24将电荷泵电路10的升压率上升一级。
控制单元24生成控制信号Vcnt，第1振荡器26、第2振荡器28输出为进行时间的测量所需的周期信号。第1振荡器26以及第2振荡器28分别具有未图示的启动端子，且被构成为可停止工作。
控制单元24在由电荷泵电路10进行升压工作时，即将升压率设定为1.5倍或者2倍时的控制信号Vcnt成为开关信号，其使第1开关SW1到第9开关SW9导通/截止。第1振荡器26生成第1周期信号Vosc1，该信号具有该开关信号需要的频率。例如，该第1周期信号Vosc1的频率被设定为1MHz。
而且，控制单元24生成第2周期信号Vosc2，该信号具有对监视电路30的输出信号Vs进行监视时，为了测量时间2ms所需要的频率。2ms左右的时间可以由几十kHz左右的频率测定，所以在本实施方式中，该第2周期信号Vosc2的频率被设定为64kHz。
驱动电路20根据电荷泵电路10的升压率，切换使用第1振荡器26以及第2振荡器28的其中一个。因此，控制单元24根据电荷泵电路10的升压率，对第1振荡器26、第2振荡器28的启动端子输出用于控制导通/截止的启动信号。
以下，说明在驱动电路20中，切换电荷泵电路10的升压率时的工作。
在从电池500输出的电池电压Vbat充分高时，升压率被设定为1。这时，当电池电压Vbat通过电力消耗而降低时，LED端子106的电压Vled也降低。在监视电路30中比较，从阈值电压源52输出的阈值电压Vth和LED端子106的电压Vled，在Vled＜Vth时，作为输出信号Vs而输出低电平。
在电荷泵电路10的升压率被设定为1倍时，在电荷泵电路10中，只需稳定地导通第1开关SW1、第3开关SW3、第7开关SW7、第8开关SW8，因此不需要频率1MHz的第1周期信号Vosc1。因此，在升压率为1倍时，控制单元24将第1振荡器26截止，仅使第2振荡器28工作，利用第2周期信号Vosc2进行时间测定。
监视电路30的输出信号Vs在2ms期间成为低电平时，控制单元24将升压率切换为1.5倍。在升压率高于1倍时，如上所述，需要生成作为应输出到电荷泵电路10的控制信号Vcnt而重复导通/截止的开关信号。此时，因控制单元24需要第1周期信号Vosc1，因此将第1振荡器26导通。在升压率为1.5倍时，控制单元24使用第1周期信号Vosc1进行用于对监视电路30的输出信号Vs的状态进行监视的时间测定。此时，因不需要第2周期信号Vosc2，因此控制单元24使第2振荡器截止。
而且，在电池电压Vbat降低，升压率被设定为2倍时，控制单元24也仅使第1振荡器26导通，并基于第1周期信号Vosc1而进行控制信号Vcnt的生成以及2ms的时间测定。
振荡器的消耗电流依赖于频率，频率越高消耗电流越大。即，第1振荡器26的消耗电流比第2振荡器28的消耗电流大。因此，根据本实施方式的驱动电路20，在进行升压工作的情况下，将以1MHz振荡的第1振荡器26导通，生成控制信号Vcnt，同时进行为设定升压率的时间测定。另一方面，在升压率为1倍时，不需要生成频率高的信号作为控制信号Vcnt，因此，通过切换为消耗电流小的第2振荡器28，从而减小电路的消耗电流，可实现高效率化。
以上，说明了本实施方式的电源装置100的结构以及工作。
根据本实施方式的电源装置100，即使在恒流电路22的稳定工作电压因工艺偏差或温度变化引起的元件特性的变动而变动的情况下，也随着这种变动而生成阈值电压Vth，因此在控制单元24中，可进行最佳的升压率的设定，可生成合适的输出电压Vout。
本领域的技术人员应当理解，上述实施方式只是例示，这些各构成要素或各处理程序的组合可以有各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。
图10是表示电源装置100的变形例的图。图10的电源装置100作为电压生成电路，使用开关稳压器70而不是电荷泵电路10。该开关稳压器70是通过开关元件的导通/截止而在电感器和电容器间进行能量变换，并对输入电压进行升压的电压生成电路。
从控制单元24输出被脉宽调制(以下称为PWM)过的开关信号Vpwm，开关稳压器70的开关元件的导通/截止通过该开关信号而被控制，输出电压Vout被稳定在期望的电压值。
图11是表示图10的驱动电路20的一部分结构的电路图。恒流电路22和阈值电压源52的结构与图3相同。在图11的驱动电路20中，LED端子106的电压Vled和从阈值电压源52输出的阈值电压Vth被输入到误差放大器60。误差放大器60将电压Vled和阈值Vth之间的误差放大，作为误差电压Verr而输出到控制单元24。
控制单元24基于该误差电压Verr生成开关信号Vpwm。控制单元24包括电压比较器62、驱动器64、振荡器66。振荡器66输出三角波状的周期信号Vsaw，电压比较器62通过比较该周期信号Vsaw和误差电压Verr，从而生成被脉宽调制过的信号。驱动器64基于电压比较器62的输出而生成用于驱动开关稳压器70的开关信号。
其结果，开关稳压器70的输出电压Vout被调节，以使LED端子106的电压Vled接近阈值电压Vth，因此可使恒流电路22稳定地工作，同时不会生成高于需要的输出电压Vout，因此可实现高效率的工作。
图12是表示恒流电路22的变形例的图。在图12的恒流电路22中，将电源电压Vdd作为固定电压而生成驱动电流Idrv。图12的恒流电路22包括晶体管M1、第1电阻R1、基准电阻Rref、运算放大器40。在LED端子106上连接驱动对象的LED300。基准电阻Rref一端被施加规定的固定电压Vdd，并被设置在基准电流Iref的路径上。运算放大器40的同相输入端子上被施加基准电阻Rref的另一端上所呈现的电压Ve。晶体管M1的栅极上被施加运算放大器40的输出电压，源极连接到LED端子106。第1电阻R1连接到晶体管M1的源极，一端被施加固定电压Vdd。晶体管M1和第1电阻R1的连接点的电位被反馈到运算放大器40的反相输入端子上。即使这样构成恒流电路22的情况下，也可以生成由Idrv＝Iref×Rref/R1给予的驱动电流Idrv。
在本实施方式中，构成电源装置100、发光装置1000的元件可以全部被一体集成，或者其一部分也可以由分立部件构成，多个部件也可以被模块化在一个组件中。集成哪一部分，根据成本或占有面积等而决定。
在实施方式中，说明了通过电源装置100而驱动LED的情况，但负载电路并不限定于此，也可以驱动有机EL等的其他发光元件，尤其，也可以驱动发光元件之外的电流驱动器件。
在本实施方式中，使用的晶体管设为FET，但是也可以使用双极晶体管等其他类型的晶体管，这些晶体管的选择可以根据电源装置所要求的设计规格、使用的半导体制造工艺等而决定。
产业上的可利用性根据本发明的电源装置，可适当地设定负载电路的驱动电压。
权利要求
1.一种电源装置，用于对负载电路进行恒流驱动，其特征在于，它包括恒流电路，其设置在所述负载电路的驱动路径上；电压生成电路，对所述负载电路输出驱动电压；监视电路，监视所述恒流电路两端的电压；以及控制单元，控制从所述电压生成电路输出的驱动电压，所述监视电路包括用于生成阈值电压的阈值电压源，并将比较所述恒流电路两端的电压和由所述阈值电压源生成的阈值电压所得的结果输出到所述控制单元，所述阈值电压跟踪所述恒流电路可稳定地工作的电压的变动，所述控制单元基于所述监视电路的输出而控制所述电压生成电路。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述恒流电路包括电流输出端子，其连接驱动对象的负载电路；运算放大器，其第1输入端子上被施加了规定的基准电压；第1晶体管，其控制端子上被施加了所述运算放大器的输出电压，其一端连接到所述电流输出端子；第1电阻，其连接到所述第1晶体管的另一端，其一端被施加了规定的固定电压；以及反馈路径，将所述第1晶体管和所述第1电阻的连接点的电位反馈到所述运算放大器的第2输入端子上，所述阈值电压源包括恒流源，输出规定的恒流；第2晶体管，其串联地设置在从所述恒流源输出的恒流的路径上；以及第2电阻，其一端被施加所述固定电压，另一端连接所述第2晶体管，所述阈值电压源将所述第2晶体管和所述恒流源的连接点的电压作为所述阈值电压而输出。
3.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，在半导体集成电路上，所述第1晶体管和所述第2晶体管以及所述第1电阻和所述第2电阻分别成对地形成。
4.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，从所述恒流源输出的所述恒流被设定在所述第2晶体管在恒流区域工作的范围内。
5.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，所述监视电路包括电压比较器，比较所述恒流电路两端的电压和由所述阈值电压源生成的所述阈值电压；以及偏置电压调节电路，调节所述电压比较器的偏置电压。
6.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，所述恒流电路还包括基准电阻，该电阻被设置在与所述恒流源输出的恒流对应的基准电流的路径上，一端被施加所述固定电压；所述恒流电路将在该基准电阻的另一端上呈现的电压作为所述基准电压施加到所述运算放大器的第1输入端子上。
7.如权利要求6所述的电源装置，其特征在于，在半导体集成电路上，所述基准电阻与所述第1、第2电阻成对形成。
8.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，所述偏置电压调节电路调节所述电压比较器的差动电流。
9.如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述偏置电压调节电路包括主电流源，生成应提供给所述电压比较器的差动对的尾电流；第1可变电流源，生成第1可变电流，并使所述差动对所生成的一个差动电流变化；以及第2可变电流源，生成第2可变电流，并使所述差动对所生成的另一个差动电流变化。
10.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压生成电路是可切换多个升压率的电荷泵电路，所述控制单元基于所述监视电路的电压比较结果，切换所述电荷泵电路的升压率。
11.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述电压生成电路是开关稳压器电路，所述控制单元控制所述开关稳压器电路的开关工作，以使在所述监视电路中所述恒流电路两端的电压和所述阈值电压相等。
12.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，所述恒流电路、所述监视电路、所述控制单元被一体集成在一个半导体衬底上。
13.如权利要求1至12的任一项所述的电源装置，其特征在于，所述负载电路是发光二极管，所述恒流电路连接在所述发光二极管的阴极端子，所述监视电路监视所述发光二极管的阴极端子的电压。
14.一种发光装置，其特征在于，它包括发光二极管；以及用于对所述发光二极管进行恒流驱动的权利要求1至12的任一项所述的电源装置。
15.一种电子设备，其特征在于，它包括液晶面板；以及作为所述液晶面板的背光而设置的权利要求14所述的发光装置。
全文摘要
提供适当地设定负载电路的驱动电压，并可更高效率工作的电源装置。在用于对作为负载电路的发光二极管(300)进行恒流驱动的电源装置(100)中，恒流电路(22)被设置在负载电路的驱动路径上。作为电压生成电路的电荷泵电路(10)对发光二极管(300)输出驱动电压。监视电路(30)监视恒流电路(22)两端的电压。该监视电路(30)包括用于生成阈值电压的电压源，比较恒流电路两端的电压和由电压源生成的阈值电压，并将比较结果Vs输出到控制单元(24)，所述阈值电压跟踪恒流电路(22)可稳定地工作的电压的变动。控制单元(24)基于监视电路(30)的输出而控制电荷泵电路(10)。
文档编号H05B37/02GK101069339SQ20058004109
公开日2007年11月7日 申请日期2005年11月18日 优先权日2004年12月3日
发明者山本勋, 伊藤智将 申请人:罗姆股份有限公司