专利名称：零电压切换谐振逆变器的控制电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种谐振逆变器的控制电路，且特别涉及一种零电压切换 谐振逆变器的控制电路。
背景技术：
大尺寸液晶显示器因制作成本及电源转换效率要求，其冷阴极荧光灯逆变
器多采用LIPS架构，LIPS为LCD Integrated Power Supply的简称。LIPS架 构直接由功率因数修正电路输出典型值400V高压的直流电压供电给冷阴极荧 光灯逆变器。在这种高压输入情况下，使逆变器的功率开关具备零电压切换及 /或零电流切换特性，将可有效降低开关的切换损失。逆变器通常采用谐振方 式产生谐振电压和电流以提供开关切换所需的零电压及/或零电流，这种逆变 器称为谐振逆变器。图1为一种现有的采用LIPS架构的冷阴极荧光灯逆变器 的电路图，此冷阴极荧光灯逆变器为一种具备零电压切换特性的谐振逆变器 (以下简称为零电压切换谐振逆变器)，而图2为图1所示冷阴极荧光灯逆变器 的开关电路的信号波形图。请同时参照图1及图2，冷阴极荧光灯逆变器l接 收典型值为400V高压的直流电压Vdc,并将其转成弦波形式的交流电压Vac以 驱动冷阴极荧光灯2。
冷阴极荧光灯逆变器1包括开关电路11、变压器12以及谐振电路。在本 例中，开关电路11采用半桥式开关电路架构，其包括两个由N通道金属氧化 物半导体场效应晶体管所实现的功率开关111和112,在开关两端之间存在极 间电容器113和114以及体二才及管(body diode) 115和116,其中体二才及管115 和116与开关111和112反并接以提供电流Idsl和Ids2反向流通路径。变压 器12包括一次侧的线圈121、 二次侧的线圏122及漏电感器123。谐振电路采 用串联谐振并联负载架构，其包括漏电感器123以及电容器131串联耦接于变 压器12的二次侧线圈122两端之间，而电容器131与作为负载的冷阴极荧光 灯2并联耦接。控制信号Vgl和Vg2在两功率开关111和112上形成栅源极电压Vgsl和 Vgs2,进而控制两功率开关111和112交替地导通，将输入的直流电压Vdc切 成方波形式的交流电压Vpl,其中控制信号Vgl和Vg2的频率(或切换频率)fs 决定交流电压Vpl的频率为fs。交流电压Vpl接着经过变压器12升压以及谐 振电路进行谐振后变成弦波形式的交流电压Vac并驱动冷阴极荧光灯2。由于 漏电感器123的电感值及电容器131的电容值决定谐振电路的谐振频率fr，且 谐振电路依据所接收信号的频率(在本例中即切换频率fs)与谐振频率fr的关 系而呈现电容性或电感性，因此，设计切换频率fs小于谐振频率fr,使得采 用串联谐振并联负载架构的谐振电路呈电感性，进而造成交流电流Ip2落后交 流电压Vac —相角差0 ,而交流电流Ipl为变压器12 二次侧映射回一次侧的 弦波电流，故交流电流Ipl也落后交流电压Vpl —相角差</> ,此相角差^就是 使功率开关111和112具备零电压切换特性的主要因素。
当控制信号Vgl在高电平而控制开关111导通时，开关111两端跨压Vdsl 为零，交流电压Vpl为Vdc/2,交流电流Ipl即为开关111电流Idsl。当控制 信号Vgl在时间点tl变为低电平而控制开关111断开的瞬间，由于电流必须 是连续的，开关111电流Idsl不会瞬间变为零，交流电流Ipl包含开关111 电流Idsl及开关112电流(-Ids2)，因此交流电流Ipl会与极间电容器113和 114谐振，使导通的开关111两端跨压Vdsl线性上升、预导通的开关112两端 ;夸压Vds2线性下降。当开关112两端5争压Vds2在时间点t2 J夸越零点时，与 开关112反并接的体二极管116导通，此时开关112等待控制信号Vg2变为高 电平(如在时间点t3)而导通即达成零电压切换。同样地，开关111两端JE争压 Vdsl在时间点t4跨越零点后，开关111等待控制信号Vgl变为高电平(如在时 间点t5)而导通即达成零电压切换。开关的切换损失为Pd=Vds x Ids x fs，而 开关111和112因为在导通瞬间两端跨压Vdsl和Vds2皆为零，使得开关111 和112在导通瞬间的切换损失皆为Pd=0Vx (-Ids) xfs = 0W,所以开关具备零电 压切换特性可降低开关因高频切换所产生的切换损失。
由上述说明可知，当变压器12 二次側的负载端电路呈电感性时，变压器 12 —次侧的电流Ipl落后电压Vpl，使一次侧的功率开关111和112获得零电 压切换特性，在开关111和112导通瞬间所产生的切换损失为零。但是，也因 为电流Ipl落后电压Vpl,使开关111和112在断开时存在切换损失；例如， 以开关lll为例，开关111在时间点tl截止时，电流Idsl仍会持续流过开关111,直到开关111两端跨压Vdsl在时间点t2上升到直流电压Vdc为止，因 此开关111在时间点tl到t2断开时存在切换损失。再者，还因为电流Ipl落 后电压Vpl,使得开关111和112导通或断开的控制电路(图中未绘示)存在占 空比损失；例如，以开关112为例，开关112在时间点t3导通时， 一次侧电 压Vpl变为-Vdc/2,此时理应为负半周能量传送周期，但一次侧电流Ipl仍然 处在正半周，必须等待一次侧电流Ipl由正半周跨越零点至负半周后，能量才 能被真正的传送至二次侧的负载端电路，因此电流Ipl在时间点t3开始由正 转负的区间就是控制电路的占空比损失。占空比损失越大，控制电路控制开关 111和112传送能量的能力就越差，甚至可能造成传送的能量不足以驱动冷阴 极荧光灯2。
发明内容
本实用新型的目的就是在提出一种零电压切换谐振逆变器的控制电路，可 降低功率开关在断开时的切换损失及控制电路的占空比损失。
为了达成上述目的及其它目的，本实用新型提出一种零电压切换谐振逆变 器的控制电路，其中零电压切换谐振逆变器包括开关电路、变压器及谐振电路， 开关电路耦接至变压器，变压器耦接至谐振电路，谐振电路耦接至负载，开关 电路依据控制信号将输入的直流电压转成交流电压，交流电压经过变压器升压 及谐振电路进行谐振后变成弦波形式的交流电压以驱动负载。零电压切换谐振 逆变器的控制电路包括定时电路、振荡器、逻辑控制电路、电流传感器、全波 整流器以及复位电路。振荡器耦接至定时电路，对定时电路进行充放电以产生 斜波电压。逻辑控制电路耦接至振荡器及开关电路，依据斜波电压产生控制信 号。电流传感器耦接以感测开关电路及变压器之间的电流或谐振电路的输入或 输出谐振电流并将其转成电压信号。全波整流器耦接至电流传感器，对电压信 号进行全波整流，以产生全波整流电压信号。复位电路耦接至全波整流器及定 时电路，通过比较全波整流电压信号及电压设定值，在全波整流电压信号大于 电压设定值时不动作，而在全波整流电压信号小于电压设定值时复位定时电 路。
本实用新型的有益效果在于本实用新型的零电压切换谐振逆变器的控制 电路采用侦测零电压切换谐振逆变器中开关电路及变压器一次侧之间的电流 或谐振电路的输入、输出谐振电流，来判别电流接近零点的时间以便调整斜波电压的时序，可以保持功率开关在导通时的零电压切换特性，还可降低其在断 开时的开关电流进而降低功率开关的切换损失，同时也消除控制电路的占空比 损失。
图1为一种现有的采用LIPS架构的冷阴极荧光灯逆变器电路图； 图2为图1所示冷阴极荧光灯逆变器的开关电路的信号波形图； 图3为依照本实用新型一实施例的零电压切换谐振逆变器的控制电路的电 路图4为图3所示零电压切换谐振逆变器及控制电路的信号波形图。 附图标记说明1:冷阴极荧光灯逆变器；11:开关电路；111、 112:功 率开关；113、 114:极间电容器；115、 116:体二极管；12:变压器；121: 一次侧线圈；122: 二次侧线圏；123:漏电感器；131:电容器；2:冷阴极焚 光灯；3:控制电路；31:集成电路；311:误差放大器；312:脉宽调制比较 器；313:振荡器；314:逻辑控制电路；315:输出驱动电路；32:切换电路； 321、 322:单刀双掷开关；33:定时电路；331:第一定时电容器；332:第一 定时电阻器；333:第二定时电容器；334:第二定时电阻器；34:复位电路； 341:比较器；342:开关；35:电流峰值传感器；36:电流传感器；37:全波 整流器；Idsl、 Ids2:开关电流；II、 12:开关电流值；Ipl:变压器一次侧 电流；Ip2:变压器二次侧电流；Ilamp:灯管电流；Vdc:直流电压；Vac:交 流弦波电压；Vgl、 Vg2:控制信号；Vgsl、 Vgs2:栅源极电压；Vdsl、 Vds2: 开关两端跨压；Vf:反馈电压；Vref:参考电压；Vea、 Vea，误差电压；Vst、 Vst，斜波电压；Vpwm:脉宽调制信号；Vi:电压信号；Vrec:全波整流电 压信号；Vth:电压设定值；Vpl、 Vpl，变压器一次侧电压；fs:切换频率； fst:启动频率；fop:工作频率；tl ~ t5:时间点；td:导通时间；0:相角 差。
具体实施方式
以下结合附图，对本实用新型上述的和另外的技术特征和优点作更详细的 说明。
图3为依照本实用新型一实施例的零电压切换谐振逆变器的控制电路的电路图，零电压切换谐振逆变器例如是图1所示冷阴极荧光灯逆变器1,但并不 以此为限，而图4为图3所示零电压切换谐振逆变器及其控制电路的信号波形
图。请同时参照图1至图4,零电压切换谐振逆变器1的控制电路3包括误差 放大器311、脉宽调制比较器312、振荡器313、逻辑控制电路314、输出驱动 电路315、切换电路32、定时电路33、复位电路34、电流峰值传感器35、电 流传感器36以及全波整流器37 。
电流峰值传感器35、电流传感器36及全波整流器37用以感测零电压切换 谐振逆变器1的电流信号，并据以产生可供控制电路3进一步使用的电压信号。 其中，电流峰值传感器35耦接至冷阴极荧光灯2,感测流过冷阴极荧光灯2的 灯管电流Ilamp,并产生与灯管电流Ilamp大小成比例的反馈电压Vf,反馈电 压Vf例如是灯管电流Ilamp的峰值或均方根值。另外，若不考虑杂散电容等 非理想因素，因谐振电路采用串联谐振并联负载架构，故变压器12 —次侧的 电流Ipl、 二次侧的电流(或谐振电路的输入谐振电流)Ip2及灯管电流(或谐 振电路的输出谐振电流)11 amp为具有相同相位或电流零点位置的交流弦波电 压。因此，电流传感器36可耦接于开关电路11及变压器12 —次侧之间以感 测电流Ipl，或耦接于变压器12 二次侧及谐振电路的电感器131之间以感测电 流Ip2,或耦接至冷阴极焚光灯2输出端以感测流过冷阴极荧光灯2的灯管电 流Ilamp,然后据以产生与电流Ipl、 Ip2或Ilamp成比例的电压^言号Vi,电 压信号Vi接着经过全波整流器37的整流后变为全波整流电压信号Vrec。
一般误差放大器311、脉宽调制比较器312、振荡器313、逻辑控制电路 314以及输出驱动电路315多被组合封装成集成电路31，集成电路31还可能 包括过压保护、过流保护、软启动等电路。误差放大器311负输入端耦接至电 流峰值传感器35以接收反馈电压Vf,其正输入端接收参考电压Vref,误差放 大器311通过比较反馈电压Vf及参考电压Vref输出误差电压Vea。脉宽调制 比较器312正输入端耦接至误差放大器311输出端以接收误差电压Vea,其负 输入端耦接至振荡器313以接收斜波电压Vst (其例如是锯齿波或三角波)，脉 宽调制比较器312通过比较误差电压Vea及斜波电压Vst输出脉宽调制信号 Vpwm。逻辑控制电路314依据脉宽调制信号Vpwm产生控制信号Vgl和Vg2,而 控制信号Vgl和Vg2通常须通过开漏极/开集极或图腾柱等输出驱动电路315 来加强其驱动能力。由图4可知，斜波电压Vst的频率fop(或每个斜波的周期 1/fop)决定功率开关111和112的最大导通时间，而脉宽调制信号Vpwm低电平的宽度决定功率开关111和112的导通时间。当灯管电流Ilamp变大时，反 馈电压Vf变大，使误差电压Vea变小，进而脉宽调制信号Vpwm低电平的宽度 变小，控制信号Vgl和Vg2高电平变小，故功率开关111和112导通时间变小， 传送到冷阴极荧光灯2的能量变小而使灯管电流Ilamp变小，因此，通过集成 电路31的反馈控制可以稳定灯管电流Ilamp。
振荡器313依据定时电路33提供斜波电压Vst。 一般定时电路33至少包 括一定时电容器(如331)及一定时电阻器(如332),振荡器313依据定时电阻 器(如332)输出定电流对定时电容器(如331)充电，在定时电容器(如331)跨压 上升到某定值(如3V)后停止充电并开始放电，接着在定时电容器(如331)跨压 下降到某定值(如OV)后停止放电并开始充电，如此在定时电容器(如331)上反 复充^L电形成如闺4所示斜波电压Vst。在本例中，由于零电压切换谐振逆变 器1是用来驱动冷阴极焚光灯2,考虑到冷阴极荧光灯2在启动时需要高达1 至MV的电压，而在启动成功后只需要400至800V的电压即可正常工作，故 设计斜波电压Vst的频率在启动时为启动频率fst并在启动成功后改为工作频 率fop,其中启动频率fst较接近谐振频率fr,使谐振电路提供较高的增益， 而工作频率fop则相对地远离谐振频率fr。对于串联谐振并联负载架构的谐振 电路而言，fop<fst<fr。
因为冷阴极焚光灯2在启动时(或启动成功前)，灯管电流Ilamp为零或低 于某值，电流峰值传感器35输出的反馈电压Vf为零或低于某值，控制电路3 可利用切换电路32依据反馈电压Vf来判断启动成功与否，在启动时切换到第 二定时电路以提供振荡器313产生频率为启动频率fst的斜波电压Vst，并在 启动成功后切换到第一定时电路以提供振荡器313产生频率为工作频率fop的 斜波电压Vst。因此，定时电路33包括第一定时电路及第二定时电路。第一定 时电路包括第一定时电容器331及第一定时电阻器332,若第一定时电容器331 电容值为Cl且第一定时电阻器332电阻值为Rl,则工作频率fop与1/(Rl x Cl)成比例。第二定时电路包括第二定时电容器333及第二定时电阻器334,若 第二定时电容器333电容值为C2且第二定时电阻器334电阻值为R2，则启动 频率fst与1/(R2 x C2)成比例，其中Rl x Cl >R2 x C2。另外，切换电路32耦 接至振荡器313、定时电路33及电流峰值传感器35,在本例中，切换电路32 为双刀双掷开关，即包括两单刀双掷开关321和322。
复位电路34包括比较器341以及开关342，用以在冷阴极荧光灯2启动成功后通过复.位调整斜波电压Vst的时序(其频率仍维持工作频率fop)来达到降 低功率开关在断开时的切换损失及控制电路的占空比损失的目的。开关342第 一端耦接至定时电路33的第一定时电路，在本例中为耦接至第一定时电路的 第一定时电容器331第一端且第一定时电容器331第二端耦接至接地端，开关 342第二端耦接至接地端。比较器341通过比较全波整流电压信号Vrec及电压 设定值Vth输出信号控制开关342导通或断开，在一实施例中，开关342为PNP 双载子接面晶体管。如图4所示，当全波整流电压信号Vrec大于或等于电压 设定值Vth时，比较器341输出信号控制开关342断开，此时振荡器313耦接 到第一定时电路并依据第一定时电阻器332提供定电流对第一定时电容器331 充电；当全波整流电压信号Vrec小于电压设定值Vth时，比较器341输出信 号控制开关342导通，其导通时间td的长短与电压设定值Vth有关，此时第 一定时电容器331第一端将耦接至接地端，相当于复位第一定时电路(或对第 一定时电容器331进行放电)，使得原本正在上升的斜波被强迫拉至接地端的 零电位，代表原先导通的功率开关必须断开，两功率开关111和112切出新的 斜波电压Vst，，进而控制开关111和112切出新的交流电压Vpl，。若误差 电压Vea，恒大于斜波电压Vst，，则控制信号Vgl和Vg2为占空比为50%的信 号，将导致功率开关111和112可能同时导通而烧毁，因此导通时间td最短 必须要保证功率开关111和112不会同时导通。
如图4所示，在Vpl和Ipl波形图中，功率开关在断开瞬间其开关电流大 小为II，而在Vpl，和Ipl波形图中，功率开关在断开瞬间其开关电流大小为 12;明显地，电流值I1大于I2。所以，本实用新型通过复位电路34在冷阴极 荧光灯2启动成功后一开始就复位调整斜波电压的时序，降低功率开关在断开 时的开关电流大小，进而降低功率开关的切换损失；同时，也消除控制电路3 的占空比损失。而且，因为本实用新型的功率开关在断开瞬间其开关电流大小 为12,仍然会与功率开关的极间电容器进行谐振，使被强迫断开的功率开关两 端跨压线性上升，而预导通的功率开关两端跨压线性下降，直到预导通的功率 开关两端跨压为零时命令预导通的功率开关导通，因此功率开关仍具有零电压 切换特性。
综上所述，本实用新型的零电压切换谐振逆变器的控制电路采用侦测零电 压切换谐振逆变器中开关电路及变压器一次侧之间的电流或谐振电路的输入、 输出谐振电流，来判别电流接近零点的时间以便调整斜波电压的时序，可以保
10持功率开关在导通时的零电压切换特性，还可降低其在断开时的开关电流进而 降低功率开关的切换损失，同时也消除控制电路的占空比损失。
以上说明对本实用新型而言只是说明性的，而非限制性的，本领域普通技 术人员理解，在不脱离以下所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，可做 出许多修改，变化，或等效，但都将落入本实用新型的保护范围内。
权利要求1.一种零电压切换谐振逆变器的控制电路，所述零电压切换谐振逆变器包括一开关电路、一变压器及一谐振电路，所述开关电路耦接至所述变压器，所述变压器耦接至所述谐振电路，所述谐振电路耦接至一负载，所述开关电路依据一控制信号将输入的一直流电压转成一交流电压，所述交流电压经过所述变压器升压及所述谐振电路进行谐振后变成一弦波形式的交流电压以驱动所述负载，其特征在于，所述零电压切换谐振逆变器的控制电路包括一定时电路；一振荡器，耦接至所述定时电路，对所述定时电路进行充放电以产生一斜波电压；一逻辑控制电路，耦接至所述振荡器及所述开关电路，依据所述斜波电压产生所述控制信号；一电流传感器，耦接以感测所述开关电路及所述变压器之间的电流或所述谐振电路的输入或输出谐振电流，并将其转成一电压信号；一全波整流器，耦接至所述电流传感器，对所述电压信号进行全波整流，以产生一全波整流电压信号；以及一复位电路，耦接至所述全波整流器及所述定时电路，通过比较所述全波整流电压信号及一电压设定值，在所述全波整流电压信号大于或等于所述电压设定值时不动作，而在所述全波整流电压信号小于所述电压设定值时复位所述定时电路。
2. 根据权利要求1所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 更包括一误差放大器，接收一反馈电压及一参考电压，通过比较所述反馈电压及 所述参考电压输出 一误差电压，其中所述反馈电压与流过所述负载的电流的大 小成比例；以及一脉宽调制比较器，耦接至所述误差放大器、所述振荡器及所述逻辑控制 电路，通过比较所述误差电压及所述斜波电压输出一脉宽调制信号，所述逻辑 控制电路依据所述脉宽调制信号产生所述控制信号。
3. 根据权利要求l所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于，更包括一输出驱动电路，耦接至所述逻辑控制电路及所述开关电路，用以加强所 述控制信号的驱动能力。
4. 根据权利要求l所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 所述定时电路包括一第一定时电阻器，具有一第一端及一第二端，所述第一定时电阻器第一 端耦接至所述振荡器，所迷第一定时电阻器第二端耦接至一接地端；以及一第一定时电容器，具有一第一端及一第二端，所述第一定时电容器第一 端耦接至所述振荡器，所述第一定时电容器第二端耦接至所述接地端。
5. 根据权利要求4所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 所述复位电路包括一开关，具有一第一端、 一第二端及一控制端，所述开关第一端耦接至所 述第一定时电容器第一端，所述开关第二端耦接至所述接地端；以及一比较器，耦接至所述全波整流器及所述开关，通过比较所述全波整流电 压信号及所述电压设定值输出信号至所述开关控制端，在所述全波整流电压信 号大于或等于所述电压设定值时控制所述开关断开，而在所述全波整流电压信 号小于所述电压设定值时控制所述开关导通。
6. 根据权利要求1所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 所述开关电路包括一全桥式开关电路、半桥式开关电路或推挽式开关电路。
7. 根据权利要求1所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 所述负载包括至少一冷阴极荧光灯。
8. 根据权利要求7所述的零电压切换谐振逆变器的控制电路，其特征在于， 更包括一切换电路，耦接至所述振荡器及所述定时电路，其中所述定时电路包括 一第一定时电路及一第二定时电路，所述切换电路在所述至少一冷阴极荧光灯 启动成功后将所述振荡器耦接至所述第一定时电路，而在所述至少一冷阴极焚 光灯启动时将所述振荡器耦接至所述第二定时电路。
专利摘要本实用新型一种零电压切换谐振逆变器的控制电路，其包括一定时电路；一振荡器，耦接至所述定时电路；一逻辑控制电路，耦接至所述振荡器及所述开关电路；一电流传感器，耦接以感测所述开关电路及所述变压器之间的电流或所述谐振电路的输入或输出谐振电流；一全波整流器，耦接至所述电流传感器，还包括一复位电路；本实用新型的控制电路是采用侦测零电压切换谐振逆变器中开关电路及变压器一次侧之间的电流或谐振电路的输入、输出谐振电流，来判别电流接近零点的时间以便调整斜波电压的时序，可以保持功率开关在导通时的零电压切换特性，还可降低其在断开时的开关电流进而降低功率开关的切换损失，同时也消除控制电路的占空比损失。
文档编号H05B41/28GK201349355SQ20092000174
公开日2009年11月18日 申请日期2009年1月24日 优先权日2009年1月24日
发明者李吉欣, 林立韦 申请人:冠捷投资有限公司