电子电路、雷达设备和对雷达设备执行自诊断的方法
【专利摘要】本发明提供了一种电子电路、雷达设备和对雷达设备执行自诊断的方法。该电子电路包括：第一PLL电路，包括分频比被可变地控制的第一分频器；第二分频器，用于对输入到第一分频器的信号的频率进行分频；延迟电路，用于延迟第二分频器的输出信号；第二PLL电路，用于接收延迟电路的输出信号作为参考信号；以及混频器电路，用于接收第一PLL电路的振荡信号和第二PLL电路的振荡信号作为输入。
【专利说明】电子电路、雷达设备和对雷达设备执行自诊断的方法
【技术领域】
[0001]本文中的公开内容涉及一种用于对雷达设备执行自诊断的电子电路，并且还涉及一种雷达设备以及一种用于对雷达设备执行自诊断的方法。
【背景技术】
[0002]毫米波雷达设备从发送器发送毫米无线电波，然后，接收并分析被物体反射的毫米无线电波，从而测量与物体的距离以及相对速度(即，物体与雷达设备之间的速度差)。毫米波雷达设备可安装在汽车中以提供用于控制驾驶速度以保持恒定的车辆间距离的巡航控制系统或者提供用于避免碰撞或用于降低冲撞速度的自动制动系统。
[0003]毫米波雷达设备的成本降低可能要求减少在生产线上所执行的测试处理。用在汽车中的毫米波雷达设备可能要求高安全性标准。防止误操作是极其重要的，并且在雷达操作期间监视故障的能力是期望的特征。为了满足这样的要求，用于测试目的的BIST (内置自测试)电路可并入收发器电路中。
[0004]用于测量与物体的距离和相对速度的一种类型的毫米波雷达设备是FMCW(调频连续波)雷达设备。FMCW雷达设备发送经过三角波频率调制的毫米无线电波，并且基于接收到的信号与发送的信号之间的频率差来通过计算测量与物体的距离和相对速度。
[0005]在FMCW雷达设备中，用于生成要从雷达发送的高频发送信号的PLL (锁相环)电路以三角波形式改变分频器的分频比，从而生成经过三角波频率调制的高频发送信号。为了通过将BIST电路并入这样的FMCW雷达设备中来进行在电路内部的测试，除了设置用于生成发送信号的PLL电路和分频比控制电路外，还可设置产生用于测试目的的虚拟接收信号的PLL电路和分频比控制电路。这样的配置意味着，为了发送目的和接收目的中的每个目的而分别地提供复杂的分频比控制电路，从而导致电路大小、功耗和成本的增加。
[0006]考虑到上述状况，优选的是提供一种电子电路，该电子电路具有用在雷达设备中的有效电路配置并且能够针对FMCW信号执行自诊断。
[0007][相关技术的文献]
[0008][专利文献]
[0009][专利文献I]日本早期公开专利公布第2003-14837
【发明内容】
[0010]根据实施例的一方面，一种电子电路包括:第一 PLL电路，包括分频比被可变地控制的第一分频器；第二分频器，用于对输入到第一分频器的信号的频率进行分频；延迟电路，用于延迟第二分频器的输出信号；第二 PLL电路，用于接收延迟电路的输出信号作为参考信号；以及混频器电路，用于接收第一PLL电路的振荡信号和第二PLL电路的振荡信号作为输入。
[0011]一种雷达设备包括:第一 PLL电路，包括分频比被可变地控制的第一分频器；第二分频器，用于对输入到第一分频器的信号的频率进行分频；延迟电路，用于延迟第二分频器的输出信号；第二 PLL电路，用于接收延迟电路的输出信号作为参考信号；第一信号路径，来自接收天线的接收信号通过该第一信号路径传播；第二信号路径，用于将第二 PLL电路的振荡信号提供到第一信号路径；混频器电路，用于接收通过第一信号路径传播的信号和第一PLL电路的振荡信号作为输入；第三信号路径，用于将第一PLL电路的振荡信号提供到发送天线；AD转换电路，用于将混频器电路的输出信号转换成数字信号；以及信号处理电路，用于检测AD转换电路的输出信号的频率分量。
[0012]一种对雷达设备执行自诊断的方法包括:在可变地控制第一 PLL电路的第一分频器的分频比的同时使得第一 PLL电路产生第一振荡信号；使得第二分频器对输入到第一分频器的信号的频率进行分频；使得延迟电路延迟第二分频器的输出信号；使得第二 PLL电路使用延迟电路的输出信号作为参考信号来产生第二振荡信号；将第一振荡信号和第二振荡信号输入到混频器电路；基于混频器电路的输出来检测第一振荡信号的频率与第二振荡信号的频率之间的频率差；以及检查所检测到的频率差是否与第一分频器的分频比和延迟电路的延迟时间一致。
【专利附图】
【附图说明】
[0013]图1是示出雷达设备的配置的示例的图；
[0014]图2是示出发送信号与接收信号之间的关系的图；
[0015]图3是示出根据实施例的雷达设备的配置的示例的图；
[0016]图4是示出发送信号与虚拟接收信号之间的关系的图；
[0017]图5示出延迟电路的配置的示例的图；
[0018]图6是示出延迟电路的配置的另一示例的图；
[0019]图7是示出包括自诊断电路的雷达设备的配置的示例的图；
[0020]图8是示出图7所示的雷达设备的操作的示例的流程图；以及
[0021]图9是示出雷达设备的配置的另一示例的图。
【具体实施方式】
[0022]为了对比目的，将首先给出对雷达设备的描述，除了用于生成发送信号的PLL电路和分频比控制电路外，该雷达设备还设置有用于生成用于测试目的的虚拟接收信号的PLL电路和分频比控制电路。将给出对作为在常规操作期间的雷达功能所执行的用于计算与物体的距离和相对速度的处理的进一步描述。
[0023]图1是示出雷达设备的配置的示例的图。图1所示的雷达设备包括接收天线2、发送天线3、混频器电路4、低噪声放大器5、驱动放大器6、功率放大器7、中频放大器8、发送信号源电路10以及BIST信号源电路20。发送信号源电路10包括相位检测器(PD) 11、环路滤波器12、压控振荡器13、分频器14、分频器15、分频比控制数字电路16和振荡器电路17。BIST信号源电路20包括相位检测器(PD) 21、环路滤波器22、压控振荡器23、分频器24、分频器25和分频比控制数字电路26。
[0024]在图1以及随后的附图中，被示为框的功能块之间的边界基本上表示功能边界，并且可以不对应于在物理位置方面的分离、在电信号方面的分离、在控制逻辑方面的分离等。每个功能块可以是在某种程度上与其他块物理分离的硬件模块，或者可以表示该块和其他块物理地组合在一起的硬件模块的功能。
[0025]相位检测器11、环路滤波器12、压控振荡器13、分频器14和分频器15对应于第一 PLL电路。振荡器电路17的振荡信号(例如，50MHz)被提供到相位检测器11。相位检测器11对从分频器15提供的分频信号与从振荡器电路17提供的振荡信号之间的相位进行比较，从而将作为相位比较的结果而获得的表示相位提前或相位延迟的电压信号提供到环路滤波器12。环路滤波器12对表示相位提前或相位延迟的电压信号进行平滑以生成直流电压。压控振荡器13以响应于从环路滤波器12输出的直流电压的电压电平的频率进行振荡。分频器14以1/N (例如，1/4)为因子对压控振荡器13的振荡信号进行分频。分频器15对分频器14生成的分频信号进一步进行分频。分频器15生成的分频信号被提供到相位检测器11。在图1所示的配置中，分频器14和15的使用实现了大的分频比，从而生成高频振荡信号。如果分频器15可以得到足够大的分频比，则仅提供分频器14就足够了。应注意，可将分频器14和15当作一个分频器(即，实现分频功能的单个连续电路块)。
[0026]BIST信号源电路20的相位检测器21、环路滤波器22、压控振荡器23、分频器24和分频器25对应于第二 PLL电路。第二 PLL电路的相位检测器21、环路滤波器22、压控振荡器23、分频器24和分频器25的操作与上述的相位检测器11、环路滤波器12、压控振荡器
13、分频器14和分频器15的操作相同或相似。
[0027]分频比控制数字电路16可变地控制分频器15的分频比1/P(t)。具体地，如稍后将描述的那样，对分频比进行三角波调制。类似地，分频比控制数字电路26可变地控制分频器25的分频比1/Q(t)。具体地，如稍后将描述的那样，对分频比进行三角波调制。
[0028]功率放大器7放大发送信号源电路10的振荡信号，并且放大后的信号被提供到发送天线3。采用该布置 ，发送天线3发送(发射)毫米无线电波。接收天线2接收被物体反射的毫米无线电波。低噪声放大器5放大接收天线2接收到的接收信号，并且放大后的信号被提供到混频器电路4。驱动放大器10也放大发送信号源电路10的振荡信号(即，发送信号)以将其提供到混频器电路4。混频器电路4将雷达设备的接收信号与发送信号相乘以获得差拍信号，该差拍信号被提供到中频放大器8。差拍信号具有与接收信号的频率与发送信号的频率之间的差相等的频率。
[0029]图2是示出发送信号与接收信号之间的关系的图。在图2中，横轴表示时间，以及纵轴表示信号频率。发送信号源电路10生成并从发送天线3发送发送信号30。接收天线2接收到接收信号31。如图2所示，对发送信号30进行调制以使其频率描绘三角波形状。随着分频比控制数字电路16改变分频器15的分频比1/P(t)，实现了该调制。
[0030]与反射毫米无线电波的物体的距离被表示为R，并且光速(即，空间内的毫米无线电波的传播速度)被表不为C。于是,发送信号30与接收信号31之间的时间差被表不为2R/C。在物体与雷达设备之间的相对速度被表示为V以及由于速度差引起的多普勒频移被表示为fv的情况下，存在以下关系。
[0031]fv=(fBD-fBu)/2=2f0V/c(l)
[0032]符号“fBD”表示发送信号30的向下倾斜部分与接收信号31的向下倾斜部分之间的频率差。符号“fBU”表示发送信号30的向上倾斜部分与接收信号31的向上倾斜部分之间的频率差。另外，发送信号30的调制宽度(即，最大频率与最小频率之差)被表示为Af，以及调制周期(即，三角波的周期)被表示为l/fm。然后，满足以下等式。[0033](fBD+fBU) /2=4 Λ f.R.fm/c (2)
[0034]从中频放大器8输出的差拍信号(beat signal)交替地展现频率和频率fBU。可以对利用FFT(快速傅里叶变换)可获得的差拍信号的频谱进行频率分析，从而计算^和fBU。以该方式获得的fBD和fBU与上述等式(I)和(2) —起使用，以计算相对速度V和距离R0
[0035]再次参照图1，来自接收天线2的接收信号通过第一信号路径41传播。用于提供BIST信号源电路20的振荡信号的第二信号路径42被布置为与第一信号路径41 一起提供电场耦合或电磁耦合。采用该布置，BIST信号源电路20的振荡信号被提供到第一信号路径41。
[0036]为了在从工厂装运时执行自诊断或者在常规操作期间执行自诊断的目的，图1所示的雷达设备设置有BIST信号源电路20。在BIST信号源电路20中，分频比控制数字电路26独立于发送信号源电路10来控制分频器25的分频比1/Q(t)，从而生成相当于例如图2所示的接收信号31的信号。以该方式生成的虚拟接收信号31通过第二信号路径42和第一信号路径41被提供到混频器电路4，这使得能够使用与在常规雷达操作期间所观察的实际接收信号类似的接收信号来执行自诊断。具体地，进行关于在分频比控制数字电路16已知的发送信号的频率、分频比控制数字电路26已知的虚拟接收信号的频率和从混频器电路4产生的差拍信号检测到的频率差之间是否存在匹配的检查。
[0037]在图1所示的雷达设备中，BIST信号源电路20设置有专用于生成虚拟接收信号的目的的分频比控制数字电路26。另外，分频器25被设计用于可变分频比控制。由于分频比控制数字电路和可变分频比分频器复杂，因此为了自诊断目的而设置这些电路导致电路面积大小、功耗和 成本的增大。 [0038]图3是示出根据实施例的雷达设备的配置的示例的图。图3所示的雷达设备包括接收天线102、发送天线103、混频器电路104、低噪声放大器105、驱动放大器106、功率放大器107、中频放大器108、发送信号源电路110和BIST信号源电路120。发送信号源电路110包括相位检测器(PD)lll、环路滤波器112、压控振荡器113、分频器114、分频器115、分频比控制数字电路116、振荡器电路117和分频器118。BIST信号源电路120包括相位检测器(PD) 121、环路滤波器122、压控振荡器123、分频器124、分频器125和延迟电路126。
[0039]相位检测器111、环路滤波器112、压控振荡器113、分频器114和分频器115对应于第一 PLL电路。相位检测器111、环路滤波器112、压控振荡器113、分频器114和分频器115的操作与前述的相位检测器11、环路滤波器12、压控振荡器13、分频器14和分频器15的操作相同或相似。在图3所示的配置中，使用分频器114和115实现了大的分频比，从而生成高频振荡信号。如果分频器115可以得到足够大的分频比，则仅提供分频器115就足够了。应注意，可将分频器114和115当作一个分频器(即，实现分频功能的单个连续电路块)。分频比控制数字电路116可变地控制分频器115的分频比。具体地，对分频比进行三角波调制。
[0040]功率放大器107放大发送信号源电路110的振荡信号，并且放大后的信号被提供到发送天线103。采用该布置，发送天线103发送(发射)毫米无线电波。接收天线102接收被物体反射的毫米无线电波。低噪声放大器105放大接收天线102接收到的接收信号，并且放大后的信号被提供到混频器电路104。驱动放大器106也放大发送信号源电路110的振荡信号(即，发送信号)以将其提供到混频器电路104。混频器电路104将雷达设备的接收信号与发送信号相乘以获得差拍信号，该差拍信号被提供到中频放大器108。该差拍信号的频率等于接收信号的频率与发送信号的频率之差。
[0041]在常规雷达操作期间所观察的、图3所示的雷达设备的发送信号和接收信号与图2所示的信号相同或相似。从中频放大器108输出的差拍信号交替地展现频率fBD和频率fBU。可以对利用FFT (快速傅里叶变换)可获得的差拍信号的频谱进行频率分析，从而计算fBD和fBU。以该方式所获得的fBD和fBU与上述等式(I)和(2) —起使用，以计算相对速度V和距离R。
[0042]再次参照图3，来自接收天线102的接收信号通过第一信号路径141传播。用于提供BIST信号源电路20的振荡信号的第二信号路径142被布置为与第一信号路径141 一起提供电电磁耦合。采用该布置，BIST信号源电路20的振荡信号被提供到第一信号路径141。
[0043]为了在从工厂 装运时执行自诊断或者在常规操作期间执行自诊断的目的，图3所示的雷达设备设置有BIST信号源电路120。以下，将描述BIST信号源电路120的配置和操作。
[0044]BIST信号源电路120的相位检测器121、环路滤波器122、压控振荡器123、分频器124和分频器125对应于第二 PLL电路。发送信号源电路110设置有分频器118，该分频器118对输入到具有可变地被控制的分频比的分频器115的信号的频率进行分频。BIST信号源电路120的延迟电路126延迟从发送信号源电路110提供的分频器118的输出信号。应注意，可提供分频比为I/ (匪)的一个分频器来对压控振荡器113的振荡信号的频率进行分频，并且延迟电路126延迟这样的分频器的输出信号。延迟电路126的延迟时间τ可以是能够可变地控制的。然而，应注意，延迟电路126的延迟时间τ的可变特性不是必须的。
[0045]BIST信号源电路120的第二 PLL电路使用延迟电路126的输出信号作为参考信号。延迟电路126的输出信号被提供到相位检测器121。相位检测器121对从分频器125提供的分频信号与延迟电路126的输出信号之间的相位进行比较，从而将表示作为相位比较的结果所获得的表示相位提前或相位延迟的电压信号提供到环路滤波器122。环路滤波器122对表示相位提前或相位延迟的电压信号进行平滑以生成直流电压。压控振荡器123以响应于从环路滤波器122输出的直流电压的电压电平的频率进行振荡。分频器124以因子1/Ν (例如，1/4)对压控振荡器123的振荡信号进行分频。分频器125以因子1/Μ (例如，1/128)对分频器124生成的分频信号进一步进行分频。分频器125的分频比可以与分频器118的分频比相同。
[0046]分频器125生成的分频信号被提供到相位检测器121。在图3所示的配置中，使用分频器124和125实现了大的分频比，从而生成高频振荡信号。如果分频器125可以得到足够大的分频比，则仅提供分频器125就足够了。应注意，可将分频器124和125当作一个分频器(即，实现分频功能的单个连续电路块)。
[0047]第二信号路径142将第二 PLL电路的振荡信号(压控振荡器123的振荡信号)提供到第一信号路径141，第一信号路径141发送来自接收天线102的接收信号。第二信号路径142被布置为与第一信号路径141 一起提供电场耦合或电磁耦合。混频器电路104接收通过第一信号路径141传播的信号(即，第二 PLL电路的接收信号或振荡信号)和第一 PLL电路的振荡信号(即，压控振荡器113的振荡信号)作为输入。在自诊断的情况下，混频器电路104接收第一 PLL电路的振荡信号(即，发送信号)和第二 PLL电路的振荡信号(即，虚拟接收信号)作为输入。
[0048]图4是示出发送信号与虚拟接收信号之间的关系的图。在图4中，横轴表示时间，以及纵轴表示信号频率。发送信号源电路110生成并从发送天线103发送发送信号130。BIST信号源电路120生成虚拟接收信号131。
[0049]BIST信号源电路120的分频器125的分频比等于发送信号源电路110的分频器118的分频比，因此发送信号130的可变频率范围等于虚拟接收信号131的可变频率范围。发送信号130的向下倾斜部分与虚拟接收信号131的向下倾斜部分之间的频率差fBD等于发送信号130的向上倾斜部分与虚拟接收信号131的向上倾斜部分之间的频率差fBU。
[0050]如上所述的将来自第二信号路径142的虚拟接收信号提供到混频器电路104使得能够进行自诊断。具体地，可进行关于在发送信号的频率、虚拟接收信号的频率和从混频器电路104产生的差拍信号检测到的频率差之间是否存在匹配的检查。应注意，发送信号在特定时刻的频率对应于在该特定时刻分频器115的分频比。另外，虚拟接收信号在特定时刻的频率对应于在从特定时刻偏移了与延迟电路126的延迟时间相等的时间间隔的时间点所观察到的发送信号的频率。相应地，替代上述检查，可进行关于从差拍信号检测到的频率差的检测值是否与分频器115的分频比和延迟电路126的延迟时间一致的检查。
[0051]雷达设备的自诊断的目的不是诊断是否可以正确地计算等式(I)和(2)，而是诊断混频器电路104的差拍信号输出是否具有正确的频率。在自诊断时测量差拍信号的频率的情况下，在发送与接收之间的频率差恒定的一定的时间间隔(例如，发送信号和接收信号两者均在向下倾斜部分上的时间间隔)期间进行对差拍信号的频率分析。在这样的情况下，在每个时间间隔内分别地进行频率分析以检测频率。鉴于此，当进行关于差拍信号是否具有正确的频率的诊断时，在相邻时间间隔之间频率是相同的还是不同的并不重要。即，如在图2所示的发送信号30和接收信号31的情况下一样频率差与频率差fBU由于多普勒频移而彼此不同的条件不是自诊断的要求。即使当如在图4所示的发送信号130和虚拟接收信号131的情况下一样频率差与频率差fBU彼此相等时，也能适当地进行自诊断以对差拍信号执行频率诊断，从而在每个时间间隔内分别地检测频率。
[0052]另外，为了进行更可靠的自诊断的目的，优选的是在不同频率差的各种条件下进行混频器电路104的差拍信号输出是否具有正确的频率的诊断。具有可变延迟时间的延迟电路可用作延迟电路126以对延迟时间进行连续的、逐步的改变，从而对发送信号130与虚拟接收信号131之间的时间差进行连续的、逐步的改变。对时间差(即，频率差)的连续的、逐步的改变使得能够以逐步的方式连续地改变差拍信号的频率，从而使得能够进行在每个时间间隔内检测不同频率的自诊断。
[0053]在图3所示的雷达设备中，BIST信号源电路120未设置有专用于生成虚拟接收信号的目的的分频比控制数字电路。另外，分频器125被设计为具有固定的分频比。与图1所示的电路配置相比，在图3所示的雷达设备中没有使用分频比控制数字电路和可变分频比分频器，其从而在电路面积大小、功耗和成本方面具有有利的电路配置。
[0054]图5是示出延迟电路126的配置的示例的图。图5所示的延迟电路126包括反相器151和152、电阻器153和154以及电容器155和156。反相器151在其输出节点处产生逻辑电平与输入信号相反的输出信号。响应于输出信号的电压，电流流过电阻器153和电容器155，从而对电容器155充电或放电。伴随着对电容器155充电或放电，输入到反相器152的信号的电压改变为超过反相器152的阈值电压,这导致反相器152的输出信号电压改变。反相器152的输出信号电压的改变引起电容器156以类似方式充电或放电。根据电阻器的电阻值R和电容器的电容值C控制电容器的相反节点之间的电压改变的速度。电容器的相反节点之间的电压改变的速度确定信号从延迟电路126的输入节点传播到输出节点所花费的延迟时间。
[0055]在图3所示的配置中，在BIST信号源电路120中可使用的延迟时间为大约10微秒。延迟电路可延迟发送信号源电路110的压控振荡器113的振荡信号以直接生成虚拟接收信号。用于毫米波雷达的发送信号具有诸如77GHz的高频。在这样的高频信号的情况下，由于当电阻器的电阻值和电容器的电容值由于在信号传播路径中所使用的放大器的低输入阻抗和输出阻抗而增大时所增加的损耗，信号不能通过信号传播路径传播。由于该原因，延迟电路126的电阻器和电容器可分别最大仅具有几十欧姆的电阻值和几十毫微微法拉(femto-farad)的电容值。在这样的情况下，延迟时间为大约10微秒的延迟电路最终变为具有每一个均具有一个电阻器和一个电容器(每一个具有126ps的时间常数)的80000个延迟级。这不是实际可实现的电路大小。相反，尝试作出具有实际可实现数量的级的延迟电路导致需要更大的电阻和电容。在这样的情况下，信号传播由于电阻引起的损耗和电容引起的不匹配而变得不可能。
[0056]因此，为了通过使发送信号源电路110内部的信号延迟来生成虚拟接收信号的目的，直接使压控振荡器113的振荡信号延迟是不实际的，但使通过对该振荡信号进行分频而生成的低频信号延迟是实际的。即，如在图3所示的电路配置中一样，延迟电路126对经分频器114和118分频的低频信号施加延迟。然后，第二 PLL电路基于经延迟电路126延迟的信号生成高频信号，从而生成虚拟接收信号131。
[0057]图6是示出延迟电路126的配置的另一示例的图。在图6中，以相同或对应的附图标记引用与图5的元件相同或对应的元件，并且将适当地省略对其的描述。图6所示的延迟电路126不同于图5所示的延迟电路126之处在于，设置了可变电容器(即，变容二极管)155A和156A来替代电容器155和156。改变施加到可变电容器155A和156A的控制节点的变容二极管控制电压，以修改可变电容器155A和156A的电容值。采用该布置，以逐步的方式连续地改变发送信号130与虚拟接收信号131之间的时间差以对差拍信号的各种频率差执行自诊断。
[0058]图7是示出包括自诊断电路的雷达设备的配置的示例的图。在图7中，以相同或对应的附图标记引用与图3的元件相同或对应的元件，并且将适当地省略对其的描述。应注意，图7示出了使用通过布置如接收天线一样的多个天线而作出的相控阵天线的配置。检测多个天线接收到的信号之间的相位差以测量接收到的无线电波从其到达的方向。图7示出了设置有两个接收天线和两个接收信号处理系统的配置。然而，接收天线和接收信号处理系统的数量不限于两个，而是可以是三个以上。替选地，电路配置可以是这样的:在不使用相控阵天线的情况下设置了仅一个接收天线和仅一个接收信号处理系统。
[0059]图7所示的雷达设备包括发送信号源电路110、BIST信号源电路120和信号处理电路162。雷达设备还包括接收天线102A和102B、发送天线103、混频器电路104A和104B、低噪声放大器105A和105B、驱动放大器106A和106B以及功率放大器107。雷达设备还包括中频放大器108A和108B以及AD转换电路161A和161B。提供接收天线102A和102B作为相控阵天线的天线阵列。
[0060]AD转换电路161A将混频器电路104A的差拍信号输出从模拟转换为数字。AD转换电路161B将混频器电路104B的差拍信号输出从模拟转换为数字。信号处理电路162包括CPU (中央处理单元)和存储器，并且分别从AD转换电路161A和161B接收数字差拍信号，以对各差拍信号分别地执行频率分析。具体地，信号处理电路162通过对于每个差拍信号执行FFT来获得频谱(即，振幅谱和相位谱)，并且检查设置值是否与从频谱获得的差拍信号的振幅、频率和相位一致。信号处理电路162设置发送信号源电路110的振荡频率(即，分频比)，并且设置BIST信号源电路120的延迟电路126的延迟时间。
[0061]图8是示出图7所示的雷达设备的操作的示例的流程图。在步骤SlO中，信号处理电路162例如检查当前操作模式是初始诊断模式、常规操作模式还是自诊断模式。初始诊断模式用于在从工厂装运雷达设备时执行诊断(即，自诊断)。预定命令输入到例如外部引脚，以向信号处理电路162通知初始诊断模式。常规操作模式用于执行雷达设备执行雷达功能的常规操作。自诊断模式用于在用于执行雷达功能的常规操作之间的间隔期间或者在接通雷达设备的电源时执行自诊断。
[0062]在当前操作模式是自诊断模式(即，用于在从工厂装运时执行自诊断的模式)时，在步骤Sll中接通BIST信号源电路120的电源。这样的电源控制可由信号处理电路162执行。在步骤S12中，信号处理电路162为BIST信号源电路102设置延迟电路126的延迟时间τ。在步骤S13中，信号处理电路162为发送信号源电路110设置表示振荡频率的频率码fc (t)，接着使得发送信号源电路110产生振荡信号。在设置频率码时，信号处理电路162为发送信号源电路110设置振荡频率的上限、振荡频率的下限和三角波调制的周期。对振荡频率的上限和振荡频率的下限的设置等同于对分频比控制数字电路116改变的、分频器115的分 频比的上限和下限的设置。随着发送信号源电路110进行操作和振荡，BIST信号源电路120也进行振荡以产生虚拟接收信号。在步骤S14中，AD转换电路161A对从混频器电路104A输出的差拍信号A进行AD转换卿，模数转换)，并且AD转换电路161B对从混频器电路104B输出的差拍信号B进行AD转换。
[0063]在步骤S15中，信号处理电路162分别地对AD转换后的差拍信号A和AD转换后的差拍信号B中的每一个执行FFT，从而计算每个频谱(即，振幅谱和相位谱)。在步骤S16中，信号处理电路162将所计算出的振幅谱和相位谱作为初始值存储在存储器中。可针对每个延迟时间τ来将这些初始值存储在存储器中。
[0064]然后，过程返回到步骤S12，在步骤S12中，为BIST信号源电路120设置不同的延迟时间τ，接着以相同或相似的方式执行随后步骤的处理。重复上述处理多次以针对经受诊断的不同延迟时间τ中的每一个来存储初始值。
[0065]在步骤S17中，针对所有参数(即，τ和fc (t))进行关于设置值是否与从频谱获得的差拍信号的振幅、差拍信号的频率和差拍信号的相位一致。当发现一致时，在步骤S18中，在装运时所执行的诊断的结果表明该设备是良好的。当发现不一致时，在步骤S19中，在装运时所执行的诊断的结果表明该设备不是良好的。
[0066]在当前操作模式是常规操作模式时，在步骤S21中关断BIST信号源电路120的电源。这样的电源控制可由信号处理电路162执行。在步骤S22中，信号处理电路162为发送信号源电路110设置表示振荡频率的频率码fc (t)，接着使得发送信号源电路110产生振荡信号。在设置频率码时，信号处理电路162为发送信号源电路110设置振荡频率的上限、振荡频率的下限和三角波调制的周期。在步骤S23中，AD转换电路161A对从混频器电路104A输出的差拍信号A进行AD转换(B卩，模数转换)，并且AD转换电路16IB对从混频器电路104B输出的差拍信号B进行AD转换。
[0067]在步骤S24中，信号处理电路162分别地对AD转换后的差拍信号A和AD转换后的差拍信号B中的每一个执行FFT，从而计算每个频谱(即，振幅谱和相位谱)。在步骤S25中，信号处理电路162将校正值与所算出的振幅谱和相位谱相加。稍后将描述这些校正值。在步骤S26中，基于差拍信号A和B的频率和相位计算与物体的距离、与物体的相对速度和物体的方向。
[0068]在当前操作模式是自诊断模式时，在步骤S31中接通BIST信号源电路120的电源。这样的电源控制可由信号处理电路162执行。在步骤S32中，信号处理电路162为BIST信号源电路120设置延迟电路126的延迟时间τ。在步骤S33中，信号处理电路162为发送信号源电路110设置表示振荡频率的频率码f c (t)，接着使得发送信号源电路110产生振荡信号。在设置频率码时，信号处理电路162为发送信号源电路110设置振荡频率的上限、振荡频率的下限和三角波调制的周期。随着发送信号源电路110进行操作和振荡，BIST信号源电路120也进行振荡以产生虚拟接收信号。在步骤S34中，AD转换电路161A对从混频器电路104A输出的差拍信号A进行AD转换卿，模数转换)，并且AD转换电路161B对从混频器电路104B输出的差拍信号B进行AD转换。
[0069]在步骤S35中，信号处理电路162分别地对AD转换后的差拍信号A和AD转换后的差拍信号B中的每一个执行FFT，从而计算每个频谱(即，振幅谱和相位谱)。在步骤S36中，信号处理电路162将所算出的振幅谱和相位谱与在初始诊断模式下的计算之后存储在存储器中的振幅谱的初始值和相位谱的初始值进行比较，从而检查这两者之间的差是否在一定范围内。当这些差不在一定范围内时，在步骤S37中，自诊断的结果表明设备出故障。当这些差在 一定范围内时，在步骤S38中，将所算出的值与初始值之间的差作为校正值存储在存储器中。在常规操作模式下的步骤S25中使用这些校正值。
[0070]然后，过程返回到步骤S32，在步骤S32中，为BIST信号源电路120设置不同的延迟时间τ，接着以相同或相似的方式执行随后步骤的处理。重复上述处理多次以针对经受诊断的不同延迟时间τ中的每一个执行自诊断检查处理(B卩，步骤S36的检查处理)。BP,改变延迟电路的延迟时间以针对不同延迟时间中的每一个进行检查。
[0071]以该方式完成自诊断模式，接着在步骤S39中转变至常规操作模式。可以以恒定间隔定期地执行自诊断模式。
[0072]执行步骤S36的检查处理的雷达设备是通过步骤S17中的一致性检查而已被确定为良好的设备。通过步骤S36中的检查发现所算出的值与初始值之间的差在一定范围内的事实表明，所算出的差拍信号的振幅、所算出的差拍信号的频率和所算出的差拍信号的相位与设置值一致。即，可将步骤S36中的检查处理当作用于检查τ和fc(t)的设置值是否与所算出的差拍信号的振幅、所算出的差拍信号的频率和所算出的差拍信号的相位一致的处理。[0073]图9是示出雷达设备的配置的另一示例的图。在图9中，以相同或对应的附图标记引用与图3的元件相同或对应的元件，并且将适当地省略其描述。应注意，图9示出了使用通过布置如发送天线一样的多个天线而作出的相控阵天线的配置。将相位差赋予多个发送信号以从多个天线进行发送使得可以在期望方向上发射无线电波。图7示出了设置有两个发送天线和两个发送信号处理系统的配置。然而，发送天线的数量和发送信号处理系统的数量不限于两个，并且可以是三个以上。替选地，电路配置可以是这样的:在没有使用相控阵天线的情况下设置了仅一个发送天线和仅一个发送信号处理系统。
[0074]图9所示的雷达设备包括发送信号源电路110、BIST信号源电路120和信号处理电路162。雷达设备还包括接收天线102、发送天线103A和103B、混频器电路104、低噪声放大器105、驱动放大器106以及功率放大器107A和107B。雷达设备还包括中频放大器108、移相器170A和170B、混频器电路171A和171B、中频放大器172A和172B以及AD转换电路173A 和 173B。
[0075]移相器170A和170B调整发送信号源电路110生成的发送信号的相位，并且从发送天线103A和103B发送具有不同相位的信号。这实现了相控阵天线。
[0076]在图9所示的雷达设备中，BIST信号源电路120对发送侧相控阵天线的多个发送信号执行诊断。发送信号源电路110生成且具有经移相器170A调整的相位的发送信号被输入到混频器电路171A。在自诊断时，BIST信号源电路120生成的虚拟发送信号被输入到混频器电路171A。中频放大器172A放大混频器电路171A的差拍信号输出，接着AD转换电路173A对其进行AD转换。从AD转换电路173A输出的数字差拍信号被提供到信号处理电路 162。
[0077]类似地，发送信号源电路110生成且具有经移相器170B调整的相位的发送信号被输入到混频器电路171B。在自诊断时，BIST信号源电路120生成的虚拟发送信号被输入到混频器电路171B。中频放大器172B放大混频器电路171B的差拍信号输出，接着AD转换电路173B对其进行AD转换。从AD转换电路173B输出的数字差拍信号被提供到信号处理电路 162。
[0078]信号处理电路162分别从AD转换电路173A和173B接收数字差拍信号，以分别地对每个差拍信号均执行频率分析。具体地，信号处理电路162通过对每个差拍信号执行FFT来获得频谱(即，振幅谱和相位谱)，并且检查设置值是否与从频谱获得的差拍信号的振幅、频率和相位一致。基于检查结果，信号处理电路162控制移相器170A和170B执行的移相。采用该布置，在相控阵型发送器中提供适当的相位控制。信号处理电路162设置发送信号源电路110的振荡频率(即，分频比)，并且设置BIST信号源电路120的延迟电路126的延迟时间。可将如在图7所示的配置中一样对用于接收接收信号的混频器电路的输出进行AD转换以提供到信号处理电路162的配置可与图9所示的配置组合。
[0079]根据至少一个实施例，提供了一种电子电路，其具有用在雷达设备中的有效电路配置并且能够对FMCW信号执行自诊断。
[0080]另外，本发明不限于这些实施例，而是可在不背离本发明的范围的情况下进行各种改变和变型。
【权利要求】
1.一种电子电路,包括: 第一 PLL电路，包括分频比被可变地控制的第一分频器； 第二分频器，用于对输入到所述第一分频器的信号的频率进行分频； 延迟电路，用于延迟所述第二分频器的输出信号； 第二 PLL电路，用于接收所述延迟电路的输出信号作为参考信号；以及混频器电路，用于接收所述第一 PLL电路的振荡信号和所述第二 PLL电路的振荡信号作为输入。
2.根据权利要求1所述的电子电路，其中，所述延迟电路的延迟时间是能够可变地控制的。
3.根据权利要求1或2所述的电子电路，还包括: AD转换电路，用于将所述混频器电路的输出信号转换成数字信号；以及信号处理电路，用于检测所述AD转换电路的输出信号的频率分量并控制所述第一分频器的分频比。
4.根据权利要求3所述的电子电路，其中，所述信号处理电路用于控制所述延迟电路的延迟时间。
5.根据权利要求1或2所述的电子电路，其中，所述第二PLL电路的振荡信号通过其传播的信号路径与来自接收天线的接收信号通过其输入到所述混频器电路的信号路径耦合。
6.一种雷达设备，包括: 第一 PLL电路其包括分频比被可变地控制的第一分频器； 第二分频器，用于对输入到所述第一分频器的信号的频率进行分频； 延迟电路，用于延迟所述第二分频器的输出信号； 第二 PLL电路，用于接收所述延迟电路的输出信号作为参考信号； 第一信号路径，来自接收天线的接收信号通过所述第一信号路径传播； 第二信号路径，用于将所述第二 PLL电路的振荡信号提供到所述第一信号路径；混频器电路，用于接收通过所述第一信号路径传播的信号和所述第一 PLL电路的振荡信号作为输入； 第三信号路径，用于将所述第一 PLL电路的振荡信号提供到发送天线； AD转换电路，用于将所述混频器电路的输出信号转换成数字信号；以及 信号处理电路，用于检测所述AD转换电路的输出信号的频率分量。
7.一种对雷达设备执行自诊断的方法，包括: 在可变地控制第一PLL电路的第一分频器的分频比的同时使得所述第一PLL电路产生第一振荡信号； 使得第二分频器对输入到所述第一分频器的信号的频率进行分频； 使得延迟电路延迟所述第二分频器的输出信号； 使得第二 PLL电路使用所述延迟电路的输出信号作为参考信号来产生第二振荡信号； 将所述第一振荡信号和所述第二振荡信号输入到混频器电路； 基于所述混频器电路的输出来检测所述第一振荡信号的频率与所述第二振荡信号的频率之间的频率差；以及 检查所检测到的频率差是否与所述第一分频器的分频比和所述延迟电路的延迟时间一致。
8.根据权利要求7所述的方法，还包括:改变所述延迟电路的延迟时间以分别地针对每个不同的延迟时间执 行所述检查。
【文档编号】G01S13/93GK104020453SQ201410044168
【公开日】2014年9月3日 申请日期:2014年1月30日 优先权日:2013年3月1日
【发明者】松村宏志 申请人:富士通株式会社