MRI系统中的梯度放大器系统以及用于使用该系统供应电流的方法与流程

本发明涉及磁共振成像(mri)系统，并且具体涉及mri系统中的梯度放大器系统以及用于将电流供应到该mri系统的梯度线圈的方法。

背景技术：

磁共振成像使用磁场梯度进行空间编码以用于成像。梯度线圈由梯度放大器驱动以提供保真度达到满足磁共振成像要求的命令值的准确电流。

然而，由于梯度放大器的高频切换特性，在梯度线圈电流中生成导致差的成像质量的共模谐波电流和差模谐波电流。谐波是描述电压波形或电流波形的畸变的数学方式。呈现到梯度放大器上的谐波电流涉及在整数倍数的基频处发生的梯度线圈电流的谐波分量。如所公知的，功率系统谐波引起大量的注意并且已经实施了各种技术来减小呈现到公用电力系统上的谐波电流，例如，无源滤波、有源滤波和电流波整形系统。然而，电力系统谐波是由非线性负载引起的，并且是诸如50hz或60hz的稳定基频的整数倍。然而，由高频切换和基频引起的梯度放大器谐波随着成像采集序列的频率而变化。由于不同的原因和不同的谐波特性，这些技术并不适用于减小呈现到mri梯度放大器系统上的谐波电流。mri系统的主要制造商，诸如西门子、通用电气(ge)、安络杰、日立等，在梯度放大器系统中全部采用无源电磁干扰(emi)滤波器。

如在图1中所示的，emi滤波器120被耦合在梯度放大器110与梯度线圈130之间。emi滤波器120通常包括rlc元件，诸如电感器l1、l2；阻尼电阻器r1、r2；以及电容器c1、c2、c3。

包括l1c1和l2c2的lc滤波器被用于对谐波电流进行滤波，然而，lc滤波器可能在对谐波电流进行滤波的同时将lc振荡电流引入到线圈电流中。这是为什么阻尼电阻器r1和r2被用在emi滤波器中的原因。如在图2a中所示的，如果阻尼电阻器r1和r2并不被包括在emi滤波器中，则lc振荡电流会出现在梯度线圈电流igc中。如在图2b中所示的，阻尼电阻器r1和r2可以通过引入振荡电流dc对被叠加在梯度线圈电流igc上的lc振荡电流进行衰减。

技术实现要素：

然而，本申请的发明人认识到，阻尼电阻器r1和r2的大的电阻值会导致差的能量效率。例如，在如在图1中所示的emi滤波器中，对于r1和r2两者仅1ω就生成额外的72w的功率损耗。

发明人还认识到了可能由梯度线圈参数的变化引起的无源emi滤波器的另一问题。通常，梯度线圈参数，其等价于电感和电阻，具有至少±10％的变化。在大的变化的情况下，在常规无源emi滤波器中的阻尼电阻器r1和r2可能不能够有效地衰减振荡电流。如在图2c中所示的，在梯度线圈电流igc上出现的振荡电流并不会被阻尼电流dc有效地衰减。并且，lc振荡导致高得多的电流流动通过阻尼电阻器，并且在该范例中导致每个阻尼电阻器的超过1.2kw的功率损耗。

鉴于以上提及的问题，本发明提供了一种解决方案，所述解决方案可以通过并入有源功率滤波器来改善能量效率并且可以改善鲁棒性。备选地，通过使用有源功率滤波器以及lc滤波器，避免了对阻尼电阻器的需要，并且从而能够避免源自于阻尼电阻器的功率损耗。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于磁共振成像系统的梯度放大器，所述梯度放大器包括：功率放大器，其被配置为向梯度线圈供应梯度线圈电流；无源滤波器，其被耦合到所述功率放大器，并且被配置为对所述梯度线圈电流的谐波分量进行阻尼，其中，由所述无源滤波器的振荡所引起的振荡电流存在于所述梯度线圈电流中；以及有源功率滤波器，其被耦合在所述无源滤波器与所述梯度线圈之间，并且被配置为生成补偿电流以补偿所述振荡电流。

通过并入有源功率滤波器以补偿由无源滤波器的振荡所引起的振荡电流，可以显著地降低用于衰减振荡电流的功耗，并且针对振荡电流的补偿结果可以基本上不受梯度线圈参数的变化影响。更具体地，通过使用有源功率滤波器以及lc滤波器而不使用阻尼电阻器，能够避免源自于阻尼电阻器的功率损耗。

根据本发明的一个方面，所述有源功率滤波器包括：逆变器，其被配置为基于在所述梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来输出第一电压；变压器，其被配置为将所述第一电压提升到第二电压；以及电感器电路，其由所述第二电压驱动以生成所述补偿电流。

通过跟踪在梯度线圈电流与预定参考电流之间的差，可以基于所述跟踪来生成适当的补偿电流，以补偿所述振荡电流。因为所述补偿是基于跟踪所述梯度线圈电流而被执行的，因此所述补偿的结果可以使鲁棒的，即使存在梯度线圈参数的大的变化。

根据本发明的一个方面，所述电感器电路包括第一电感器和第二电感器，并且所述变压器包括第一次级绕组和第二次级绕组，并且其中，所述第一次级绕组、所述第一电感器、所述梯度线圈、所述第二电感器和所述次级绕组被顺序地串联耦合，所述第一次级绕组和所述次级绕组的接合节点被耦合到地，并且所述梯度线圈的中心被耦合到地。

在所述变压器、所述电感器电路和所述梯度线圈的优选结构中，可以实施各种跟踪算法并且可以有效地实施对振荡电流的补偿。

根据本发明的一个方面，所述梯度放大器可以包括控制器，所述控制器被配置为生成针对所述逆变器的驱动信号，并且其中，所述驱动信号的占空比是通过在所述梯度线圈电流与所述预定参考电流之间的差来确定的。

所述控制器可以是被用于基于对所述梯度线圈电流的跟踪来生成所述驱动信号的数字信号处理器(dsp)、中央处理单元(cpu)、通用处理器等中的一个。在所生成的驱动信号的驱动下，可以由所述逆变器生成适当的补偿电流，补偿结果可以是鲁棒的，并且功耗可以是高效的。

根据本发明的一个方面，所述逆变器包括h桥逆变器，所述h桥逆变器包括具有被串联耦合的高压侧晶体管和低压侧晶体管的第一半桥以及具有被串联耦合的高压侧晶体管和低压侧晶体管的第二半桥，并且其中，所述第一半桥和所述第二半桥中的每个中的所述高压侧晶体管和所述低压侧晶体管被交替地开启，并且针对所述第一半桥中的所述高压侧晶体管和所述第二半桥中的所述低压侧晶体管的驱动信号具有相同的占空比以及彼此180°的相移。

通过使用具有上文所提到的关系的所述逆变器与所述驱动信号的优选结构，所述逆变器可以高效地产生适当的补偿波形。

根据本发明的一个方面，所述h桥逆变器中的所述晶体管中的每个晶体管与集成的二极管并联耦合。

在此，所集成的二极管对于能量效率而言是重要的。利用该结构，可以实现同步驱动技术以减小功率损耗。

根据本发明的一个方面，所述补偿电流和所述振荡电流具有相同的幅值，并且其中，所述补偿电流和所述振荡电流彼此是异相的。

以此方式，可以从所述梯度线圈电流有效地补偿或消除所述振荡电流。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于向磁共振成像系统的梯度放大器中的梯度线圈供应电流的方法。所述方法包括：由功率放大器向梯度线圈供应梯度线圈电流；由被耦合到所述梯度放大器的无源滤波器对所述梯度线圈电流的谐波分量进行阻尼，其中，由所述无源滤波器的振荡所引起的振荡电流存在于所述梯度线圈电流中；并且由被耦合在所述无源滤波器与所述梯度线圈之间的有源功率滤波器生成补偿电流，以补偿所述振荡电流。

通过并入有源功率滤波器以补偿由所述无源滤波器的振荡所引起的所述振荡电流，可以显著地降低用于衰减所述振荡电流的功耗，并且针对所述振荡电流的补偿结果可以基本上不受所述梯度线圈参数的变化的影响。更具体地，通过使用所述有源功率滤波器以及lc滤波器而不使用阻尼电阻器，能够避免源自于所述阻尼电阻器的功率损耗。

根据本发明的一个方面，所述有源功率滤波器包括逆变器、变压器和电感器电路。生成所述补偿电流还包括：由所述逆变器基于在所述梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来生成第一电压；由所述变压器将所述第一电压提升到第二电压；并且由所述第二电压驱动所述电感器电路以生成所述补偿电流。

根据本发明的一个方面，所述方法还包括：由所述控制器生成针对所述逆变器的驱动信号，并且其中，所述驱动信号的占空比是通过在所述梯度线圈电流与所述预定参考电流之间的差来确定的。

根据本发明的一个方面，所述逆变器包括h桥逆变器，所述h桥逆变器包括具有被串联耦合的高压侧晶体管和低压侧晶体管的第一半桥以及具有被串联耦合的高压侧晶体管和低压侧晶体管的第二半桥。生成所述第一电压还包括：由驱动信号驱动在所述第一半桥和所述第二半桥中的每个中的所述高压侧晶体管和所述低压侧晶体管交替地开启，并且针对所述第一半桥中的所述高压侧晶体管和所述第二半桥中的所述低压侧晶体管的驱动信号具有相同的占空比以及彼此180°的相移。

参考结合附图所做出的描述，本发明的其他目标和优点将变得更加明显并且容易理解。

附图说明

结合实施例并参考附图，将在下文更加详细地描述和解释本发明，在附图中：

图1图示了使用现有技术中的无源emi滤波器的梯度放大器系统；

图2a图示了由emi滤波器中的lc振荡所引起的振荡电流；

图2b图示了由无源emi滤波器中的阻尼电阻器对振荡电流的阻尼；

图2c图示了当梯度线圈参数具有变化时由无源emi滤波器中的阻尼电阻器对振荡电流的阻尼；

图3a图示了根据本发明的实施例的mri系统中的梯度放大器；

图3b图示了根据本发明的实施例的mri系统中的梯度放大器；

图3c图示了根据本发明的实施例的振荡电流和用于补偿振荡电流的补偿电流；

图3d图示了根据本发明的实施例的由有源功率滤波器对振荡电流的补偿；

图4a图示了根据本发明的实施例的在梯度放大器中所使用的有源功率滤波器；

图4b图示了根据本发明的实施例的在梯度放大器中所使用的有源功率滤波器；

图4c图示了根据本发明的实施例的有源功率滤波器中的逆变器的示范性结构；

图5a图示了根据本发明的实施例的用于驱动逆变器的示范性驱动信号；

图5b图示了根据本发明的实施例的逆变器的晶体管的切换状态；

图5c图示了根据本发明的实施例的逆变器的晶体管的功率损耗；

图5d图示了根据本发明的实施例的当梯度线圈参数具有变化时的有源功率滤波器的补偿效果；

图6a图示了根据本发明的实施例的针对与梯度线圈耦合的有源功率滤波器的等效电路模型；

图6b图示了根据本发明的实施例的用于跟踪补偿电流的示范性过程；

图6c图示了根据本发明的实施例的用于向mri系统中的梯度线圈供应电流的方法。

附图中相同的附图标记指示相似或对应的特征和/或功能。

具体实施方式

参考附图，在下文中将更加详细地描述本发明的实施例。

图3a图示了根据本发明的实施例的在mri系统中使用的梯度放大器300。包括功率放大器310、无源滤波器320以及有源功率滤波器340的梯度放大器300可以向梯度线圈330提供具有各种准确波形的电流。

图3b更加详细地图示了根据本发明的实施例的梯度放大器300的范例。应当理解，无源320并不限于如图3b所示的特定结构，也可以在梯度放大器系统中使用无源滤波器的其他结构。

功率放大器310可以被配置为向梯度线圈330供应梯度线圈电流。无源滤波器320被耦合到功率放大器310，并且可以被配置为对梯度线圈电流的谐波分量进行阻尼。在一个实施例中，无源滤波器320是不使用如在图3b中所示的阻尼电阻器的lc滤波器。由无源滤波器的振荡(尤其是由l1c1和l2c2的lc振荡)所引起的振荡电流iosc存在于梯度线圈电流中。被耦合在无源滤波器320与梯度线圈330之间的有源功率滤波器340可以被配置为生成补偿电流iapf以补偿振荡电流iosc。

如在图3c中所示的，补偿电流iapf和振荡电流iosc具有基本上相同幅值并且彼此异相。以此方式，可以从梯度线圈电流有效地补偿或消除振荡电流iosc，如在图3d中所图示的，图3d示出了补偿电流iapf和梯度线圈电流igc。图3d中的箭头指示补偿使能点。

有利地，通过使用有源功率滤波器340和无源滤波器320而不使用阻尼电阻器，源自于阻尼电阻器的功率损耗能够被避免，以便提高功率效率。此外，由于补偿电流的有源注入，能够始终跟踪和补偿存在梯度线圈中的振荡电流，而不管梯度线圈参数的变化，从而增强梯度放大器的鲁棒性。

备选地，即使阻尼电阻器存在于无源滤波器320中，例如，使用常规的无源emi滤波器，有源功率滤波器340能够通过生成补偿电流自动地补偿振荡电流以更加有效的方式减小谐波来减轻emi滤波器的缺点。此外，有源功率滤波器340提供额外的值添加特征。所述值添加特征包括对梯度线圈参数的变化的增强的鲁棒性、对谐波的自适应性、以及先进的mri应用中的可靠性。尤其地，对于一些先进的mri应用，梯度放大器的电流序列的频率能够高达4khz。对于这样的高频率，常规的emi滤波器中的阻尼电阻器可以归因于严重的功率损耗而被损坏。在该实例中，有源滤波器340的引入对于防止阻尼电阻器被损坏是重要的。

图4a图示了根据本发明的实施例的在梯度放大器300中使用的有源功率滤波器340。有源功率滤波器340可以包括逆变器410、变压器420、以及电感器电路430。逆变器410可以是高频逆变器，所述高频逆变器被配置为基于针对梯度线圈330的梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来输出第一电压。变压器420可以被配置为将所述第一电压提升到第二电压。电感器电路430可以由所述第二电压来驱动以生成用于补偿振荡电流的补偿电流。

图4b图示了根据本发明的实施例的在梯度放大器300中使用的有源功率滤波器340的范例。如在图4b中所示的，有源功率滤波器340被耦合到梯度线圈330。应当理解，所图示的包括lgc和rgc的梯度线圈330是等效电路，以便指示梯度线圈参数，亦即，电感lgc和电阻rgc。梯度线圈在物理上应当是线圈。

如在图4b中所示的，逆变器410的输出可以被耦合到变压器420的初级绕组。变压器420包括初级绕组t1、第一次级绕组t2以及第二次级绕组t3。电感器电路430包括第一电感器l1和第二电感器l2。在该实施例中，变压器420的第一次级绕组、电感器电路430的第一电感器、梯度线圈330、电感器电路430的第二电感器，以及变压器420的次级绕组被顺序地串联耦合。变压器420的第一次级绕组和次级绕组的接合节点nj被耦合到地，并且梯度线圈的中心点nc被耦合到地。所图示的结构可以促进对mri系统的梯度放大器系统中的有源功率滤波器的控制。

在实施例中，逆变器410可以是h桥逆变器，所述h桥逆变器由驱动信号驱动并且将初级电压vab输出到变压器420。如在图4b中所示的，h桥逆变器410可以包括第一半桥和第二半桥。第一半桥包括串联耦合的高压侧晶体管q1和低压侧晶体管q2，并且第二半桥包括串联耦合的高压侧晶体管q3和低压侧晶体管q4。所述晶体管被用作高频开关以在驱动信号的控制下输出具有所要求的波形的电压。

所述第一半桥和所述第二半桥中的每个中的高压侧晶体管和低压侧晶体管被各自的驱动信号交替地开启，并且针对第一半桥中的高压侧晶体管的驱动信号以及针对第二半桥中的低压侧晶体管的驱动信号具有相同的占空比和彼此180°的相移。并且，为了以交替的方式开启在第一半桥和第二半桥中的每个中的高压侧晶体管和低压侧晶体管，针对半桥中的高压侧晶体管和低压侧晶体管的驱动信号应当是异相的，换言之，应当是相位相反的。

如在图4b中所示的，h桥逆变器中的晶体管q1至q4中的每个与二极管d1至d4中的每个并联耦合。二极管可以是集成的二极管，其与对应的晶体管一起被包装在mosfet内。

逆变器410中的晶体管q1至q4中的每个可以被耦合到诸如mosfet驱动器的晶体管驱动器，所述晶体管驱动器出于简明的原因而未被示出。所述驱动器可以被配置为接收数字驱动信号并生成足够高以开启晶体管的驱动信号。

逆变器410并不限于如在图4b中所示的h桥逆变器的结构。图4c图示了逆变器410的范例。在如在图4c中所示的h桥逆变器中，每个半桥腿包括并联耦合的两个高压侧晶体管和并联耦合的两个低压侧晶体管。换言之，如在图4c中所示的h桥逆变器可以通过如在图4b中所示将h桥逆变器的每个切换晶体管扩展到并联耦合的两个晶体管来获得。应当理解，每个切换晶体管也可以被扩展为超过两个并联耦合的晶体管。通过使用如在图4c中所示的该结构，如果对于逆变器需要较高的额定功率或较高的电流而单个晶体管负担不起，则逆变器可以被容易地扩展以负担较高的负载。

应当理解，逆变器410不限于特定的结构，在有源功率滤波器中也可以使用其他种类的逆变器。例如，高频逆变器410可以被实施为钳位型(npc)逆变器，或者可以被实施为包括多级联h桥逆变器的级联h桥逆变器。

有源功率滤波器340可以包括出于简明原因而未在附图中示出的功率整流器。功率整流器可以用于将交流(ac)电压调整成dc总线电压vbus，以向逆变器410提供dc供电。

在实施例中，梯度放大器300可以包括出于简明的目的而未在附图中示出的控制器。所述控制器可以被包括在梯度放大器系统中，或者可以不是梯度放大器系统的部分，这取决于具体设计。控制器可以是dsp、cup或通用处理器等。控制器被配置为基于梯度线圈的梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来跟踪由有源功率滤波器供应的补偿电流iapf。具体地，所述控制器可以生成针对逆变器410的驱动信号以驱动逆变器410，从而在变压器420和电感器电路430的辅助下供应补偿电流iapf。所述驱动信号的占空比实际上是由所述梯度线圈电流与所述预定参考电流之间的差来确定的。

图5a图示了用于驱动逆变器410的切换晶体管q1至q4的示范性驱动信号。图5b图示了在针对q1的驱动信号的开启电平期间的逆变器410的晶体管q1至q4的切换状态。

如在图5a中所示的，针对q1的驱动信号是具有特定占空比的切换信号。在该范例中，开启电平是驱动信号的高电平，而关闭电平是驱动信号的低电平。针对q2的驱动信号应当理想地与针对q1的驱动信号相位相反。然而，为了确保相同桥腿中的q1和q2并不同时开启，存在这样的时段：在所述时段期间，针对q1和q2的驱动信号两者都处于关闭电平。该时段指当两个晶体管在该时段期间都处于关闭状态时的死时间。针对q1的驱动信号具有与针对q4的驱动信号的180°的相移。并且，针对相同桥腿中的q4和q3的驱动信号与针对q1和q2的驱动信号具有相同的关系。

参考图5a如在图5b中所示的，在针对q1的驱动信号的开启电平时段期间，存在s1至s4的四个状态。

在第一状态s1中，针对q4的驱动信号也处于开启电平，并且因此，q1和q4在该状态中被开启，并且电流ipri经由变压器420的初级绕组流动通过q1和q4，如在图4b中所示的。

在第二状态s2中，在针对q3和q4的驱动信号的死时间期间，q3和q4两者都处于关闭状态，然后电流ipri流动通过或飞轮通过二极管d3。由于二极管的阻抗非常小，因此在q3被开启前，二极管d3在晶体管q3两端提供接近于零的非常小的电压。以此方式，当q3被开启时，q3将几乎不消耗功率。相反，如果在晶体管被开启之前在晶体管两端的电压为高，则将由于在晶体管被开启时电压从高值下降到几乎为零而由晶体管引起功率损耗。

在第三状态s3中，针对q3的驱动信号在死时间之后处于开启电平，并且q3被开启。由于晶体管具有比二极管低得多的开启电压，因此电流ipri流动通过晶体管q3而不是继续流动通过二极管d3。由于晶体管的阻抗小于二极管的阻抗，因此在该状态中可以进一步减小传导功率损耗。

在第四状态s4中，针对q3的驱动信号从开启电平变换到关闭电平，而针对q4的驱动信号仍然处于关闭电平。类似于第二状态，在针对q3和q4的驱动信号的该死时间期间，电流ipri流动通过二极管d3。

在该范例中，针对q1的总损耗包括传导损耗和切换损耗，针对晶体管的损耗参数被列在以下表1中，在表1中，晶体管是mosfet。如在图5c中所示的，其示出了在上侧上的晶体管q1的功率损耗pl并且示出了在下侧上的梯度线圈电流igc，在q1中发生12.6w的平均损耗，使得对于有源功率滤波器中的四个mosfet而言，将生成12.6×4＝50.4w的损耗，其比常规的无源emi滤波器(即，对于1ω的r1和r2两者为72w的功率损耗)低30％。

表1功率mosfet损耗参数

另外，在以上结合图2c讨论的梯度线圈参数的相同变化的情况下，有源功率滤波器能够有效地补偿电流振荡，而不显著地增加功率损耗。图5d图示了在梯度线圈参数具有±10％的变化的情况下的有源功率滤波器的补偿效果。

在mri系统的梯度放大器系统中，逆变器410需要是高频逆变器。由于有源功率滤波器被用于补偿振荡电流，因此逆变器410的切换频率需要比振荡电流高得多。在范例中，主振荡电流为20khz，并且因此，逆变器410的切换频率可以被选择为400khz。应当注意，切换频率并不限于特定值。此外，通过引入在q1驱动信号与q4驱动信号之间的180°的相移，可以使输出a与b之间的电压vab的等效输出频率加倍。电压vab与驱动信号的占空比d之间的关系能够被描述为：

vab＝(2d-1)×vbus公式1

vbus是如在图4b中所示的逆变器410的dc供应电压。

为了补偿振荡电流，有源功率滤波器340需要通过升压变压器420生成比梯度线圈高的电压。所述梯度线圈电压由以下公式来管理：

lcoil是梯度线圈的电感；

icoil是梯度线圈的电流；

rcoil是梯度线圈的电阻。

因此，有源功率滤波器需要生成电压：

vapf＝vcoil+2π×fosc×iosc×(l1+l2)公式3

fosc是振荡电流的频率；

iosc是振荡电流；

l1和l2是电路430的电感器的电感。

两个次级绕组n2与n3的数量与初级绕组n1的数量的匝数比能够通过以下公式来确定：

在范例中，由整流器向逆变器410供应的dc总线电压被控制到100v，升高变压器420的匝数比为1:10:10，使得逆变器的输出电压被变压器提升到±1000v以驱动诸如两个47uf电感器的电感器电路430，从而生成用于补偿振荡电流iosc的补偿电流iapf。

图6a图示了针对与梯度线圈330耦合的有源功率滤波器340的等效电路模型。逆变器410和变压器420可以等效于输出电压vapf(s)的电压源。电感器电路430可以等效于在电压vapf(s)的驱动下供应补偿电流iapf(s)的电感l1。梯度线圈330可以等效于电阻rgc和电感lgc。输出电压vapf(s)与占空比d(s)之间的关系能够在s域中被描述为如下：

图6b示出了用于跟踪补偿电流iapf的示范性过程。该过程可以在诸如dsp、cpu等的控制器中执行。应当理解，对振荡电流的跟踪不限于特定过程，也可以使用其他跟踪算法。

如在图6b中所示的，能够基于在梯度线圈参考电流igc_ref与梯度线圈反馈电流igc之间的差来获得补偿电流iapf。梯度线圈参考电流igc_ref表示旨在被供应到梯度线圈的预定电流。梯度线圈电流igc表示流动通过梯度线圈的测得的电流并且被反馈给控制器。传感器可以被设置在梯度线圈330处以测量梯度线圈电流igc。iapf表示要被跟踪的补偿电流。

如在图6b中所示的，比例积分(pi)函数gic(s)可以被用于基于梯度线圈的参考电流、梯度线圈的反馈电流以及要被跟踪的补偿电流并且特别是基于(igc_ref-igc)与iapf的差来确定占空比d。应当理解，尽管在该范例中针对电流跟踪采用pi函数gic(s)，但是也可以使用其他控制算法。

如在公式(7)和图6b中所示的，占空比d(s)由gic(s)来确定，并且iapf(s)是测得的补偿电流并且被反馈给控制器。传感器可以被设置在电感器电路430的电感器处，如在图4b中所示的，以测量补偿电流iapf(s)。gid(s)的输出是被跟踪的平均补偿电流iapf_ave。

函数ghall是传递函数，其用于将由gid(s)输出的被跟踪的补偿电流缩小到适合于被gic(s)函数处理的值，例如，函数ghall可以是用于缩放gid(s)的输出的恒定值。因此，ghall的输出仍然表示被跟踪的补偿电流iapf。

图6c图示了根据本发明的一实施例的用于向mri系统中的梯度线圈供应电流的方法。

在框710处，功率放大器310可以向梯度线圈330供应梯度线圈电流。在框720处，被耦合到功率放大器310的emi滤波器320可以对梯度线圈电流的谐波分量进行阻尼，其中，由无源滤波器320的振荡所引起的振荡电流存在于梯度线圈电流中。在框730处，被耦合在emi滤波器320与梯度线圈330之间的有源功率滤波器340可以生成补偿电流以补偿振荡电流。

在一实施例中，有源功率滤波器340可以通过以下步骤来生成如在框730所示的补偿电流：有源功率滤波器340的逆变器410可以基于在梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来生成第一电压；有源功率滤波器340的变压器420可以将第一电压提升到第二电压；并且有源功率滤波器340的电感器电路430可以由第二电压驱动以生成补偿电流。

在一实施例中，逆变器410可以是如在图4b中所示的h桥逆变器。逆变器410可以通过由驱动信号驱动第一半桥和第二半桥中的每个中的高压侧晶体管和低压侧晶体管以交替地开启来生成第一电压，其中，针对第一半桥中的高压侧晶体管的驱动信号以及针对第二半桥中的低压侧晶体管的驱动信号具有相同的占空比和彼此180°的相移。

在一实施例中，为了驱动逆变器410，控制器可以生成针对逆变器的驱动信号。所述驱动信号的占空比可以由梯度线圈电流与预定参考电流之间的差来确定。所述控制器可以采用以上结合图6a和图6b所图示的跟踪过程，以便跟踪补偿电流并相应地生成针对逆变器的驱动信号。应当理解，本发明不限于所述跟踪方法，而是可以采用各种跟踪方法来跟踪在本发明中所提出的梯度放大器系统中的补偿电流。

除了上文结合图6c所描述的方法操作以外，该方法可以包括上文结合图3a至图6b所描述的任何操作。

应当注意，上文所提到的实施例例示而非限制本发明，并且本领域技术人员将能够设计备选实施例而不脱离权利要求的范围。在权利要求中，词语“包括”并不排除未在权利要求或说明书中列出的元件或步骤的存在。在元件前的词“一”或“一个”并不排除多个这样的元件的存在。对词语第一、第二等的使用并不指示任何排序。这些词语仅被解读为名称。