一种干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统的制作方法

本发明属于空间遥感光谱探测领域，涉及一种干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统。

背景技术：

光谱探测仪用于在轨遥感探测温室气体分布，是当前大气遥感中的一个重要领域和发展方向。目前在ENVISAT-1上的SCIAMACHY、MIPAS，AURA上的TES、AQUA上AIRS、Terra上的MOPPIT以及METOP-A上IASI等都具有一定的温室气体探测能力。但完全以温室气体为探测目标的载荷到目前为止有：美国的OCO和日本GOSAT上的TANSO。其中OCO由于发射失败，未能进入A-Train队列进行在轨观测。当前只有日本GOSAT上的TANSO在轨正常运行。在2009年12月的AGU年会上，日本GOSAT团队发布了TANSO在轨观测和反演分析数据，并于2010年春开始向全球相应研究机构提供数据产品。

干涉型傅立叶变换光谱仪具有信噪比高、光谱分辨率不受谱段范围限制、光谱位置稳定等优势，其核心是需要解决摆臂非线性往复摆动问题，在焦面投影方向上实现严格的等光程差运动，才能实现对输入光束进行动态干涉调制，输出干涉光信号和等光程差的采样脉冲等信号；干涉图信号被采集并数字化后，通过逆傅立叶变换计算就可以复原出被测光谱信息。

目前国内尚无科研院所研发成功干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统，国外仅有加拿大ABB公司的ACE卫星有类似控制系统成功运行，但其精度尚不能满足当前更高的任务需求。

技术实现要素：
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本发明解决的技术问题是：本发明构建了一套干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统，能够驱动干涉型光谱仪摆臂在焦面投影方向上实现严格的等光程差运动，从而实现光谱探测仪入射光束的动态干涉调制，同时还为红外信号处理器提供等位置间隔采样脉冲。

本发明的技术方案是：一种干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统，包括半导体激光器、激光探测器1、激光探测器2、微弱信号放大电路、移相电路、过零检测电路、可逆计数器电路、角速度计算模块、规划运动曲线模块、数字控制器、电机驱动电路、地面检测设备；

半导体激光器发出激光光束，进入傅立叶变换光谱仪光学系统后分为两路，分别为P光和S光。

激光探测器1、激光探测器2接收P光和S光，分别对P光和S光进行光电转换，生成两路正交的干涉信号，分别为正弦电信号和余弦电信号送至微弱信号放大电路，正弦电信号和余弦电信号为毫伏级；

微弱信号放大电路对正弦电信号和余弦电信号进行放大，将毫伏级信号放大至伏级送至移相电路；

移相电路将放大后的正弦电信号和余弦电信号相位调整到相差90°后，作为相移电路的输出送至过零检测电路；

过零检测电路，将移相电路输出的正弦电信号和余弦电信号均变为A脉冲和B脉冲，A脉冲和B脉冲相位相差90°，将A脉冲和B脉冲送至可逆计数器电路；

可逆计数器电路，能够检测出A脉冲和B脉冲的相位关系及A脉冲的上升沿，在摆臂往复运动时，对A脉冲的上升沿数量进行加减计数；将计数结果作为摆臂实时位置送至角速度计算模块和数字控制器；

角速度计算模块，对输入的摆臂实时位置进行微分运算，得到摆臂的角速度送至数字控制器；

地面检测设备，能够发送摆臂运动模式指令，包括：速度切换指令和修零偏指令，将摆臂运动模式指令送至规划运动曲线模块；速度切换指令能够改变摆臂运动速度；修零偏指令能够改变摆臂运动的机械零位位置；

规划运动曲线模块，根据摆臂运动模式指令，确定摆臂位置随时间变化的曲线，将该曲线送至数字控制器；

数字控制器，根据可逆计数器电路输出的摆臂实时位置、角速度计算模块输出的摆臂角速度和规划运动曲线，确定音圈电机的控制量，该控制量为PWM信号，送至电机驱动电路；

电机驱动电路，将数字控制器输出的PWM信号进行功率放大后送至音圈电机，控制音圈电机带动摆臂转动。

本发明与现有技术相比具有如下优点：

本发明利用半导体激光器发出激光光束，进入傅立叶变换光谱仪光学系统后随摆臂运动形成光程差，从而产生P光和S光两路正交的干涉条纹，干涉条纹被激光探测器感知后经光电转换生成微弱正弦信号，将其放大至伏级后再过零检测生成正交A/B脉冲；将A/B脉冲鉴相并进行可逆计数，作为干涉仪摆臂运动控制的位置反馈；然后设计数字控制器规划运动曲线，采集实时位置，用高精度闭环控制算法计算控制量，功率放大后驱动音圈电机带动摆臂做等光程差运动。

本发明采用的高精度闭环控制算法包括位置闭环、速度闭环，具有较高的鲁棒性，能够抵抗各类突发干扰；摆臂运动速度不稳定度小于0.4％，优于国外同类产品4个百分点。

同时，本控制系统还具备串行指令接收接口，根据指令切换扫描速度，可用于变积分时间的探测系统；还能根据指令修正零偏，将摆臂运动机械零位与干涉图零光程差处修正为一致；此外，本控制系统还可以为成像电路提供等位置间隔的采样脉冲，用于触发曝光。

附图说明

图1为干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统示意图；

图2为微弱信号放大电路；

图3为移相电路；

图4为过零检测电路；

图5为过零检测电路将正弦信号变为方波信号的阈值设置；

图6为规划的摆臂运动曲线；

图7为调头信号及采样脉冲产生时序；

图8为本发明的摆臂速度不稳定度测试结果。

具体实施方式：

本发明的基本思路为：提出了一种干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统。利用半导体激光器发出激光光束，进入傅立叶变换光谱仪光学系统后随摆臂运动形成光程差，从而产生P光和S光两路正交的干涉条纹，被激光探测器感知后经光电转换生成微弱正弦信号，将其放大至伏级后再过零检测生成正交A/B脉冲，作为干涉仪摆臂运动控制的位置反馈；然后设计数字控制器规划运动曲线，用高精度闭环控制算法计算控制量，功率放大后驱动音圈电机带动摆臂做等光程差运动。本发明可用于干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂控制，速度稳定度优于0.4％，还可根据串行指令切换扫描速度、修正零位偏置，并为成像电路提供等位置间隔的采样脉冲用于触发曝光。

本发明提出的一种干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统，下面结合附图对本发明做进一步介绍。

干涉型傅立叶变换光谱仪，包括摆臂、角镜1、角镜2、分束器、音圈电机、挠性支撑、基座、入射反射镜、出射反射镜、分光棱镜；

摆臂为L型，两个角镜分别固定在摆臂两端，挠性支撑为X型，挠性支撑位于摆臂的拐弯处内侧，基座通过挠性支撑与摆臂连接，挠性支撑能够带动摆臂绕基座转动；分束器与基座固定，分束器位于角镜1和角镜2之间，半导体激光器发出的激光经入射反射镜、分束器、角镜1、角镜2、出射反射镜、分光棱镜后，将光束分为两路正交的偏振光，分别记作P光和S光，分别送至外部激光探测器1和激光探测器2(本发明中的激光探测器1和激光探测器2)，音圈电机位于摆臂的拐弯处外侧，能够带动摆臂绕基座转动。

如图1所示，本发明的干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统由半导体激光器、激光探测器1、激光探测器2、微弱信号放大电路、移相电路、过零检测电路、可逆计数器电路、角速度计算模块、规划运动曲线模块、数字控制器、电机驱动电路、地面检测设备组成。

半导体激光器负责产生激光光束，进入傅立叶变换光谱仪光学系统，经过入射反射镜、角镜1、角镜2、分束器、出射反射镜、分光棱镜后进入激光探测器；当摆臂运动时，带动角镜往复摆动，即可使两路同源激光到达激光探测器焦面时产生光程差；

分光棱镜将激光光束分为两路正交的偏振光，分别记为P光和S光，分别送入激光探测器1、激光探测器2。

激光探测器选用PV型InGaAs探测器，激光探测器1对P光形成的干涉条纹进行光电转换，激光探测器2对S光形成的干涉条纹进行光电转换，生成两路正交的毫伏级的干涉信号，分别记为正弦电信号和余弦电信号，送至微弱信号放大电路；

如图2所示，微弱信号放大电路对正弦电信号和余弦电信号进行放大，将毫伏级信号放大至伏级，电路包括运算放大器、电阻R1、电阻R2、电容C1。运算放大器采用LF156。将激光探测器负端接地，正端送给运算放大器LF156的负端作为微弱信号放大电路的输入端，运算放大器LF156的正端连接电阻R1的一端。电阻R1的另一端接地；电阻R2和电容C1并联，一端接运算放大器LF156的负端，另一端接运算放大器的输出端；运算放大器的输出端作为微弱信号放大电路的输出送给移相电路。

微弱信号放大电路输出电压的计算公式为：

V_out＝I_in*R2 公式(7)

式中，I_in为激光探测器输出电流；

如图3所示，移相电路能够将放大后的正弦电信号和余弦电信号相位调整到严格相差90°，电路包括包括运算放大器、可调电阻R4、电阻R3、电阻R5、电容C2；运算放大器采用OP 27，可调电阻R4的一端作为移相电路的输入，可调电阻R4的另一端连接电容C2的一端和运算放大器OP27的输入正端；电阻R3的一端连接移相电路的输入，电阻R3的另一端连接运算放大器OP27的输入负端和电阻R5的一端，R5的另一端连接运算放大器OP27的输出端，运算放大器OP27的输出端作为移相电路的输出端；电容C2的另一端连接地，运算放大器OP27的电源端接电源VCC，运算放大器OP27的接地端接地。通过调节可调电阻R4的阻值，即可改变输入信号的相位，用示波器观察同时观察sin信号与cos信号，调节可调电阻R4的阻值，将sin信号与cos信号相位差调节至90度。然后将严格正交的sin信号与cos信号送入过零检测电路。

如图4、图5所示，过零检测电路将移相电路输出的正弦电信号和余弦电信号变为A脉冲和B脉冲，电路包括比较器、电阻R1、可调电阻R2、电阻R3；比较器选用LM139，其正端作为过零检测电路的输入，其负端连接电阻R6的一端和可调电阻R7的一端，电阻R6的另一端连接电源VCC，可调电阻R7的另一端连接地；电阻R8一端连接比较器LM139的正端，电阻R8的另一端连接比较器LM139的输出端，LM139的输出端作为过零检测电路输出；比较器LM139的电源端接电源VCC，比较器LM139的接地端接地。经过本发明详细研究，通过调节可调电阻R7的阻值，使比较器LM139负端输入的直流电平为正端输入正弦幅值的十分之一，作为过零检测阈值，可以有效避免毛刺干扰，得到理想方波电信号，图5中Uth+、Uth-分别为上升沿和下降沿的阈值。将方波电信号送入可逆计数器电路。

可逆计数器电路由一片反熔丝型FPGA A54SX72A-1CQ208B组成，能够根据A脉冲和B脉冲的相位关系及A脉冲的上升沿，对A脉冲的上升沿数量进行加减计数。

首先确定计数器0位，设摆臂起始运动位置为分束镜位于摆臂的中轴线且和摆臂的中轴线平行，该状态对应干涉仪的光学零位，此状态计数结果为0；然后，用FPGA检测A脉冲和B脉冲的相位关系及A脉冲的上升沿，若A脉冲相位比B脉冲超前90度，则方向标识为“正转”，若B脉冲相位比A脉冲超前90度，则方向标识为“反转”。当方向标识为“正转”时，每检测到一个A脉冲的上升沿，计数结果加1；当方向标识为“反转”时，每检测到一个A脉冲的上升沿，计数结果减1；最终将加减计数的结果作为摆臂实时位置，送给送至角速度计算模块和数字控制器。

角速度计算模块优选由DSP SMJ320F240完成，能够对输入的摆臂实时位置进行微分运算，得到摆臂的角速度，公式如下

speed[1]＝0.5218*speed[0]+478.2*(angle[1]-angle[0]) 公式(8)

式中：speed[0]为前一次的速度，angle[0]为前一次的角度，angle[1]为当前的角度，speed[1]为当前的速度。

将speed[1]作为摆臂的角速度送给数字控制器；

地面检测设备由上位机电脑组成，能够通过串行接口发送摆臂运动模式指令，包括速度切换指令和修零偏指令；速度切换指令包括指令头、期望速度、校验和，修零偏指令包括指令头、零位偏置数据、校验和。指令数据包为固定4个字节，字节发送顺序为字节1～字节4，字节内发送顺序由高位到低位。其中第1字节为指令头，第2字节和第3字节为遥控参数数据，第4字节为校验字节。采用累加和的方式(不进位)进行数据校验，即第4字节是前3个字节数据的累加和。串行接口指令发送给规划运动曲线模块。

规划运动曲线模块由DSP SMJ320F240完成，规划运动曲线模块能够根据摆臂运动模式指令，规划出摆臂位置随时间变化的曲线。干涉仪摆动扫描运动是一种重复性的往复运动，摆臂在扫描过程中有光程差匀速运动段，加速和减速运动段。光程差匀速运动段对应采样时间段，加速和减速运动段对应调头段。由位置跟踪曲线的形式，从各自本身及其导数的平滑性和易实现性，我们选择正弦曲线拟合调头处曲线。

设0时刻摆臂从起始运动位置开始正扫，一个扫描周期内的曲线公式如下：

式中：f_s为半导体激光器发出的激光光束频率，T为摆臂调头段正弦曲线周期，通常为换向段时间的2倍，A为摆臂调头段正弦曲线幅值，t₁为后半正扫线性段时间，t₁～t₂为正扫换向段时间，t₂～t₃为反扫线性段时间，t₃～t₄为反扫换向段时间，t₄～t₅为前半正扫线性段时间，单位为ms。

上式中p(t)即为t时刻摆臂应到达的理论位置。将该规划运动曲线送给数字控制器。

例如：设半导体激光器发出的激光光束频率为36088Hz，正扫线性段时间和反扫线性段时间均为1.1s，正扫换向段时间和反扫换向段时间均为0.35s，则T为0.7s，A为3906，则规划运动曲线如图6所示，横轴为时间，纵轴为任一时刻摆臂应到达的理论位置，单位是激光波数。

数字控制器由DSP SMJ320F240完成，能够根据摆臂实时位置、摆臂角速度和规划运动曲线，确定音圈电机的控制量，驱动电机运动，使光程差速度不稳定度<1％方法如下：

(1)误差计算环节

error＝kp*(comg-fbk) 公式(10)

式中：error为规划运动曲线与摆臂实时位置的差，作为误差计算环节的输出，comg为本控制周期规划运动曲线上的点对应的位置，fbk为摆臂实时位置，kp为位置环增益。

(2)一阶控制补偿环节

该环节的公式为

punit[1]＝y0p*error+u0p*punit[2]+u1p*punit[3] 公式(11)

式中：error为误差计算环节的输出，punit[1]为本控制周期的一阶控制补偿环节输出，punit[2]为前一控制周期的一阶控制补偿环节输入，punit[3]为本控制周期的一阶控制补偿环节输入，y0p为前一控制周期的一阶控制补偿环节输出系数，u0p为前一控制周期的一阶控制补偿环节输入系数，u1p为本控制周期的一阶控制补偿环节输入系数；y0p为0～10；u0p为0～10；u1p为0～10。

(3)速度反馈环节

该环节的公式为：

TRCom＝punit[1]-ks*speed； 公式(12)

式中，punit[1]为一阶控制补偿环节输出，TRCom为本控制周期的控制输出，speed为摆臂的角速度，ks为速度反馈系数，ks为0～1；

最终，将TRCom作为音圈电机的控制量，由DSP自带的全功能比较器转化为PWM波，送给电机驱动电路。

例如：以图6所示规划运动曲线为例，在0.5s时刻对应的位置为18044，此时的摆臂实时位置为18000，设kp为0.00122，则error为0.05368；

设一阶控制补偿环节为9Hz处相角提前50度，离散化后得到y0p、u1p、u0p分别为0.8559、7.074、6.93，设前一控制周期的一阶控制补偿环节输入为0.04，本控制周期的一阶控制补偿环节输入0.03，则本控制周期的一阶控制补偿环节输出为0.53532。

设ks为0.000021507，摆臂的角速度为10941，则最终得到TRCom为0.3，0.3即可作为音圈电机的控制电压，转化为PWM波送给电机驱动电路。

电机驱动电路由双H桥驱动芯片LMD18200组成，能够将数字控制器输出的PWM信号进行功率放大后送至音圈电机，控制音圈电机带动摆臂转动。NS公司的LMD18200-2D作为“H桥”功率放大电路，自带死区保护功能，50％占空比PWM信号对应于零启动，平均负载电流为0；大于50％占空比PWM信号对应于正向电流；小于50％占空比PWM信号对应于负向电流。

本控制系统设计了串行指令接收接口，能够根据三线串行指令提供的干涉图零偏数据，修正摆臂运动机械零位，使摆臂围绕零光程差位置对称摆动；

本控制系统还可以产生调头信号和采样脉冲，用于提供给信号处理器作为曝光使能和同步信号，如图7所示，图中A脉冲和B脉冲为过零检测后生成的两路正交脉冲，图中虚线表示A脉冲和B脉冲沿跳变的时机，产生调头信号和采样脉冲的方法如下。

以FPGA复位的计数值作为零位，将计数值初始化为0；脉冲计数值在-79396与+79396之间时对相应IO口置高，大于+79396或小于-79396时，对相应IO口置低，作为调头信号；

以A/B脉冲为源，采用异或操作产生2倍频脉冲，即可作为信号处理器的采样脉冲，其脉冲位置间隔为激光波长的一半。

本发明的干涉型傅立叶变换光谱仪摆臂运动控制系统能够驱动摆臂稳定运行，将本发明送给视频处理器的采样脉冲发送给示波器，由于采样脉冲是由正交的A/B脉冲倍频生成的，其每个上升沿之间的间隔代表半个激光波长，即上升沿之间是等位置间隔的。用示波器测得两个上升沿之间的时间间隔，通过分析时间间隔的波动，即可视为摆臂运动速度波动，摆臂运动速度波动除以标称速度值，即为速度不稳定度。办发明的速度不稳定度测试结果图8所示，图8中横轴代表测量次数，纵轴代表某次测量的速度不稳定度，由图8可以看出，本发明达到的速度不稳定度指标为千分之三左右。

本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知常识。