CCM反激变换器输出电容的准在线监测装置及方法与流程

本发明属于电能变换装置中的监测技术领域，特别是一种ccm反激变换器输出电容的准在线监测装置及方法。

背景技术：

由于效率高、体积小等优点，开关电源在日常生产生活中应用十分广泛。一般而言，为了得到较为稳定的输出电压，必须采用电容有效滤除高频噪声。变换器工作一段时间之后，电容的容值(capacitance,c)和等效串联电阻(equivalentseriesresistance,esr)会发生变化，与初电容值c和阻值esr相比，当该变化量较大时，即可认为该电容已失效，电容的失效将会造成电源和系统的运行故障。降压(buck)、升压(boost)、升降压(buck-boost)变换器是三种最基本的开关电源变换器，其他的变换器均可以由这三种变换器衍变而来。其中，ccm(continuouscurrentmode，电流连续模式)flyback变换器在计算机电源、通讯电源、航空航天等领域广泛使用，因此监测ccmflyback变换器的输出滤波电容的esr和c，预测其寿命非常重要。但是目前监测ccmflyback变换器的输出滤波电容的esr和c的方法，往往需要取下变换器中的电容，无法实时高效地对电容的esr和c值进行在线监测。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种ccm反激变换器输出电容的准在线监测装置及方法，能够实时监测等效串联电阻esr和电容的容值c的变化，对电解电容和电源的寿命进行准确预测。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种ccm反激变换器输出电容的准在线监测装置，包括flyback变换器主功率电路、驱动电路、显示单元、参数已知的电容、电流互感隔离放大单元和信号处理模块，所述信号处理模块包括功率电路控制单元、开关频率fs计算单元、占空比d计算单元、输出电压采样单元、电容电流触发采样单元、电容esr和c计算单元；

所述flyback变换器主功率电路包括输入电压源vin、开关管qb、续流二极管db、耦合电感l、输出滤波电容和负载rl，所述输出滤波电容包括等效串联电阻esr和电容c，其中开关管qb的漏极与电压源vin的正极连接，耦合电感l原边一端与开关管qb的漏极连接，耦合电感l该端副边的异名端与续流二极管db的阳极连接，耦合电感l原边另一端与电压源vin的负极连接，续流二极管db的阴极分别与等效串联电阻esr的一端及负载rl的一端连接，等效串联电阻esr的另一端与电容c的一端连接，电容c的另一端及负载rl的另一端均与耦合电感l副边的同名端连接，负载rl两端为输出平均电压vo；

所述功率电路控制单元的输入端分别与flyback变换器主功率电路的电压源vin和输出平均电压vo连接，功率电路控制单元输出端的pwm信号分别接入开关频率fs计算单元和占空比d计算单元，flyback变换器主功率电路的输出平均电压vo接入输出电压采样单元，电流互感隔离放大单元和功率电路控制单元输出端的pwm信号均接入电容电流触发采样单元，开关频率fs计算单元、占空比d计算单元、输出电压采样单元和电容电流触发采样单元的输出端均接入电容esr和c计算单元，电容esr和c计算单元的输出端接入显示单元；

所述驱动电路的输入端与功率电路控制单元输出端的pwm信号连接，驱动电路的输出端接入开关管qb的门极。

进一步地，所述信号处理模块为dsp芯片tms320f28335。

进一步地，所述显示单元为1602液晶显示屏。

一种ccm反激变换器输出电容的准在线监测方法，包括以下步骤：

步骤1，在输出端并联上一个参数已知的电容，在信号处理模块中创建功率电路控制单元、开关频率fs计算单元、占空比d计算单元、输出电压采样单元、电容电流触发采样单元、电容esr和c计算单元；

步骤2，信号处理模块的功率电路控制单元采集flyback变换器主功率电路的输出平均电压vo和输入电压vin，得到pwm信号并经驱动电路驱动开关管qb；

步骤3，功率电路控制单元输出的pwm信号送入开关频率fs计算单元和占空比d计算单元，经开关频率fs计算单元处理得出变换器当前的开关频率fs，经占空比d计算单元处理得出变换器当前的占空比d；

步骤4，flyback变换器主功率电路的输出平均电压vo送入输出电压采样单元，得到输出平均电压；

步骤5，功率电路控制单元输出的pwm信号和电流互感隔离放大单元的电容电流ix送入电容电流触发采样单元，通过延时程序处理得到电容电流的瞬时值ix(dts)、ix[(1+9d)ts/10]、ix[(2+8d)ts/10]、ix[(3+7d)ts/10]、ix[(4+6d)ts/10]、ix[(5+5d)ts/10]、ix[(6+4d)ts/10]、ix[(7+3d)ts/10]、ix[(8+2d)ts/10]、ix[(9+d)ts/10]、ix(ts)共11个值，ts为变换器开关周期；

步骤6，将得到的开关频率fs、占空比d、输出平均电压vo以及电容电流的瞬时值ix(dts)、ix[(1+9d)ts/10]、ix[(2+8d)ts/10]、ix[(3+7d)ts/10]、ix[(4+6d)ts/10]、ix[(5+5d)ts/10]、ix[(6+4d)ts/10]、ix[(7+3d)ts/10]、ix[(8+2d)ts/10]、ix[(9+d)ts/10]、ix(ts)送入电容esr和c计算单元(10)进行曲线拟合和综合处理，得到flyback变换器中输出滤波电容当前等效串联电阻esr和电容c的值；

步骤7，电容esr和c计算单元将所得的等效串联电阻esr和电容c的值送入显示单元实时显示。

进一步地，步骤6中所述esr和c计算单元曲线拟合方程应该如下：

求得x1、x2、x3和icx(0)；icx(0)为电容电流的初始瞬时值，t为时间；

接着按照步骤6中所述esr和c计算单元综合处理的公式如下：

式中，esr为等效串联电阻的阻值，c为电容的容值，ls为耦合电感副边感值，vo为输出平均电压，esrx为所并联电容的等效串联电阻的阻值，cx为所并联电容的容值，x1、x2、x3为拟合曲线的参数。

本发明与现有技术相比，且显著优点为：(1)不需要取下变换器中的电容；(2)准在线监测电容的esr和c值，为电容和电源的寿命预测提供依据。

附图说明

图1是ccmflyback变换器开关周期中的工作波形。

图2是本发明ccmflyback变换器输出电容esr和c的监测方法示意图。

其中：vin-输入电压，iin-输入电流，-耦合电感原边电流，-耦合电感副边电流，，ic-电容电流，icx-并联电容电流，io-输出电流，vo-输出平均电压，qb-开关管，db-二极管，l-耦合电感，c-输出滤波电容值，esr-等效串联电阻值，cx-并联电容的电容值，esrx-并联电容的等效串联电阻值，rl-负载，vgs-开关管qb的驱动电压，d-占空比，t-时间，fs-变换器开关频率，δil-电感电流纹波峰峰值，vesr-等效串联电阻上的电压，vc-电容上的电压。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作出进一步详细说明。

本发明设计一种准在线监测工作于电感电流连续模式(continuousconductionmode,ccm)的flyback(flyback)变换器输出滤波电容esr和c的装置及方法。

1、理论推导

图1为ccmflyback变换器开关周期中的工作波形。当开关管qb导通时，二极管db截止，耦合电感l原边两端的电压为vin，其耦合电感原边电流以vin/lp的斜率线性上升。当开关管qb关断时，耦合电感副边电流通过二极管db续流，此时耦合电感l副边两端的电压为-vo，耦合电感副边电流以vo/ls的斜率下降。由于flyback变换器工作在ccm模式，因此在开关周期结束前，耦合电感电流未下降到零。耦合电感电流在一个开关关断时间内的平均值为

耦合电感原边电流和副边电流在一个周期中的表达式如下：

其中vo为输出平均电压，lp为耦合电感原边电感值，ls为耦合电感副边电感值，fs为flyback变换器的开关频率，d为开关管的占空比,t为时间。

可得，两电容的电流和ic+icx的表达式为：

可以假设

a1＝0(4)

b1＝-io(5)

两电容的电压表达式分别为

由于两电容并联，则两电容电压相等

vc(t)＝vcx(t)(10)

当时，

由式(11)求导可得

分别对式(12)等号两边做laplace变换可得

化简可得

对式(14)等号做laplace逆变换可得

其中

根据采样得到的11个并联电容值可以做出拟合曲线，得到x1、x2、x3和icx(0)。

把式(6)、(7)代入(16)、(17)、(18)可得：

式中，ls为电感的感值，esr为等效串联电阻的阻值，c为电容的容值，vo为输出平均电压，esrx为所并联电容的等效串联电阻的阻值，cx为所并联电容的电容的容值，x1、x2、x3为拟合曲线的参数。

基于式(19)、(20)，可以得到ccmflyback变换器输出滤波电容esr和c的监测方法。

2、本发明ccmflyback变换器输出电容的准在线监测装置及方法

结合图2，本发明ccm反激变换器输出电容的准在线监测装置，其特征在于，包括flyback变换器主功率电路1、驱动电路3、显示单元11、参数已知的电容7、电流互感隔离放大单元8和信号处理模块，所述信号处理模块包括功率电路控制单元2、开关频率fs计算单元4、占空比d计算单元5、输出电压采样单元6、电容电流触发采样单元9、电容esr和c计算单元10；

所述flyback变换器主功率电路1包括输入电压源vin、开关管qb、续流二极管db、耦合电感l、输出滤波电容和负载rl，所述输出滤波电容包括等效串联电阻esr和电容c，其中开关管qb的漏极与电压源vin的正极连接，耦合电感l原边一端与开关管qb的漏极连接，耦合电感l该端副边的异名端与续流二极管db的阳极连接，耦合电感l原边另一端与电压源vin的负极连接，续流二极管db的阴极分别与等效串联电阻esr的一端及负载rl的一端连接，等效串联电阻esr的另一端与电容c的一端连接，电容c的另一端及负载rl的另一端均与耦合电感l副边的同名端连接，负载rl两端为输出平均电压vo；

所述功率电路控制单元2的输入端分别与flyback变换器主功率电路1的电压源vin和输出平均电压vo连接，功率电路控制单元2输出端的pwm信号分别接入开关频率fs计算单元4和占空比d计算单元5，flyback变换器主功率电路1的输出平均电压vo接入输出电压采样单元6，电流互感隔离放大单元8和功率电路控制单元2输出端的pwm信号均接入电容电流触发采样单元9，开关频率fs计算单元4、占空比d计算单元5、输出电压采样单元6和电容电流触发采样单元9的输出端均接入电容esr和c计算单元10，电容esr和c计算单元10的输出端接入显示单元11；

所述驱动电路3的输入端与功率电路控制单元2输出端的pwm信号连接，驱动电路3的输出端接入开关管qb的门极。所述信号处理模块为dsp芯片tms320f28335。所述显示单元11为1602液晶显示屏。

本发明ccm反激变换器输出电容的准在线监测方法，包括以下步骤：

步骤1，在输出端并联上一个参数已知的电容7，在信号处理模块中创建功率电路控制单元2、开关频率fs计算单元4、占空比d计算单元5、输出电压采样单元6、电容电流触发采样单元9、电容esr和c计算单元10；

步骤2，信号处理模块的功率电路控制单元2采集flyback变换器主功率电路1的输出平均电压vo和输入电压vin，得到pwm信号并经驱动电路3驱动开关管qb；

步骤3，功率电路控制单元2输出的pwm信号送入开关频率fs计算单元4和占空比d计算单元5，经开关频率fs计算单元4处理得出变换器当前的开关频率fs，经占空比d计算单元5处理得出变换器当前的占空比d；

步骤4，flyback变换器主功率电路1的输出平均电压vo送入输出电压采样单元6，得到输出平均电压vo；

步骤5，功率电路控制单元2输出的pwm信号和电流互感隔离放大单元8的电容电流ix送入电容电流触发采样单元9，通过延时程序处理得到电容电流的瞬时值ixdts、ix[1+9dts/10]、ix[2+8dts/10]、ix[3+7dts/10]、ix[4+6dts/10]、ix[5+5dts/10]、ix[6+4dts/10]、ix[7+3dts/10]、ix[8+2dts/10]、ix[9+dts/10]、ixts共11个值，ts为变换器开关周期；

步骤6，将得到的开关频率fs、占空比d、输出平均电压vo以及电容电流的瞬时值ixdts、ix[1+9dts/10]、ix[2+8dts/10]、ix[3+7dts/10]、ix[4+6dts/10]、ix[5+5dts/10]、ix[6+4dts/10]、ix[7+3dts/10]、ix[8+2dts/10]、ix[9+dts/10]、ixts送入电容esr和c计算单元10进行曲线拟合和综合处理，得到flyback变换器中输出滤波电容当前等效串联电阻esr和电容c的值；

所述esr和c计算单元10曲线拟合方程应该如下：

求得x1、x2、x3和icx(0)；icx(0)为电容电流的初始瞬时值，t为时间；

接着按照步骤6中所述esr和c计算单元10综合处理的公式如下：

式中，esr为等效串联电阻的阻值，c为电容的容值，ls为耦合电感副边感值，vo为输出平均电压，esrx为所并联电容的等效串联电阻的阻值，cx为所并联电容的容值，x1、x2、x3为拟合曲线的参数。

步骤7，电容esr和c计算单元10将所得的等效串联电阻esr和电容c的值送入显示单元11实时显示。

本发明针对ccmflyback变换器中的输出滤波电容，设计出一种高效稳定的输出滤波电容等效串联电阻esr和电容c的准在线监测装置及方法，该方法可以在不取下变换器中的电容情况下对输出电容的参数esr和c进行监测，为电容和电源的寿命预测提供依据，无需额外参数，方便实现，具有重要的实际应用价值。