具有HF振荡器监控的雷达前端的制作方法
本说明书涉及高频(hf)电路领域。一些实施例涉及雷达芯片，其适于与另一雷达芯片级联。
背景技术：
高频(hf)发送器和接收器存在于各种应用中，特别是在无线通信和雷达传感器领域中。在汽车领域中，存在对雷达传感器的增加的需求，雷达传感器使用在所谓的间距调节控制系统(acc，自适应巡航控制，或雷达巡航控制)中。这样的系统可以自动调节汽车的速度，以遵循与另外的在前面行驶的汽车(以及与其他物体和行人)的安全距离。汽车领域中的其他应用是例如盲点检测、车道变换辅助等。
现代雷达系统使用高度集成的hf电路，其可以将在单一壳体(单片雷达收发器)的雷达收发器的hf前端的所有核心功能联合，这通常被称为单片集成微波电路(mmic，单片微波集成电路)。这种hf前端通常还包括在锁相环中相连的压控振荡器(vco)、功率放大器(pa)、定向耦合器、混频器、和模拟数字转换器(adc)以及用于控制和监控hf前端的相关的控制电路装置。
现代调频连续波(fmcw)雷达系统通常是具有多个发送(tx)和接收(rx)信道的多输入/多输出(mimo)系统。mimo系统通常包括布置在印刷电路板(pcb)上的必须同步工作的多个mmic，其中每个mmic可以具有多个rx和tx信道。可以看到，任务在于具有多个mmic的mimo雷达系统的(相位正确的)同步。
技术实现要素：
描述了一种雷达方法。根据一个实施例，该方法包括在第一芯片中产生第一hf振荡器信号并将该第一hf振荡器信号提供给该第一芯片的发送(tx)信道，以及通过传输线路将该第一hf振荡器信号从该第一芯片的tx信道向该第二芯片传输。
根据另一实施例，该方法包括在第一芯片中产生第一hf振荡器信号并将第一hf振荡器信号提供给第一芯片的发送(tx)信道。该方法还包括在第二芯片中产生第二hf振荡器信号，并通过传输线路将第一hf振荡器信号从第一芯片向第二芯片传输。该方法还包括通过利用该第二hf振荡器信号的解调来确定到达该第二芯片的第一hf振荡器信号的第一渡越时间延迟。
此外，描述了一种雷达芯片。根据一个实施例，雷达芯片具有下述特征：用于产生hf振荡器信号的本地振荡器(lo)和至少一个第一tx信道，第一tx信道被连接到mmic的引脚。该tx信道不仅能够被配置成通过该第一tx信道的引脚输出该hf振荡器信号，而且能够被配置成通过该第一tx信道的引脚接收另外的hf振荡器信号。
另外，描述了雷达系统。根据一个实施例，雷达系统包括第一芯片和至少一个第二芯片，其中，该第一芯片具有hf振荡器，该hf振荡器被构造成产生hf振荡器信号并且将该hf振荡器信号输出到第一hf输出触头。该系统还包括布置在载体上的hf分选器，hf分选器具有输入端以及具有第一和至少一个第二输出端。第一传输线路将该第一芯片的该hf输出触头连接到该hf分选器的输入端。第二传输线路将该hf分选器的第一输出端连接到该第一芯片的hf输入端，并且第三传输线路将该hf分选器的第二输出端连接到该第二芯片的hf输入端。在此，该第二和第三传输线路被构造成使得在传输该hf振荡器信号时，该第二和第三传输线路在运行中引起相同的渡越时间延迟。
根据另一实施例，雷达系统包括具有第一hf触头的第一芯片和具有第二hf触头的第二芯片，以及集成在该第一芯片中的具有输出端的第一hf振荡器，该输出端通过至少一个发送(tx)信道耦合到该第一hf触头。该系统还包括：集成在该第二芯片中的第二hf振荡器；传输线路，该传输线路将在第一芯片处的第一hf触头与第二芯片处的第二hf触头连接；和设置在第二芯片中的至少一个第一解调器，该第一解调制具有耦合到该第二hf触头的hf输入端和耦合到该第二hf振荡器的输出端的参考输入端。该第一hf振荡器被构造成产生第一hf振荡器信号，该第一hf振荡器信号通过该第一hf触头、该传输线路和该第二hf触头传输到该第一解调器的hf输入端。控制单元被构造成基于从该第一解调器获得的信息来确定到达该第二芯片的第一hf芯片振荡器信号的第一渡越时间延迟。
此外描述了一种方法，该方法根据一个实施例包括下述方面：通过雷达芯片的hf芯片触头接收第一hf振荡器信号；借助于hf振荡器在雷达芯片中产生第二hf振荡器信号，其中，该第一hf振荡器信号和该第二hf振荡器信号具有相同的频率并且具有相对于彼此可调的相移；通过叠加第一hf振荡器信号和第二hf振荡器信号产生总和信号；以及产生针对多个相移的多个测量值，多个测量值表示总和信号的功率，其中，该测量值中的每个测量值与一个相移相关联，最后，基于多个测量值确定表示第一hf振荡器信号的功率的值。
另一个实施例涉及一种hf电路，该hf电路具有用于接收外部第一hf振荡器信号的雷达芯片的hf芯片触头以及布置在雷达芯片中的本地振荡器，本地振荡器被构造成产生第二hf振荡器信号，其中，该第一hf振荡器信号和该第二hf振荡器信号具有相同的频率。hf电路还具有移相器以及布置在雷达芯片中的hf功率检测器，移相器被构造成调整在第一和第二振荡器信号之间的相移。功率检测器具有输入端，该输入端借助于耦合器耦合到hf芯片触头和本地振荡器的输出端，以使得该第一hf振荡器信号和该第二hf振荡器信号在该hf功率检测器的输入端处叠加，以使得该功率检测器测量叠加的该信号的功率。
附图说明
在下文中，借助图示更详细地解释实施例。图示不一定按比例绘制，并且实施例不只是限于所示的方面。其实，重点在于表示实施例的基础原理。在附图中示出了：
图1是用于说明距离和/或速度测量的fmcw雷达系统的功能原理的图示。
图2包括两个时间图，用于说明由fmcw系统产生的hf信号的频率调制。
图3是用于说明fmcw雷达系统的基本结构的框图。
图4是示出图3的fmcw雷达系统的模拟hf前端的一个示例的框图。
图5示出了具有多个级联mmic的mimo雷达系统的一个示例。
图6示出了雷达系统的一个示例，其中主mmic耦合到至少一个从mmic。其中，由主mmic产生的本地振荡器信号被提供给从mmic并且反馈回主mmic。
图7示出了雷达系统的一个示例性实现方式，该雷达系统具有布置在主mmic中的多个发送信道，具有可选的振荡器信号的反馈。
图8示出雷达系统的另一示例性实现方式，其中雷达系统具有多个布置在主mmic或从mmic中的发送信道，具有可选的本地振荡器信号的馈送，其中，tx信道可以配置为针对本地振荡器信号的输入。
图9示出了具有两个耦合的mmic的雷达系统，其中，相应的至少一个发送信道具有用于检测本地振荡器信号的相位和(可选)频率的电路，其中，图9a示出了从主mmic到从mmic的信号流，并且图9b示出了反向信号流；图9c示出了图9b的简化版本。
图10示出了测量lo信号从主mmic到从mmic的渡越时间延迟的一个示例。
图11示出了与图10对应的lo信号由从mmic到主mmic的渡越时间延迟的测量。
图12示出了测量lo信号从主mmic到从mmic的渡越时间延迟的另一示例(并且反之亦然)。
图13示出了mmic的另一示例，其与图9中的mmic基本相同构造，但在tx信道中具有附加的相位调制器。
图14示出了用于检测lo信号在从第一(例如主)mmic到第二(例如从)mmic的传输时的相移或渡越时间延迟的方法的示例性表示。
图15示出了具有两个耦合的mmic的雷达系统的一部分，其中，仅示出用于对在从mmic中所接收到的信号的进行功率测量的组件。
图16是用于示出在功率测量中所获得的测量值的图。
图17是示出用于测量在(例如，从)雷达芯片中所接收到的lo信号的功率的方法的示例的流程图。
具体实施方式
下面的实施例将在雷达接收器的上下文中进行描述。然而，这里描述的各种实施例不限于雷达应用，并且也可以使用在其他区域，例如hf通信装置的hf收发器中。来自极为不同的应用领域的hf电路可以包括用于产生hf信号的压控振荡器(vco)。备选地，还可以使用数控振荡器(dco)来取代vco。此处描述的方案可以很容易转换到使用dco而不是vco的应用中。
图1示出应用fmcw雷达系统作为用于测量对象的距离和速度的传感器，该对象通常被称为雷达目标。在本示例中，雷达装置10具有单独的发送(tx)和接收(rx)天线5和6(双基或伪单基雷达配置)。然而要注意的是，也可以使用单个天线，该单个天线同时用作发送天线和接收天线(单基雷达配置)。发送天线5发射连续的hf信号srf(t)，该hf信号是例如借助于锯齿信号(周期性的、线性的斜坡信号)而被频率调制的。所发射的信号srf(t)在雷达目标t处被反向散射，并且反向散射(反射)的信号yrf(t)由接收天线6接收。
图2以示例的方式示出了上述的信号srf(t)的频率调制。如图2所示，信号srf(t)是由一定量的“啁啾”组成的，即，信号srf(t)包括具有升高(上啁啾)或下降(下啁啾)频率的正弦状的信号变化曲线(参见图2中的上图)。在本实施例中，啁啾的瞬时频率在起始频率fstart处开始在时段tramp内线性升高到终止频率fstop(见图2中的下图)。这种啁啾也称为线性频率斜坡。在图2中示出了三个相同的线性频率斜坡。然而要注意的是，参数fstart，fstop，tramp以及单个频率斜坡之间的暂停可以改变。频率变化也不一定必须是线性的。取决于实现方式，也能够使用具有指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)的频率变化的发送信号。
图3是示例性示出雷达装置1(雷达传感器)的一种可能的结构的框图。在例如其他应用(诸如无线通信系统)中所使用的hf收发器中也可以找到类似的结构。因此至少一个发送天线5(tx天线)和至少一个接收天线6(rx天线)连接到hf前端10、hf前端可以包含hf信号处理所需的所有电路组件。这些电路组件例如包括本地振荡器(lo)、hf功率放大器、低噪声放大器(lna)、定向耦合器(例如，竞争耦合器(rat-race-koppler)、环行器等)以及用于将hf信号下混频到基带或中频带(if频带)中的混频器。该hf前端10必要时可以与其它的电路组件一起集成到单片集成微波电路(mmic，单片微波集成电路)中。所示的示例示出了具有单独的rx和tx天线的双基(或伪单基)雷达系统。在单基雷达系统的情况下，单个天线(或天线阵列)将不仅用于发射而且用于接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如，环形器)可以用于将辐射到雷达信道中的hf信号与由雷达信道接收到的hf信号(雷达回波)分离。
在调频连续波雷达系统(fmcw雷达系统)的情况下，经由tx天线5发射的hf信号可以例如在大约20ghz和81ghz的范围内(在一些应用中例如为77ghz)。如所提到的那样，由rx天线6所接收到的hf信号包括雷达回波，即，被反向散射到所谓的雷达目标的那些信号分量。所接收的hf信号yrf(t)例如下混频到基带中并在基带中借助于模拟信号处理而被进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所提及的模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波和(如果有必要)放大。最后基带信号被数字化(参见图3，模拟数字转换器30)并且在数字域中被进一步处理。数字信号处理链可以至少部分地实现为软件，该软件在处理器(参见图3、dsp40)上执行。总系统通常借助于系统控制器50控制，系统控制器还可以被至少部分地实现为可以在诸如微控制器的处理器上执行的软件。hf前端10和模拟基带信号处理链20(可选地还有模拟数字转换器30)可以共同集成在单个mmic(即，hf半导体芯片)中。备选地，各个组件也可以分布在多个集成电路上。
图4示出了具有下游基带信号处理链20的hf前端10的示例性实施方案，该基带信号处理链可以是图3中的雷达传感器的一部分。要注意的是，图4示出了简化的电路图，以示出hf前端的基本结构。可能在很大程度上取决于实际应用的实际的实现方式当然也可能更复杂。hf前端10包括产生hf信号slo(t)的本地振荡器101(lo)。信号slo(t)可以是如上参考图3所述的被频率调制的并且也称为lo信号。在雷达应用中，lo信号通常在shf(超高频，厘米波)或ehf(极高频，毫米波)频带中，例如，在汽车应用中在从76ghz到81ghz的区间内。
lo信号slo(t)在发送信号路径和接收信号路径中被处理。由tx天线5发射的发送信号srf(t)(参见图2)通过例如借助于hf功率放大器102对lo信号slo(t)进行放大而生成。放大器102的输出端可以耦合到tx天线5(在双基或伪单基的雷达配置的情况下)。由rx天线6提供的接收信号yrf(t)被提供给混频器104的hf端口。在本示例中，hf接收信号yrf(t)(天线信号)借助于放大器103(放大系数g)而被预放大，并且向混频器104提供放大的hf接收信号g·yrf(t)。放大器103可以例如是lna。向混频器104的参考端口提供lo信号slo(t)，从而混频器104将(预放大的)hf接收信号yrf(t)下混频到基带中。被下混频的基带信号(混频器输出信号)由ybb(t)表示。该基带信号ybb(t)首先被以模拟方式进一步处理，其中，模拟基带信号处理链20基本上具有放大(放大器22)和滤波(例如，带通21)，以抑制不期望的边带和镜像频率(spiegelfrequenzen)。所得到的可以被提供到模拟数字转换器的模拟输出信号可以用y(t)表示。用于对输出信号(数字雷达信号)进行数字的进一步处理的方法本身是已知的(例如，距离-多普勒-分析)，因此在这里将不进行进一步讨论。
在本示例中，混频器104将预放大的hf接收信号g·yrf(t)(即，放大的天线信号)下混频到基带中。该混频可以在一个阶段中(即，从hf频带直接到基带中)或经由一个或多个中间阶段(即，从hf频带到中间频带中并且进一步到基带中)实现。鉴于图4中所示的示例，明显的是，雷达测量的质量很大程度上取决于lo信号slo(t)的质量或精度以及相位。特别地，(作为参考信号)被提供给混频器104的lo信号slo(t)的相位对于精确测量也是重要的。在具有多个接收信道(rx信道)的多信道雷达系统中，被提供给rx信道作为参考信号的振荡器信号的相位对所接收的雷达信号的入射角(到达方向，doa)的测量具有显著影响。
图5是示例性说明具有多个耦合(级联)mmic的mimo雷达系统的框图。在所示的示例中，三个mmic布置在载体上，例如印刷电路板(pcb)上。每个mmic可以具有多个发送信道tx01、tx02、tx03等以及多个接收信道rx01、rx02、rx03等(尽管不是所有的信道被在图5中绘出)。对于雷达系统的运行来说重要的是，由多个mmic使用的lo信号是一致的。因此，lo信号仅在一个mmic(主mmic11)中生成，并且被进一步导送到从mmic12和13。
在图示的示例中，每个mmic具有输出引脚ptx01、ptx02、ptx03等，输出引脚与tx信道tx01、tx02、tx03等相关联。输入引脚prx01、prx02、prx03等与rx信道rx01、rx02、rx03等相关联(prx02和prx03在图5中未示出)。输出引脚ptx01、ptx02、ptx03等和输入引脚prx01、prx02、prx03等可以相应地与发送或接收天线耦合。如果仅使用单个mmic，则mmic的所有rx和tx信道可以与天线耦合。如果(如图5中所示的情况)多个mmic被耦合，则一个mmic作为主设备并且剩余的mmic作为从设备运行。主mmic11为所有的从mmic12、13生成lo信号。在所示的示例中，在主mmic11中所产生的lo信号slo(t)在输出引脚、例如引脚ptx03处输出并且经由线路提供给从mmic12。从mmic12通过线路(例如，设置在板上的带状线)在输入引脚处接收lo信号。为了避免该lo信号slo(t)的单独的输入引脚，在本示例中，该tx信道tx01的输出引脚ptx1被配置为输入引脚(并且因此以ptx01'指代)。稍后将更详细地解释如何将tx信道的输出引脚配置为输入引脚。备选地，可以设置附加输入引脚，以用于接收外部生成的lo信号，然而这在一些应用中是不期望的。
从mmic还可以将“其”lo信号传递给另一个从设备，这实现了主mmic和多个从mmic的级联。在图5所示的示例中，主mmic11产生lo信号并通过输出引脚ptx03将进一步发送给从mmic12(通过其引脚ptx01')。同样，从mmic12将(从主mmic11接收到的)lo信号进一步发送给另一个从mmic13，因此多个mmic可以串联连接(级联)。时钟信号sclk(t)也从mmic传递到mmic，但为此设置了单独的时钟引脚(也参见图9c和15)。该(系统)时钟信号sclk所具有的时钟频率是几个mhz，而lo信号所具有的lo频率flo是多个ghz(例如76-81ghz)。产生时钟信号sclk的时钟发生器(未示出)例如可以集成在主mmic11中(参见例如图9c和15)或布置在单独的芯片中。在这种情况下，时钟发生器可以包括例如石英振荡器。时钟信号sclk或从其导出的时钟信号可以例如用作针对布置在mmic11、21、13中的本地振荡器(参见图4中，本地振荡器101)的参考时钟。
lo信号slo(t)从一个mmic向下一个mmic的传输与延迟时间相关联，延迟时间尤其取决于mmic之间的线路长度。在图5中所示的示例中，mmic11和mmic12之间的lo信号slo(t)的渡越时间延迟(传播延迟)用τ1指代，并且mmic12和mmic13之间的lo信号slo(t)的渡越时间延迟用τ2指代。渡越时间延迟τ1和τ2分别与线路长度l1或l2以及相移
如上所述，提供给从mmic的lo信号slo(t)的相位对于执行准确的雷达测量很重要。例如，可能期望rx信道中的混频器(参见图4，混频器104)在参考输入端处接收具有限定的相位的lo信号slo(t)。在一些实施例中(例如当在芯片中使用多个tx信道时)还可能期望同时将被提供给tx信道的发送信号同步。
图6示出了具有多个布置在板上的mmic的雷达系统的示例，该多个mmic被耦合成使得(理论上)在所有的mmic中的所有的rx信道(即，在rx信道中的混频器)“看见”具有相同相位的lo信号。根据图6中的示例，主mmic11在输出引脚ptx03处提供lo信号slo(t)，该输出引脚在当前示例中与输出信道tx03相关联(类似于图5中的示例)。输出信道tx03因此不连接到天线以用于射出雷达信号，而是用于将lo信号slo(t)传输到从mmic。尽管使用输出信道来传输lo信号减少了可用信道的数量，但这具有的优点是，不必进行设计改变，这是因为tx信道设计用于hf频率，因此不必创建任何专用的hf信号输出引脚。另外，通过使用tx信道来传输lo信号，可以实现雷达系统的可扩展性。然而只要mmic未被使用在级联布置中(例如在独立布置中)，tx信道可以被用作完整的tx信道以用于将雷达信号传输到天线。主mmic11的输出引脚ptx03与hf分选器150的输入端连接，分选器可以如mmic一样布置在板上。在引脚ptx03和hf分选器之间的线路导致τ3,1的渡越时间延迟。
hf分选器将lo信号slo(t)分开并且在每个mmic的分选器输出端处提供lo信号。在此，分选器输出端中的一个分选器输出端与主mmic11的反馈输入端耦合，其由tx01'(或者fb)表示，并且通过其将lo信号slo(t)反馈到主mmic11。其他分选器输出端连接到从mmic的相应的输入引脚，其中在图6中仅显示了从mmic12。从hf分选器150到主mmic11的渡越时间延迟由τ3,2表示，并且从hf分选器150到从mmic12的渡越时间延迟由τ3,3表示。如果从分选器150的输出端到上述mmic(即主mmic11，从mmic12等)的线路导致相同的渡越时间延迟(τ3,2＝τ3,3)，则lo信号以(理论上)相同的相位到达所有mmic中的rx信道。
图7示出了一个mmic(例如，主mmic11)的tx信道的示例性实现方式，该实现方式实现了与如图6中所示的另外的mmic的耦合。因此，mmic11包括产生lo信号slo(t)的本地振荡器101(lo)。该lo信号一方面被提供给第一hf开关/分选器110的输入端，并且另一方面被提供给第二hf开关/分选器111的输入端。hf开关/分选器基本上是具有可选择的多个输入端的分选器结构元件，输入端分别在图中由a和b表示。根据(电子)开关的位置，施加在输入端a或输入端b处的信号将被进一步导送到输出端。为简单起见，未示出电子开关的控制信号。在本示例中，hf开关/分选器111被接通，使得输入端b被选择并且lo信号slo(t)被进一步导送到tx信道tx01、tx02、tx03等。单个tx信道例如可以如图4所示方式实现。
在图7中，tx信道的输出端tx03(类似于图6中的示例)不与天线连接，而是与外部分选器150连接，外部分选器可以布置在如mmic11那样的相同的载体上。在分选器150的输出端处所提供的lo信号slo(t)被提供给不同的从mmic，其中，分选器150的一个输出端被反馈到主mmic的反馈引脚pfb。在mmic11中与反馈引脚pfb耦合的反馈信道fb被构造成将反馈的lo信号slo(t)传导到第一hf开关/分选器110的第二输入端(输入端a)。反馈信道fb可以例如包括缓冲放大器(lo缓冲器)，缓冲放大器在图中为了清楚起见未示出。第一hf开关/分选器110的输出端可以与第二hf开关/分选器111的输入端(输入端a)连接，而第一hf开关/分选器110的剩余输出端为rx信道提供lo信号。图7中所示的渡越时间延迟τ3,1和τ3,2对应于图6中所示的情况。
如上所述，图7示出了主mmic11。从mmic12(参见图6)可以相同构造，然而其中，在第二hf开关/分选器111中的从mmic12中选择另一输入端(输入端a)。在这种情况下，不使用从mmic12的内部lo101，而是通过反馈信道fb反馈的lo信号slo(t)被提供给从mmic12的rx信道(通过hf开关/分选器110)和tx信道(通过hf开关/分选器111)。在mmic11的“独立”运行(没有相连接的从mmic)的情况下，在第一hf开关/分选器110中选择输入端b并且在第二hf开关/分选器111中同样选择输入端b并且反馈信道fb不活动。因此，相同类型的芯片可以用在级联的雷达布置中，这种情况下，hf开关/分选器111将lo信号传输到另一个芯片。然而也允许芯片在独立布置中使用，这种情况下，所有的tx信道被使用以用于将信号传输到天线。在mmic11的“独立”运行的情况下，准确地说，第二hf开关/分选器111的开关位置是不相关的，这是因为在两个位置中该本地振荡器101的lo信号均进一步导送。
图8示出了与图7类似的示例，然而其中，至少一个tx信道(例如，tx信道tx01)可配置为反馈信道。配置为反馈信道的tx信道tx01由tx01'表示，并且从外部接收经由tx03信道发送到hf分选器150的lo信号，其中，从hf分选器输出的信号被再次送回到tx01信道。tx信道的这种可配置性实现了更灵活的mmic11的使用，并且不需要额外的反馈引脚pfb。除了缺少单独的反馈信道(反馈引脚pfb)之外，图8中的mmic11、12非常类似于图7中的mmic11。在一些实施例中，只要设置了lo信号的反馈，由本地振荡器101产生的lo信号就不直接导送到tx信道，而是首先在外部向外导送到分选器150，然后反馈到芯片中，从而在最后，延迟的lo信号(与直接施加在本地振荡器101处的lo信号相比)被使用，以用于产生被输出到天线的tx信号。
根据图8中的示例，mmic11包括本地振荡器101(lo)，本地振荡器产生lo信号slo(t)。该lo信号一方面被提供给第一hf开关/分选器110的输入端，并且另一方面被提供给第二hf开关/分选器111的输入端。如在根据图7所示的示例中，hf开关/分选器基本上是具有可选的多个输入端的分选器结构元件，该输入端分别由a和b表示。根据(电子)开关的位置，输入端a或输入端b处所施加的信号将被进一步导送到输出端。为简单起见，未示出电子开关的控制信号。在本示例中，第二hf开关/分选器111在主mmic11中被接通成选择输入端b并且lo信号slo(t)从lo101进一步导送到tx信道tx01、tx02、tx03等。不同地，在从mmic12中，第二hf开关/分选器111被接通成选择输入端a，并且从外部通过信道tx01'提供的lo信号被进一步导送到tx信道。如在图7中的先前示例中那样，第一hf开关/分选器110(在两个mmic11、12中)被接通(开关位置a)，使得从外部通过信道tx01'所提供的lo信号被进一步导送到rx信道并且还进一步导送到第二hf开关/分选器111的输入端。第一hf开关/分选器110的开关位置b仅对于独立的运行是必需的，在这种情况下，没有外部lo信号被提供给mmic。
以下说明如何可以将tx信道配置为用于馈入外部lo信号的反馈信道。该阐释涉及主mmic11和从mmic12两者。因此，可配置的tx信道(在本示例中是tx信道tx01')具有输出路径和输入路径。在输出路径中布置有hf功率放大器102(类似于图4中的示例中的情况)。在输入路径中布置有缓冲放大器105(lo缓冲器)。hf功率放大器10的输出端以及还有缓冲放大器105的输入端连接到引脚ptx01。信号路径(输入路径或输出路径)中的仅一个信号路径始终处于是活动的。为此，hf功率放大器102和缓冲放大器105可以交替被去激活，从而hf功率放大器102仅在缓冲放大器105不活动时才活动，并且反之亦然。为简单起见，未示出用于激活和去激活hf功率放大器102和缓冲放大器105的控制信号。
只要经由引脚ptx01'将lo信号slo(t)从外部提供给mmic，有关的信道(在所示的示例中是tx01')就必须被配置作为输入端，并且缓冲放大器105是活动的，而hf功率放大器102是非活动的。被提供给ptx01'的lo信号slo(t)通过缓冲放大器105导送到分选器的输入端，在当前情况下，导送到hf开关/分配器110的输入端a，该输入端将所接收到的lo信号进一步导送到rx信道。只要tx信道未被配置为输入端，则缓冲放大器105是非活动的并且仅相关tx信道的hf功率放大器102是活动的，并且tx信道以通常的方式工作(参见图4)并且可以例如连接到天线。因此tx信道tx01是可配置的，以使得它要么可以被用作在外部输出信号(到天线或作为lo信号到另一芯片)的tx信道，要么它(只要配置为输入端)从外部接收lo信号。因此，tx信道tx01是双向可配置的。
如在图8中可以看到的那样，主mmic11和从mmic12基本上相同构造。仅第二hf开关/分选器111的开关位置在从mmic12的情况下与在主mmic11的情况下不同。由于在主mmic11中，由本地振荡器101产生的lo信号slo(t)直接导送到tx信道，那么在第二hf开关/分选器111中，输入端b被选择。从外部提供的(通过分路器150反馈的)lo信号通过第一hf开关/分路器110仅被分配到rx信道。在从mmic12中，从外部(通过分选器150)提供的lo信号被用于tx信道以及用于rx信道。出于该原因，在从mmic12中在第二hf开关/分选器111处选择输入端a。
只要渡越时间延迟τ3,2和τ3,3是相同的，主mmic11和从mmic12的rx信道就(理论上)以相同相位“看到”lo信号slo(t)。虽然理论上说，相位的这种相同在根据图7和图8的主mmic和从mmic的对称连接(即τ3,2＝τ3,3＝...)中出现，然而在实践中难以以足够的精度实现，这是因为由于温度变化，在rx信道中到达的lo信号的渡越时间延迟τ3,2和τ3,3(以及由此，相位)随着时间的推移而可能变化。如所述，未知的相位变化会对雷达测量的结果产生不利影响。出于该原因，作为对根据图7和图8的主mmic和从mmic之间的对称连接的附加方案或备选方案，测量两个耦合的mmic之间的lo信号slo(t)的渡越时间延迟(或相移)，并且然后在雷达测量中考虑所测量的延迟将是有利的。下文说明的渡越时间确定因此可以在对称保持的结构中和非对称的结构中执行，即例如在其中不使用hf分选器150的结构中执行。
图9a和9b示出了具有多个tx和rx信道的mmic的示例，其中tx信道被构造成确定在第一mmic(例如主mmic11)和第二mmic(例如从mmic12)之间的渡越时间延迟τ3或相移，其中，渡越时间延迟的这种确定可以实现为双向(从第一个mmic到第二个mmic，并且反之亦然)，以便消除由于mmic的不同温度以及由于mmic之间的时钟信号sclk(t)的延迟所引起的不对称。图9a涉及经由线路l3从mmic11到mmic12的信号传输的情况.并且图9b示出了从mmic12到mmic11的信号传输的相反情况。图9中的mmic11与先前根据图8的示例中的基本相同构造，其中在图9中，tx信道分别具有两个解调器115和116以及耦合器117。
在tx信道中，耦合器117连接在hf功率放大器102与相应的tx信道的输出引脚之间(在图9中是引脚ptx01和ptx03)。耦合器还与解调器115和116连接，以使得向解调制115在其hf输入端处提供相关的tx信道的输出信号的(功率的)一部分(也就是放大器102的输出信号的一部分)并且向解调器116在其hf输入端处提供入射在相应tx信道的输出端处的信号的(功率的)一部分。向解调器115和116的参考输入端经由分选器110提供lo信号slo(t)。主mmic和从mmic可以基本相同构造。为了清楚起见，在图9a和9b中，对于主mmic11，仅tx信道tx03被更加详细示出，并且对应于从mmic12仅tx信道tx01被更加详细示出。在图9的示例中，tx信道可以如图8中那样被配置为输入端，但是这在该示例中是可选的。因此具有缓冲放大器105的反馈路径以虚线示出。
在本示例中，主mmic11的hf放大器102的输出信号由srf,ma(t)表示，并且从mmic12的hf放大器102的输出信号由srf,sl(t)表示。同样地，主mmic11的lo信号由slo,ma(t)表示，并且从mmic12的lo信号由slo,sl(t)表示。信号srf,ma(t)和srf,sl(t)分别是lo信号slo,ma(t)或slo,sl(t)的放大的和相移的版本。主mmic11的到达从mmic12的信号由srf，ma'(t)表示(参见图9a)。从mmic12的到达主mmic11的信号由srf,sl'(t)表示(参见图9b)。srf,ma(t)和srf,ma'(t)之间的相移基本上由渡越时间延迟τ3确定。同样，srf,sl(t)和srf,sl'(t)之间的相移基本上由渡越时间延迟τ3确定。除了渡越时间延迟τ3，时钟信号sclk的延迟(参见图5、mmic12中的时钟sclk相比于mmic11中的时钟sclk稍微延迟)和温度差还可以在单个mmic11、12等中起到作用，这是因为温度变化也会在单个mmic内导致相位的变化。
mmic11和12中的解调器115和116的输出信号被提供给控制单元(例如，微控制器，在图9a中未示出)。(必要时借助于模拟数字转换器)向控制单元提供解调器的输出信号，并且控制单元被构造成执行对于确定渡越时间延迟τ3必要的计算。为此，控制单元可以具有可借助于软件指令编程的处理器以执行所提及的计算。控制单元可以要么布置在mmic中的一个mmic(例如主mmic11)上，要么布置在单独的控制芯片中(例如微控制器，该微控制器可以布置在与mmic11、12相同的板上)。为了交换数字数据，mmic11、12和控制单元可以耦合到例如串行的数据线路。
借助于图9中所示的电路配置，存在各种可行方案来确定渡越时间延迟τ3或相关联的相移。根据本示例，借助于主mmic11中的本地振荡器101来产生啁啾信号作为lo信号slo,ma(t)(频率斜坡)。该啁啾信号在主mmic11中经由分选器110一方面导送到解调器115的参考输入端，并且通过分选器110和111(尤其)导送到tx信道tx03中的hf放大器102。该放大器102的输出信号srf,ma(t)通过耦合器117一方面导送到解调器115的hf输入端，并且另一方面导送到主mmic11的引脚ptx03。在主mmic11的引脚ptx03处输出的信号作为延迟信号srf,ma'(t)到达从mmic12的引脚ptx01并且在从mmic12中通过分选器117进一步导送到解调器116。该信号流对应于图9a中所示的情况。在图10中，lo信号(啁啾信号)slo,ma(t)被示出为实线，信号srf,ma(t)被示出为点划线，并且信号srf,ma'(t)被示出为(粗)虚线(将在后面讨论细虚线)。
如图10所示，主mmic11中的内部渡越时间延迟是τi(即，从lo101到分选器117的渡越时间)，并且从主mmic11中的分选器117到从mmic12中的分选器117的外部渡越时间延迟是τ3。因此，总渡越时间延迟是τi+τ3。借助于主mmic11中的解调器115，确定差频δfm1，并且借助于从mmic12中的解调器116，确定差频δfs1(拍频)。借助于频率斜坡的斜坡陡度k＝df/dt(以hz/s为单位)这些差频率δfm1和δfs1可以容易地换算成相应的延迟时间τi和τi+τ3。在本示例中，从以下等式得到渡越时间延迟τ3：
τ3＝(δfs1-δfm1)/k(1)
图11的图示出了根据图9的相反情况。根据本示例，借助于从mmic12中的本地振荡器101来产生啁啾信号作为lo信号slo,sl(t)(频率斜坡)。该啁啾信号在从mmic12中经由分选器110一方面导送到解调器115的参考输入端，并且通过分选器110和111(尤其)导送到tx信道tx01中的hf放大器102。该放大器102的输出信号srf,sl(t)通过耦合器117一方面导送到解调器115的hf输入端，并且另一方面导送到从mmic12的引脚ptx01。在从mmic12的引脚ptx01处输出的信号作为延迟信号srf,sl'(t)到达主mmic11的引脚ptx03并且在主mmic11中通过分选器117进一步导送到解调器116。该信号流对应于图9b中所示的情况。在图11中，lo信号(啁啾信号)slo,sl(t)被示出为实线，信号srf,sl(t)被示出为点划线，并且信号srf,sl'(t)被示出为(厚)虚线。
如图11所示，从mmic12中的内部渡越时间延迟是τi(即，从lo101到分选器117的渡越时间)，并且由从mmic12中的分选器117到主mmic12中的分选器117的外部渡越时间延迟是τ3(总渡越时间延迟是τi+τ3)。借助于从mmic12中的解调器115，从解调的基带信号或中频信号确定差频δfs2，并且借助于主mmic11中的解调器116，从解调的基带信号或中频信号(拍频)确定差频δfm2。如在前一种情况中那样，借助于频率斜坡的斜坡陡度k可以将这些差频δfs2和δfm2相应地换算到对应的延迟时间τi和τi+τ3。在本示例中，从以下等式得到渡越时间延迟τ3(类似于等式1)：
τ3＝(δfm2-δfs2)/k(2)
理论上，在两种情况下(对于两个信号流方向)，必须为渡越时间延迟τ3计算相同的值。然而在实践中不能够忽视的是，该频率斜坡(lo信号)slo,ma(t)和slo,sl(t)可能不被同时触发，而是，从mmic12中的频率斜坡由于时钟信号sclk的渡越时间延迟τclk(见图5)——也被称为时钟延迟——总是落后于主mmic11中的相应的频率斜坡。如图6所示，时钟信号通过一个单独的线路分配给各个mmic。因此，时钟信号在从mmic中具有与lo信号不同的渡越时间延迟。在图10中，细虚线示出了从mmic12中的信号slo,sl(t)并且在图11中，细虚线示出了主mmic11中的信号slo,ma(t)。时钟延迟导致的是，该差频δfm2(参见图11)在主mmic11中被系统性地过大测量，并且差频δfs1(参见图10)在从mmic12中被系统性地过小测量。结果，时钟延迟的效果非常类似于借助于fmcw雷达系统的距离测量中的多普勒频移的效果。通过平均两个方向上的渡越时间测量(对应于图9a和9b)，可以消除所提到的系统性故障。因此，渡越时间延迟τ3从等式1和2的平均中得到：
τ3＝(δfs1+δfm2-δfm1-δfs2)/(2k)(3)
从等式1和2的差中可以以类似的方式确定时钟延迟τclk。属于渡越时间延迟τ3的相移
下面将解释借助图9中的系统确定渡越时间延迟τ3或相移
在本示例中，主mmic11中的本地振荡器被利用频率flo,ma＝flo+δf运行，而从mmic12中的本地振荡器被利用频率flo,ma＝flo运行。差频或频率偏移δf应选择得如此小，使得相关波长λ大于mmic11和12之间的线路长度l3。波长根据λ＝c/δf计算，其中，c是lo信号通过mmic11和12之间的布置在板上的线路的传播速度。由于传播速度和大约的线路长度l3是已知的，因此可以相应地调整频率偏移。因此适用δf<c/l3。
首先，选择δf＝δf1作为频率偏移。如果考虑从主mmic11到从mmic12的信号流方向(参见图9a)，那么在tx信道tx03的输出端处(即，在主mmmic12中的分选器117处)的输出信号srf,ma(t)的相位借助于解调器115测量，从中与在先前的示例中类似地，可以再次确定芯片内的渡越时间延迟τi。由主mmic11发送并到达从mmic12的信号srf,ma'(t)在从mmic12中经由tx信道tx01中的分选器117提供给解调器116，其中，在从mmic12中的解调通过lo信号slo,sl(t)(频率flo,sl＝flo,ma-δf1)实现。解调器116在其输出端处提供具有差频δf1的输出信号和相关相位
ψ1＝2π·δf1·(τi+τ3)(4)
从中可以很简单地确定渡越时间延迟τ3。这种情况在图12的上图中示出，其中示出了在主mmic11中生成并在从mmic12中解调的信号。为了验证该测量，用另一频率偏移δf＝δf2重复该测量(参见图12中的下图)。在这个示例中，频率偏移减少了25％，从中，在从mmic12(参见图9a)中的调制器112的输出端处的相位
ψ2＝2π·δf2·(τi+τ3)(5)
也相应减少，这时因为渡越时间延迟(τi+τ3)保持相同。如果相位ψ2不与频率成比例地改变，则发生从360度到零度的相位跳变，并且测量不是唯一的。在频率偏移δf与线路长度l3不匹配的情况下，则会发生这种情况。
如在前面的示例中那样，在当前情况下，也可以双向地执行测量，并且还可以考虑从该从mmic12到主mmic11(参见图9b)的信号流。通过对针对不同信号流方向获得的测量结果求平均，可以补偿例如由mmic11和12中的不相等的片上渡越时间延迟产生的故障。
使用差分方案获得更可靠的结果。也就是说，仅考虑相位变化。如果形成了在等式5和等式4之间的差，则获得
ψ2-ψ1＝2π·(δf2-δf1)·(τi+τ3)(6)
在具有不同频率偏移的多个测量中，获得类似于等式6的多个等式，
多个等式实际上通常形成超定方程组，这是因为由于噪声、测量误差等等式不会线性依赖。该方程组
ψk-ψ1＝2π·(δfk-δf1)·(τi+τ3)，其中k＝2，…n(7)可以借助已知方法求解，以便获得渡越时间延迟τi+τ3的解，例如基于最小二乘法的方案。在另一个示例中，可以对渡越时间延迟τi+τ3的结果进行平均。
图9c是图9b的示例的简化版本，其中省略了对于根据等式6和7的测量来说不需要的所有组件。如上所述，两个mmic11和12中的本地振荡器被设置到不同的频率，其中，从mmic12中的本地振荡器在频率flo,sl上振动，该频率相比主mmic11中的本地振荡器的频率flo,ma小了频率偏移δfk。将放大的(并且由于芯片内部的渡越时间延迟τi而相移的)本地振荡器信号slo,sl(t)由从mmic12作为hf信号srf,sl(t)在芯片触头ptx01(引脚或焊球)处输出并且通过线路l3向主mmic11的芯片触头ptx03传输。到达主mmic11的hf信号srf,sl'(t)由于线路l3的渡越时间延迟τ3而额外的相移，并通过耦合器117提供到解调器116，解调器利用在主mmic11中产生的本地振荡器信号slo,ma(t)将信号srf,sl'(t)解调(解调器116)。如上所述，解调器116提供频率针对偏移δfk的测量值，并且特别是针对相位ψk的测量值。这些测量值可以根据等式7评估以计算渡越时间延迟τi+τ3。芯片内部的渡越时间延迟τi可以如所描述的那样单独测量，并且对于τ3的计算可被认为是已知。可以针对多个频率偏移δfk重复测量，其中，主mmic11和从mmic12交换角色。
图13示出了主mmic11，主mmic基本上与图9a的示例相同，但在tx信道中具有前置于hf功率放大器102的附加的相位调制器106。上面参考图12提到的频率偏移δf也可以通过lo信号slo,ma(t)的相位调制来实现，而不是改变本地振荡器本身的频率。该调制频率δf出现在从mmic12中的解调中、在解调器输出端处，并且相关联的相移提供关于所寻求的渡越时间延迟τ3的信息。
图14借助于流程图示出了用于在从第一(例如主)mmic到第二(例如从)mmic(或反过来)的传输时确定lo信号的相移或渡越时间延迟的方法的一般性示例。该方法可以例如利用图7-9和13中所示的具有多个耦合的mmic的雷达系统来执行。根据图14，该方法包括在第一芯片中产生第一hf振荡器信号(参见例如图9a，mmic11中的lo信号slo,ma(t))。该第一hf振荡器信号被提供给第一芯片的tx信道(参见图14，步骤s1)。在tx信道的输出端处，由于芯片内部的渡越时间延迟，第一hf振荡器信号已经具有相移。在图9a中，在tx信道tx03的输出端处的经相移的第一hf振荡器信号由srf,ma(t)表示。该方法还包括在第二芯片中产生第二hf振荡器信号(参见图14，步骤s3，以及例如图9a，在mmic12中的lo信号slo,sl(t))。第一hf振荡器信号从第一芯片通过传输线路向第二芯片传输(参见图14，步骤s3)。该传输导致渡越时间延迟并因此导致相移。在图9a中，到达mmic12的该第一hf振荡器信号由srf,ma'(t)表示。该方法最后包括通过利用第二hf振荡器信号的解调来确定到达该第二芯片的第一hf振荡器信号的渡越时间延迟(参见图14，步骤s3)。在图9a中，该解调例如通过从mmic12中的解调器116完成。在上述示例中，所寻求的渡越时间延迟由τ3表示，并且可以例如根据等式3或者从图12中所示的相移中来确定。
如已经参考图9a和9b所述，该方法可以双向执行。在这种情况下，第二hf振荡器的信号被提供到相应另一芯片的tx信道，使得第二hf振荡器信号从第二芯片(参见图9b，mmic12)通过同一传输线路朝该第一芯片(参见图9b，mmic11)传输，如同在反过来的情况下。到达第一芯片的第二hf振荡器信号的渡越时间延迟通过利用第一hf振荡器信号的解调来确定。在图9b中，该解调例如由主mmic11中的解调器116完成。可以基于先前针对不同信号流方向确定的两个渡越时间延迟值来确定实际的渡越时间延迟，例如通过根据等式3进行平均。
第一和第二hf振荡器信号可以是啁啾信号(如图10和11所示)或具有可调恒定频率的hf信号(如图12所示)。在啁啾信号的情况下，第一hf振荡器信号(例如，在主mmic中产生)包含至少一个频率斜坡并且第二hf振荡器信号(例如，在主mmic中产生)包含至少一个相应的频率斜坡。如上所述，两个相应的频率斜坡可以具有与时钟延迟相对应的相对于彼此的延迟。第一渡越时间延迟在这种情况中基于第一拍频被确定，该第一拍频从利用该第二hf振荡器信号对到达该第二芯片的第一hf振荡器信号的解调中得到。对于反向的信号流方向，出现渡越时间延迟，并通过平均值可以消除时钟延迟的效果。此外，平均的时钟延迟可以通过平均第一和第二情况之间的差来确定。此过程方式类似于fmcw三角形方法中速度和距离的确定。此方法中的距离在这里将表示渡越时间延迟τ3并且速度表示时钟延迟。
当使用具有静态(可调恒定)频率的hf信号时，第一hf振荡器信号可具有第一频率并且第二hf振荡器信号具有第二频率，第二频率与第一频率相差了限定的频率偏移。可以通过两个mmic之一中的本地振荡器的失谐来产生该频率偏移(参见图9a和9b，振荡器101)或者通过两个hf振荡器信号之一的相位调制产生该频率偏移(参见图13中的示例，相位调制器106)。该第一渡越时间延迟在这种情况中可以基于与该频率偏移相关联的相位而被确定，该相位从利用该第二hf振荡器信号解调到达该第二芯片的第一hf振荡器信号中得到。可以针对至少一个其他频率偏移重复该测量。为此，可以改变频率偏移并且可以测量相应改变的相位(参见图12，相位ψ1和ψ2)。测量可以再次双向进行。
以下总结了这里描述的雷达系统的一些方面。显然的是，这是对技术特征不完整的而只是示例性的总结。雷达系统的示例适合于实现上述方法。根据该实施例，该系统包括具有第一hf触头的第一芯片(参见例如图9a，mmic11，引脚ptx03)和具有第二hf触头的第二芯片(参见例如图9a，mmic12，引脚ptx01)。在第一芯片中集成了第一hf振荡器，第一hf振荡器具有输出端，输出端经由至少一个tx信道耦合到第一hf触头。在第二芯片中集成了第二hf振荡器。该系统还包括传输线路(参见例如图9a，具有渡越时间延迟τ3的线路l3)，传输线路将第一芯片处的hf触头与第二芯片处的hf触头连接。在第二芯片中布置有至少一个第一解调器。第一解调器具有hf输入端以及参考输入端，hf输入端耦合到第二hf触头，参考输入端耦合到第二hf振荡器的输出端。该第一hf振荡器被构造成产生第一hf振荡器信号，该第一hf振荡器信号通过该第一hf触头、该传输线路和该第二hf触头传输到该第一解调器的hf输入端。控制单元(控制器)被构造成基于从该第一解调器获得的信息来确定到达该第二芯片的第一hf芯片振荡器信号的第一渡越时间延迟(例如根据等式3或基于图12中所示的相移)。
另一示例性实施例涉及在图6至8中所示的情况中对称构造的雷达系统，具有lo信号到主mmic中的反馈。根据这里所描述的示例，雷达系统包括载体(例如，电路板，pcb)、布置在载体上的第一芯片和至少一个第二芯片。第一芯片具有hf振荡器，该hf振荡器被构造成产生hf振荡器信号并且将该hf振荡器信号输出到第一hf输出触头。该系统还具有布置在载体上的hf分选器。hf分选器具有输入端以及第一输出端和至少一个第二输出端。第一传输线路将该第一芯片的该hf输出触头连接到该hf分选器的输入端。第二传输线路将该hf分选器的第一输出端连接到该第一芯片的hf输入端(参见例如图8，hf振荡器信号向主mmic11的反馈)。第三传输线路将该hf分选器的第二输出端连接到该第二芯片的hf输入端(参见例如图8，hf振荡器信号向从mmic12的传输)。该第二和第三传输线路在此被构造成使得该第二和第三传输线路在运行中在传输该hf振荡器信号时引起相同的渡越时间延迟。
在运行中hf振荡器信号可以经由第一芯片的hf输出触头和第一传输线路向hf分选器传输，并且经由第二传输线路和第一芯片的hf输入端反馈到hf分选器。第一芯片可以包括集成的hf分选器，该hf分选器被构造成将所反馈的hf振荡器信号继续传递给包含在该第一芯片中的该接收信道。同样地，第二芯片可以具有集成的hf分选器，该hf分选器被构造成将经由第二芯片的hf输入端接收到的hf振荡器信号继续传递给包含在该第二芯片中的该接收和发送信道。
关于上面讨论的具有多个mmic的示例雷达系统，还可以期望测量到达从mmic中(并且在主mmic中产生)的lo信号的功率。在图9a中的示例以及下面在图15中所示的示例中，到达从mmic12中的该lo信号由srf,ma'(t)表示。根据图15，这个到达的lo信号srf,ma'(t)通过耦合器17(尤其)提供给功率检测器118，耦合器布置在从mmic12的芯片触头ptx01的附近，功率检测器被构造成产生和输出表示所提供信号的功率的测量值(例如，作为直流电压信号)。这种hf功率检测器通常包括一个或多个二极管，并且本身是已知的，并且因此这里不再进一步解释。
在实践中可能出现的情况是，到达从mmic12的信号srf,ma'(t)的信号功率相比于hf功率检测器118可以产生的可靠的测量值(具有足够的信噪比)太小。为了改善这种情况，本地振荡器101也在从mmic12中被激活，本地振荡器产生lo信号slo,sl(t)，lo信号同样也被提供给耦合器117，其中两个lo信号slo,sl(t)和srf,ma'(t)的频率flo对于该测量是相同的。耦合器117被设计成使得lo信号slo,sl(t)的一部分功率也被进一步导送到hf功率检测器118，这导致lo信号slo,sl(t)和srf,ma'(t)在hf功率检测器118的输入端处叠加。总和信号slo,sl(t)+srf,ma'(t)的平均功率取决于两个信号的相位差
对于下述考虑，假设lo信号srf,ma'(t)并且可以如下建模：
在此，在不失一般性的情况下，相位φma'和φsl可以假定为零。总和信号的瞬时功率与总和信号slo,sl(t)+srf,ma'(t)的平方成比例，其中，hf功率检测器118测量瞬时功率的时间平均值。该时间平均值据此
而从主mmic11向从mmic12传输的lo信号srf,ma'(t)的所寻求的功率是相同的ama2。此处要注意的是，总和信号的功率plo明显高于单独的信号srf,ma'(t)的功率ama2。此外，功率plo是相移
当k＝2且n＝8时，获得八个测量值，测量值分别具有90°(2·2·π/8rad)的相位增量并且因此获得两个余弦曲线周期。根据测量值可以借助于离散傅立叶变换以简单的方式根据等式10计算余弦项ama·asl·cos(δφ)的振幅ama·asl。如果测量值的数量是2的幂(例如4、8、16、32等)，则可以借助于fft算法(快速傅立叶变换)高效地执行计算。只要测量值仅表示余弦曲线的一个周期(k＝1)，所寻求的值就是(例如借助于fft)计算的频谱的第二值(第一值是直流分量)。对于两个周期(k＝2)的情况，所寻求的值是计算的频谱的第三值，等等。此处要指出的是，fft只是多种可能算法中的一个例子。然而，fft算法可以相对容易地在硬件中实现。
图17是示出用于测量在雷达mmic中接收的第一hf振荡器信号的功率的方法的示例的流程图(参见图17，步骤s5)。第一hf振荡器信号可以例如是在主mmic中生成并向从mmic传输的lo信号；从mmic接收lo信号，lo信号在图15的示例中由srf,ma(t)表示。在雷达mmic中，可以借助于本地振荡器生成第二hf振荡器信号，其中，该第一hf振荡器信号和该第二hf振荡器信号具有相同的频率，然而具有相对于彼此可调整的相移(参见图17，步骤s6)。在图15的示例中，该第二hf振荡器信号是在从mmic12中生成的lo信号slo,sl(t)。第一hf振荡器信号和第二hf振荡器信号在hf功率检测器的输入端处叠加，由此形成总和信号slo,sl(t)+srf,ma(t)(参见图17，步骤s7)。借助于hf功率检测器(参见图15，功率检测器118)产生多个测量值，多个测量值代表总和信号的功率，其中，为每个测量值分配特定的相移(见图17，步骤s8)。随后，基于多个测量值确定第一hf振荡器信号的功率(参见图17，步骤s9)。这可以例如包括测量值的傅立叶变换。如上面参照图16已经阐释的，与测量值相关联的相移可以是等距的并且均匀地分布在一个或多个完整的相位旋转(即360°对应弧度2π)上，这使得能够借助于傅立叶变换进一步处理测量值。如果如在图16的图中相移分布在完整的相位旋转(例如0°，45°，90°，135°，180°，225°和315°)上，离散傅立叶变换的第二“bin”(谱值)表示所寻求的功率值(参见等式10)。如上所述，第一bin代表直流分量。
尽管已经参考一个或多个实现方案描述和说明了实施例，那么可以对所示示例进行改变和/或修改，而不脱离所附权利要求的精神和范围。特别是，关于上述组件或结构(单元，组件，装置，电路，系统等)执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语(包括对“器件”的引用)也对应于执行所描述的组件的特定功能的任何其他组件或结构，(即功能上等同)，即使它在结构上不等同于在这里示出的示例性实施方案中执行功能的所公开的结构。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！