据长伪随机码速率，在长伪随机码各码片中心时刻对数据者进行抽取并判决， 如果抽取值大于〇,则判断取值为+1;如果抽取值小于〇,则判断取值-1，得到一个短码周期 长度内的长码码片序列力…，，其中P为一个短伪随机码周期长度内长码码 片的个数。
[0048] 较佳的，在步骤10中对所述数据f进行幅度归一化之前，先对数据J进行低通滤 波，并根据滤波器的时延特性对滤波器输出数据进行时延校正，消除滤波器带来的群时延。
[0049] 较佳的，采样频率与导航卫星的导航信号生成参考频率同源。
[0050] 本发明具有如下有益效果：
[0051] (1)通过短码和长伪随机码支路与短码载波相位关系确定处理时段的长伪随机码 序列，解决了对应采样数据时段内的长伪随机码序列生成难题，从而解决了长伪随机码支 路相关损失无法测试问题。
[0052] (2)通过高速采样后，测试结果的获取依靠数字信号处理的算法来完成，测试过程 灵活，降低测试设备复杂度和成本。
[0053] (3)对扩频测距信号高速直接A/D采样。避免传统的导航卫星扩频测距信号质量 评估和导航卫星系统测试过程中将信号下变频低通滤波后采样数字处理方式，避免了模拟 下变频和低通滤波带来的恶化，引入额外的测试误差。
[0054] (4)在数字域下变频处理中，采用数字FIR低通滤波器，可以准确获取低通滤波器 的群时延，实现滤波器输出数据的群时延精确校正，避免时延误差导致长伪随机码生成的 错误，从而消除该因素导致的相位损失测试误差。
【附图说明】
[0055] 图1为本发明方法流程图；
[0056] 图2扩频测距信号采样数据的功率谱；
[0057] 图3短码信号相位捕获输出曲线；
[0058] 图4低通滤波器的幅频和相频特性曲线；
[0059] 图5低通滤波器抽头系数；
[0060]图6长伪随机码支路信号的幅度归一化后的基带波形；
[0061] 图7长伪随机码信号的理论相关曲线和实际相关曲线图。
【具体实施方式】
[0062] 下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。
[0063] 1、用高速A/D采样器对扩频测距信号进行采样，采样频率高于扩频测距信号最高 频率的两倍以上，采样持续时间不小于短伪随机码周期T，采样频率与导航卫星的导航信号 生成参考频率同源。得到的扩频测距信号中既包括长码信号，也包括短码信号，两者的相位 不同。其中的短码信号伪随机码为已知，长码信号伪随机码未知。假设扩频测距信号中心 频率为1267. 84MHz，长伪随机码短码码速率均为10. 23Mcps，其中短伪随机码周期T为lms。 用5GHz采样率采样2ms的扩频测距信号，采样后的数据功率频谱如图2所示。
[0064] 2、按照采样频率和扩频测距信号短伪随机码结构生成本地短伪随机码样本数 据：
[0065]
. (1)
[0066] 式中N表示一个短伪随机码周期的样本点数目。
[0067] 3、对采样的扩频测距信号进行短码信号的载波频率和码相位捕获，确定扩频测距 信号的载波中心频率及短伪随机码起始样本点序号；从采样的扩频测距信号截取起始的 1个短伪随机码周期长度数据：
[0068]
(2)
[0069] 根据扩频测距信号中心频率和采样频率生成1个短伪随机码周期长度的本地载 波相位数据：
[0070]
(3)
[0071] 式中fs为采样频率，h为样本点序号，h= 1，2, ;为载波初始相位，这里％取 0〇
[0072] 生成数字下变频所需要的本地载波数据：
[0073]
(4)
[0074]其中 <；?(/) =sin(cp(/))+ /-cos((p(/))，符号j表示复数的虚部。
[0075] 对截取的扩频测距信号数据进行下变频，得到扩频测距信号的基带复数数据：
[0076]
(5)
[0077]其中b(i) =dji)Xc(i);
[0078] 其中，ds⑴表示步骤3中数据尾中第i个样本点数据；
[0079] 分别对本地短伪随机码样本数据和扩频测距信号的基带复数数据进行离散傅 立叶变换处理：
[0082] 两个频域信号共辄相乘：[0083] Z(k) =X*(k)Y(k) (8)[0084] 相乘结果经过逆傅立叶变换，求幅度的平方值：
[0080] (6)
[0081] (7)
[0085]
(9)
[0086] 则结果中出现的峰值对应的位置为扩频测距信号中短伪随机码的起始样本 点。
[0087] 图3所示短码信号相位捕获输出曲线，捕获曲线中峰值对应样本点序号为 1051805,则扩频测距信号的短码伪随机码起始点就是第1051805个样本点。
[0088] 4、根据扩频测距信号数据05，再结合本地短伪随机码样本数据确定扩频测 距信号的载波中心频率及本地短伪随机码样本数据的起始样本点序号，将该起始样 本点序号作为起点，在步骤1中的扩频测距信号数据中截取长度为1个短伪随机码周期的 数据與；再根据本地短伪随机码样本数据為和数据5丨，采用相位同步方法，最终获得短 码载波初始相位估计值:(Pe。本实施例中，从样点序号1051805的点开始，截取5e6个样本 点。
[0089] 在0~JT范围内设置本地载波数据的初始相位值％，均匀取M个点，M根据精度 要求进行选取，本实施例中的取值为180或360 ;则初始相位值的所有取值为：
[0090]
(1〇)
[0091] 式中n=l，2,…，M;
[0092] 基于生成的本地载波相位数据f _^7 +秦生成数字下变频所需要 的本地载波数据V(h)=sin(ci)' (h));
[0093] 其中，h为样本点序号，h= 1,2,…，N;
[0094] 对截取的扩频测距信号离进行下变频，得到扩频测距信号的基带数据：
[0095] h1 (h) = (h)Xcr (h)；
[0096] 其中，d's(h)表示1个周期长度的扩频测距信号数据次中第h个样本点数据；
[0097] 针对M个本地载波初始相位对应的M个扩频测距信号的基带数据b' (h)，分别对 本地短伪随机码样本数据鳥进行滑动相关，计算滑动相关值，则得到M个峰值，则其中最大 峰值对应的载波初始相位即为短码载波初始相位估计值Pe。
[0098] 5、基于长码载波相位与短码载波相位的关系，结合短码载波初始相位估计值％rS 确定长码载波初始相位值平财，，其中％?为长码载波相位与短码载波相位的 规定的相位差。假设扩频测距信号为QPSK调制，其中I支路为短码信号，长伪随机码支路 超前民用支路90 °，则％/ =如+兀/2 ;
[0099] 6、根据步骤5获得的长码载波初始相位值载波中心频率&以及所述的采样 频率fs，生成一个短伪随机码周期长度的载波数据样本cQ，具体为：
[0100] 根据扩频测距信号中心频率和采样频率生成1个短码周期长度的本地载波相位 数据：
[0101] (12) (13)
[0102] 生成数字下变频所需要的本地载波数据：[0103]
[0104] 7、将步骤6获得的载波数据样本cQ与步骤3获得的数据鸟相乘，实现数字混频， 对混频后数据进行低通滤波：
[0105] 滤波器输出的数据为：
[0106]
(14)
[0107] 对滤波器输出进行时延校正后的数据为：
[0108]
(15)
[0109] 式中s为滤波器带来的群时延等效样本点个数。
[0110] 设计一个截止频率为20MHz的FIR低通滤波器，图4为低通滤波器的幅频特性曲 线和相频特性曲线。图5为低通滤波器的抽头系数和阶数，共284阶，因此导致数据的群时 延为s= 142个样本点。
[0111] 8、对数据疗进行抽取和判决，在截取数据时段内获得长码序列Ai,具体为：
[0112] 在根据长伪随机码速率，在长伪随机码各码片中心时刻对数据汐进行抽取并判 决，如果抽取值大于0,则判断取值为+1，如果抽取值小于0,则判断取值-1，得到一个短码 周期长度内的长码码片序列A? ，其中P=TXC；，（；为长伪随机码的码速 率；这里P=le