。
[0111] 并且，所述数据处理器4为DSP芯片。
[0112] 实际使用时，所述数据处理器4也可以采用其它类型的数据处理芯片，为ARM芯片 等。
[0113] 本实施例中，所述电流检测单元1包括三个分别对所述被测试电气设备的三相工 作电流分别进行实时检测的电流互感器1-1，所述电压检测单元2包括三个分别对所述被 测试电气设备的三相工作电压分别进行实时检测的电压互感器2-1。
[0114] 同时，所述电流检测单元1还包括三个分别与三个所述电流互感器1-1相接的第 一信号调理电路1-2和三个分别与三个所述第一信号调理电路1-2相接的第一低通滤波电 路1-3,三个所述第一低通滤波电路1-3均与信号采集电路3相接；所述电压检测单元2还 包括三个分别与三个所述电压互感器2-1相接的第二信号调理电路2-2和三个分别与三个 所述第二信号调理电路2-2相接的第二低通滤波电路2-3,三个所述第二低通滤波电路2-3 均与信号采集电路3相接；三个所述第一低通滤波电路1-3和三个所述第二低通滤波电路 2-3均为二阶低通滤波电路，所述二阶低通滤波电路与信号采集电路3相接。
[0115] 如图3所示，本实施例中，所述二阶低通滤波电路包括芯片U3和芯片U4,所述芯片 U3和芯片U4均为运算放大器。
[0116] 所述芯片U3的正相输入端分两路，一路经电容C2后接地，另一路经电阻R8、电容 Cl和电阻RlO后与其反相输入端相接，电阻R8与电容Cl之间的接线点为所述二阶低通滤 波电路的输入端；所述芯片U3的反相输入端经电阻R9后接地。
[0117] 所述芯片U4的正相输入端分两路，一路经电容C4后接地，另一路经电阻R12、电容 C3和电阻R14后与其反相输入端相接，电阻R12与电容C3之间的接线点经电阻Rl 1后与所 述芯片U3的输出端相接；所述芯片U4的反相输入端经电阻R13后接地，所述芯片U4的输 出端为所述二阶低通滤波电路的输出端且其与信号采集电路3相接。
[0118] 本实施例中，三个所述第一信号调理电路1-2和三个所述第二信号调理电路2-2 均为模拟信号调理电路，所述模拟信号调理电路包括偏置电路和与所述偏置电路相接的比 例运算电路，所述比例运算电路与所述二阶低通滤波电路相接。
[0119] 所述偏置电路包括芯片U1，所述芯片Ul为运算放大器且其正相输入端经电阻R4 后接地；所述芯片Ul的反相输入端分三路，一路经电阻R3后与其输出端相接，另一路经电 阻R2后接偏置电压Vin，第三路经电阻Rl后与电流互感器1-1或电压互感器2-1的输出端 相接。
[0120] 所述比例运算电路包括芯片U2,所述芯片U2为运算放大器且其正相输入端接地； 所述芯片U2的反相输入端分两路，一路经电阻R6后与其输出端相接，另一路经电阻R5后 与芯片Ul的输出端相接；所述芯片U2的输出端经电阻R7后与所述二阶低通滤波电路的输 入端相接。
[0121] 实际接线时，所述电压互感器2-1的输出端记作Uin，所述电流互感器1-1的输出 端记作I in。
[0122] 本实施例中，所述芯片U1、芯片U2、芯片U3和芯片U4均为芯片0P07。
[0123] 本实施例中，电阻R9、R10、R13和R14的阻值均为r，电阻R8和R12的阻值均为r2， 电阻R7和Rll的阻值均为，电容Cl和C3的电容值（即电抗）均为C 1，电容C2和C4的 电容值（即电抗）均为C2。
[0124] 本实施例中，由于所述数据处理器4为DSP芯片，因而通过所述模拟信号调理电 路将所检测的电流信号或电压信号均调整为OV~3V (具体为0. 5V~2. 5V)的电压信号输 入至数据处理器4,通过数据处理器4进行处理并计算得出当前时刻被测试电气设备的介 质损耗角正切值，并通过上位机5为计算得出的介质损耗角正切值进行同步显示。
[0125] 对介质损耗角正切值进行计算时，信号干扰问题一直是影响在线绝缘检测系统安 全可靠运行的重要因素，尤其是一些复杂的电磁干扰环境中微弱信号的检测难度更大，通 常的做法是设计模拟滤波器电路或采用滤波算法进行数字滤波。
[0126] 如图3所示，本实施例中，所采用的低通滤波电路为二阶低通滤波电路，并且该滤 波电路为两级压控电压源滤波电路串联而成，每一级滤波电路既引入负反馈，又引入正反 馈；当所检测信号的频率趋于0时，电容Cl和C3的电抗趋于无穷；当所检测信号的频率趋 于无穷时，电容C2和C4的电抗趋于0。
[0127] 所述二阶低通滤波电路的传递函数为：
[0129] 本实施例中，通过信号发生器SDG1020产生的电压峰-峰值（也称峰峰值，是指一 个周期内信号最高值和最低值之间的差值）为4V且频率分别为50Hz、150Hz和250Hz的 交流电压信号，对所述二阶低通滤波电路的电路性能进行测试。经测试得出，对于频率为 50Hz的交流电压信号，所述二阶低通滤波电路的输出电压基本无衰减；对于频率为150Hz 的交流电压信号，所述二阶低通滤波电路的输出电压峰-峰值为54mV，衰减比例54/4000 = 1. 35%;对于频率为250Hz的交流电压信号，所述二阶低通滤波电路的输出电压峰-峰值在 20mV以内，衰减比例小于20/4000 = 0. 5%。因此，所述二阶低通滤波电路对电网三次及三 次以上谐波的抑制效果非常明显。
[0130] 下面对传统傅里叶变换算法（以下简称"传统FFT"）与本发明采用的测试方法 (即实时傅里叶变换算法，以下简称"实时FFT"）进行对比。本发明在每个基波周期（即 20ms)内采集20个采样点的电流值和电压值，开始输入信号为峰峰值为4V且频率为50Hz 的电压信号，运行过程中突然将峰峰值变为2V。"传统FFT"和"实时FFT"这两种方法计算 得出的介质损耗角正切值，详见表1 ;并且，二者计算得出的介质损耗角正切值对比结果详 见图4。
[0131] 表1 "传统FFT"和"实时FFT"计算得出的介质损耗角正切值对比表
[0132]
[0134] 如图4所示，第52个采样点时输入的电压信号发生改变（即峰峰值从4V变为2V)， 此时采用"实时FFT"便可跟随电压信号的趋势呈现下降趋势，而"传统FFT"仍保持上一周 期（即基波周期）的计算值。因此，与"实时FFT"相比，"传统FFT"由于固有的缺陷，在信 号发生突变时会至少有一个周期（即基波周期）的延时，并且期间数据与信号实际差别非 常大。图4中横坐标为采样点数，输入信号的电压峰峰值的纵坐标为电压且其单位为V，"传 统FFT"和"实时FFT"的纵坐标均为计算得出的介质损耗角正切值。
[0135] 下面对本发明所采用"实时FFT"方法的介质损耗角正切值计算结果进行分析，并 给定所输入电流和电压的相角差分别为90° -85°、90° -80°、90° -75°、90° -70°、 90° -65° 和 90。-60°，即 δ 分别为 5°、10°、15°、20°、25° 和 30。时，采用"实时 FFT "方法对介质损耗角正切值进行计算，计算结果详见表2 :
[0136] 表2 "实时FFT"介质损耗角正切值计算结果表
[0137]
[0139] 由图2可知，采用本发明公开的"实时FFT"方法计算得出介质损 耗角正切值的最大误差非常小，具体如下：当δ = 90 ° -85 ° = 5 °时，最 大误差 el =(0· 097702-0. 0874)/0. 0874 = 11. 4 % ;当 δ = 10 ° 时，最 大误差 e2 = (0· 182562-0. 1763)/0. 1763 = 3· 5 % ;当 δ = 15。时，最大 误差 e3 = (0· 273428-0. 2679)/0. 2679 = 2.0 % ;当 δ = 20。时，最大误 差 e4 =(0· 367488-0. 3639)/0. 3639 = 0· 0098 % ;当 δ = 25。时，最大误差 e5 = (0· 445992-0. 4663)/0. 4663 = -4. 2 % ;当 δ = 30。时，最大误差 e3 = (0. 550209-0. 5773)/0. 5773 = -4. 6% ;由此能看出：采用本发明公开的"实时FFT"方法的 最高精度可保证千分级精度，常态精度可以达到5 %以内。
[0140] 以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明 技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变