专利名称：自适应数字电压调节器的制作方法
技术领域：
本发明总体涉及功率转换的领域，并且更具体地涉及数控切换模式 DC/DC转换器。
背景技术：
存在多种切换模式DC/DC功率转换器，其具有如下性质由转换器的功 率转换级内的可控切换装置的平均占空比(duty cycle)来确定平均输出电 压对输入电压的比。例子包括以连续条件模式(CCM)操作的降压(buck)、升 压、逆降压-升压、正向、以及回扫(flyback)转换器。当功率转换器上的负 载动态变化时，或当存在跟踪具有最小输出电压误差的负载中的改变的需要 时，通过连续估计输出电压误差(输出电压误差是原始(uncorrupted)输出 电压和期望输出电压之间的差)以及连续调整切换装置的占空比以补偿输出 电压误差估值中的负载条件表现(manifest)的改变，来实现这些转换器的调 节。在此情况下，调节的动作包括根据输出电压误差估值来逐循环地控制切 换装置的占空比，使得输出电压误差的幅值持续最小化。
已知为脉宽调制(P丽)调节器的用于此目的的调节机制通常合并了脉宽 控制机制和占空比控制机制，其中前者生成适于实现由后者生成的占空比的 ON脉冲。由此，占空比控制机制合并了用于估计目标占空比(目标占空比 是实质上用来实现期望输出电压的占空比)的机制。目标占空比估计机制通 常是由输出电压误差驱动的反馈机制，但其也可能是由输入电压驱动的前馈
机制，或这两者的组合。
最常使用的脉宽控制机制性质上是模拟的；也就是说，它们接收代表期 望占空比的连续可变模拟信号作为输入，并且它们输出连续可变宽度的脉 冲。如在其他目前的模拟领域中，集成电路技术的不断进步已将数字:f支术的
应用增加到功率转换的领域。结果，已开发出替代模拟P丽调节器的第一数 字PWM调节机制，并且正在商业化。这样的机制的性质是量化所生成的脉宽 -数字调节机制的时间分辨率的结果。如果调节机制的时间分辨率是△ t ，
则脉宽被约束到At的整数倍数。另外，跨越连续的ON和OFF脉冲的切换 循环也被约束到△t的整数倍数。
对于可能将数字PWM调节机制应用于功率转换器(尤其是在电池供电的 移动应用中采用的DC/DC转换器)的人们而言， 一个挑战是通过数字调节机 制来实现可接受的应用性能的挑战。脉宽的量化转变为量化的占空比，这约 束了任何占空比控制机制将输出电压波动限制到任意的应用专用电平的能 力。
为理解此挑战的性质，考虑电池供电的移动应用中的DC/DC转换器。一 般在1MHz左右设置切换频率，以最小化离散组件的尺寸和代价，并且最大 化转换器的操作效率。由此，以16MHz操作的数字P観调节机制将能够生成 0、 1/16微秒、2/16微秒、3/16微秒…16/16微秒的脉宽。假设固定切换频 率，将采用17个瞬时占空比(包括0和1)。 一种用于调节输出电压的方法 将会在两个量化的占空比之间交替， 一个小于目标占空比，另一个大于目标 占空比。在此概念的一个实施例(比较美国专利6677733 )中，占空比控制 机制检查当前的输出电压误差估值，并且如果它是正的，则对于切换装置的 下一循环，选择较小的占空比。类似地，如果当前的输出电压误差估值是负 的，则其对于切换装置的下一循环，选择较大的占空比。然而，在其最佳状 态，此占空比控制机制不能够将输出电压波动限制在可接受的等级，在此情 况下，调节器的制造商唯一明显的求助是改善调节机制的时间分辨率，即， 提高时钟频率。
即使波动在静态线和负载条件下可容忍，由于在存在增加的(尽管可容 忍)的波动的情况下提供准确的输出电压反馈的困难，在动态负载条件下也 存在难以调节的挑战。在此情况下，调节器的制造商唯一明显的求助以最小 化波动而不会影响动态性能是提高时钟频率。
但是提高时钟频率来减轻量化对输出电压误差(静态和动态)的影响， 可能危及代价和效率度量。例如，数字调节机制的复杂度以及随之而来的代 价很可能增加，也造成功率浪费。此外，如果对提高时钟频率的需要妨碍了 数字调节机制与其他电子组件的集成(在基底级上)，则增加的代价和功率 浪费将会进一步翻倍。
很清楚，存在只为了在多种DC/DC转换器中实现可接受的输出电压误差 (静态和动态)的目的而减轻对更高的时钟频率的要求的数字控制方法的需 要。
发明内容
本发明的主要目的是提供减轻对只为了在多种DC/DC转换器中实现可接 受的输出电压误差(静态和动态)而要求更高的时钟频率的数字控制方法。 为此，公开了一种数字占空比控制机制，包括用于估计输出电压误差的
机制；用于估计目标占空比的机制，新颖的占空比量化机制，用于确定用来
调节输出电压的一个或多个导通时间/关断时间对的第一集合，以及新颖的 输出电压误差驱动的选择器机制，用于通过从根据第 一集合导出的两个或更
和关断时间。
根据如下认识得出占空比量化机制的新颖性由量化切换循环(作为连 续的导通和关断时间的和的循环)的序列而产生的输出电压波动随着可用来 生成该序列的量化切换循环的数目的增加而减少；以及，在标称负载条件下， 可通过逐循环地放松(现有技术)所有切换循环为固定长度的前提，来扩展 可用的数目。例如，如果允许切换循环按照数字调节机制的时间分辨率来伸 缩，则可用的切换循环的数目增加三倍(three-fold)，同时具有相比减少输 出电压波动的潜力。
根据如下认识得出选择器机制的新颖性，在时间量化的切换环境下，控 制切换器的反馈机制基本上限于其可在切换器的每次循环中提供的有用信 息的量。例如，实现传统的固定频率脉宽调制的数字调节机制可逐循环地提 供4个位那么少。在这些环境下，当不可能(即使在稳定状态下)形成将输 出电压误差精确地驱动为O所需宽度的脉冲时，关键的是能够按照先前引用 的现有技术的教导来在误差改变符号时选取适合于将误差向回驱动到0的
量化脉冲。换言之，即时输出误差反馈必须可用于在时间量化的环境下高效 操作，即使其可靠性被限制到1位
当将这些认识组合到用于根据估计的目标占空比来确定用于调节l命出电 压的 一个或多个量化导通时间/关断时间对的第 一 集合的占空比量化才几制、 以及用于通过从根据第 一集合导出的两个或更多个量化导通时间/关断时间 对中逐循环地选取而确定切换装置的导通时间和关断时间的新颖的输出电 压误差驱动的选择器机制时，可降低由于量化引起的波动以及反馈路径中的 延迟。为解释后一点，选取导通时间/关断时间对而不是导通时间，这意味
着必须将选取分解为两个选取导通时间和关断时间；并且，可实质上即时 地采用在导通时间期间和在关断时间期间测量的反馈，以调节输出电压。 根据本发明，提供了 一种借助于切换模式DC/DC转换器来将输入电压转 换为输出电压的方法；借助于包括由控制装置导通和关断的至少一个可控切 换器的功率级，来将输入电压转换为输出电压，其特征在于，由于控制装置 的时间分辨率(At)，可控切换装置的导通时间和关断时间这两者都:f皮约束为 △ t的整数倍数。
此方法的中心是用于控制可控切换装置的占空比的占空比控制才几制，该 占空比控制装置包括用于估计输出电压误差的机制；用于估计目标占空比 的机制；以及用于为目标占空比估计而确定适合于控制所迷可控切换装置的 至少一个量化导通时间/关断时间对的第一集合的占空比量化机制(DQ)，其特 征在于，彼此独立地确定(所述第一集合中的)每个对的量化导通时间和关 断时间；即，导通时间和关断时间的和不是固定的；并且可以逐对地变化， 限于离散值的集合(Tswi) (i=l, 2， ...I),其中Tswi是At的整数倍数；以 及输出电压误差驱动的选择器机制，用于通过逐循环地从根据所述第一集合 导出的且被类似地约束的、至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中 选取导通时间/关断时间对，而确定所述可控切换装置的导通时间和关断时 间，其中按照使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式来进行所述选取。
根据本发明，提供了一种切换模式DC/DC转换器，包括
功率级，用于将输入电压转换为至少一个输出电压，功率级包括至少一 个可控切换装置；以及
控制装置，用于导通和关断所述可控切换装置，其特征在于由于控制 装置的时间分辨率(At)，可控切换装置的导通时间和关断时间这两者都被
约束为△ t的整数倍数；以及
占空比控制机制，用于控制所述可控切换装置的占空比，包括 用于估计输出电压误差的机制；以及 用于估计目标占空比的才几制；以及
占空比量化机制，用于为目标占空比估值而确定适合于控制所述可控切 换装置的至少一个量化导通时间/关断时间对的第一集合，其特征在于，彼此 独立地确定(所述第一集合中的)每个对的量化导通时间和关断时间；即， 导通时间和关断时间的和不是固定的；并且可以逐对地变化，限于离散值的 集合(Tswi) U=l, 2, ...1)，其中Tswi是At的整数倍数；以及
输出电压误差驱动的选择器机制，用于通过逐循环地乂人根据所述第一集 合导出的、至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间/ 关断时间对，而确定所述可控切换装置的导通时间和关断时间，其中按照使 得输出电压误差的幅值持续最小化的方式来进行选取。
在优选实施例中，选择器机制通过从由估计的目标占空比索引的(集合) 的表提取的两个量化导通时间/关断时间对的集合中逐循环地选取导通时间/ 关断时间对，来确定导通和关断时间；在输出电压误差估值是正的(即，输 出电压高于期望输出电压)时选取具有较低的暗示占空比的导通时间/关断时 间对，并且在输出电压误差估值是负的时选取具有较高的暗示占空比的对。
在第二优选实施例中，选择器机制通过从选择器机制根据由占空比量化 机制生成的三个量化导通时间/关断时间对的集合中逐循环地选取导通时间/ 关断时间对，来确定导通和关断时间；当输出电压误差估值最高时选取具有 最低的暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且当输出电压误差估值最低时 选取具有最高的暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且当输出电压误差估 值不是最高也不是最低时选取其余的对。
在第三优选实施例中，选择器机制通过从选择器机制根据由占空比量化 机制生成的六个量化导通时间/关断时间对的集合中逐循环地选取导通时间/ 关断时间对，来确定导通和关断时间；当输出电压误差估值最高时选取具有 最低的暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且当输出电压误差估值最低时 选取具有最高的暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且当输出电压误差估 值是相应的 一个中间值时选取其余的中间对中的 一个。
本领域技术人员将理解，可以以包括逻辑电路和/或具有合适的软件或固
件的微处理器的混合信号电路来实现本发明的数字占空比控制机制。另外， 本领域技术人员将理解，可将本发明的数字占空比控制机制应用于任何 DC/DC转换器拓朴，包括但不限于降压、升压、逆降压-升压、正向以及回 扫转换器。
以下附图和说明公开了本发明的其他方面和优点。
通过检查以下附图，可以理解本发明的各个方面和特征
图1是图解现有技术的数字占空比控制机制的框图。
图2是图解根据本发明的数字占空比控制机制的框图。
图3是图解根据本发明的数字占空比控制机制的一个实施例的框图。
图4是图解根据本发明的数字占空比控制机制的第二实施例的框图。
图5是图解根据本发明的数字占空比控制机制的第三实施例的框图。
图6是由所估计的目标占空比索引的可变频率占空比对的表。
具体实施例方式
存在多种切换模式DC/DC功率转换器，其具有如下性质由转换器的功 率转换级内的可控切换装置的平均占空比(duty cycle)来确定平均输出电 压对输入电压的比。例子包括以连续条件模式(CCM)操作的降压、升压、逆 降压-升压、正向、以及回扫转换器。当功率转换器上的负载动态变化时， 或当存在跟踪具有最小输出电压误差中的负载的改变的需要时，通过连续估 计输出电压误差(输出电压误差是原始输出电压和期望输出电压之间的差) 以及连续调整切换装置的占空比以补偿输出电压误差估值中的负载条件表 现的改变，来实现这些转换器的调节。在此情况下，调节的动作包括^^艮据输 出电压误差估值来逐循环地控制切换装置的占空比，使得输出电压误差的幅 值持续最小化。
已知P丽调节器的用于此目的的调节机制通常合并了脉宽控制机制和占 空比控制机制，其中前者生成适于实现有后者生成的占空比的ON脉冲。由 此，占空比控制机制合并了用于估计目标占空比(目标占空比是实质上用来 实现期望输出电压的占空比)的机制。目标占空比估计机制通常是由输出电 压误差驱动的反馈机制，但其也可能是由输入电压驱动的前馈机制，或这两
者的组合。
最常使用的脉宽控制机制性质上是模拟的；也就是说，它们接收代表期
望占空比的连续可变模拟信号作为输入，并且它们输出连续可变宽度的脉 冲。如在其他目前的模拟领域中，集成电路技术的不断进步已将数字技术的 应用增加到功率转换的领域。结果，已开发出替代模拟p画调节器的第一数
字PWM调节机制，并且正在商业化。这样的机制的性质是量化所生成的脉宽 -数字调节机制的时间分辨率的结果。如果调节机制的时间分辨率是A t, 则脉宽被约束到厶t的整数倍数。另外，跨越连续的ON和OFF脉冲的切换 循环也被约束到△t的整数倍数。
图1描述了现有技术的切换模式DC/DC功率转换器(比较美国专利 6677733 ),其包括功率级IOO，用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout; 固定频率控制装置150，用于导通和关断功率级IOO中包括的可控切换装置 110;以及占空比控制机制200,用于控制切换装置110的占空比。
因为控制装置150是固定频率控制装置，所以其以固定间隔Tsw来导通 切换装置110。控制装置150通过逐循环地将输入的占空比转变(如果需要) 为导通(ON)时间，来关断切换装置110。
占空比控制机制包括输出电压误差估计器230,是用于根据输出电压 误差信号生成原始输出电压误差的机制；以及输出电压误差驱动的占空比选 择器250,用于以将输出电压误差的幅值持续最小化的方式来确定切换装置 110的导通和关断时间。
在数字实现方式中，输出电压误差估计器经常采用对输出电压误差信号 进行操作的数字PID(比例微积分)滤波器的形式。PID滤波器提供了对改善 信噪比的延迟进行折衷的可能性。当必须最小化延迟时，经由二进制比较器 导出的二值输出电压误差估值可能是合适的。这是输出电压误差估计器230 的性质。在占空比控制机制200中，由占空比选择器250在每个切换循环的 结尾处对输出电压误差的估值进行采样，并且采用该值来选择下一切换循环 的占空比，由此确定切换装置110的导通和关断时间(times)。
因此，占空比选4奪器250逐循环地选取Dmin和Dmax ( Dmin和Dmax已被
指定为横跨特定于应用的输入电压的范围)；当输出电压误差估值为正时
(即，原始输出电压高于期望输出电压)选取Dmin,并且当输出电压误差 估值为负时选取Dmax。
尽管上述占空比控制机制的简单性具有吸引力，但是如果输入电压的范
围过宽，并且由此带来Dmin和Dmax的范围过宽，则占空比量化带来的输出 电压波动可能变得不能容忍。
图2描述了根据本发明的切换模式DC/DC功率转换器，其包括功率级 101,用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout;控制装置151,用于导通 和关断功率级101中包括的可控切换装置112;以及占空比控制机制201, 用于控制占空比切换装置111。
控制装置151的特征还在于，由于控制装置的时间分辨率At,可控切换 装置的导通和关断时间都被约束为At的整数倍数。因为控制装置151不是 固定频率的控制装置，所以其必须输入导通时间和关断时间，以导通和关断 切换装置111。
占空比控制机制包括目标占空比估计器/输出电压误差估计器231，是 用于根据输出电压误差信号或输入电压信号或两者的组合来估计目标占空 比DT和原始输出电压误差VE的机制；可变频率占空比量化器221，用于为 目标占空比估计而确定在目标占空比DT附近的适合于控制切换装置111的 至少一个量化占空比的第一集合(DQj, j=l,2， ...J)等；以及输出电压误差 驱动的占空比选择器211,用于通过根据占空比的第一集合DQj生成至少两 个量化占空比的第二集合(DQk, k=l，2，...K，以从最低到最高排序)、并且 从该占空比的第二集合DQk逐循环地选取占空比(及其相应的导通时间/关 断时间对)，来确定切换装置111的导通和关断时间，其中所述选取是按照 使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式。
在数字实现方式中，目标占空比估计器231经常采取对输出电压误差信 号进行操作的数字PID(比例微积分)滤波器的形式。根据本发明，替代输出 电压误差信号，或者除了输出电压误差信号之外，滤波器可以对输入电压信 号进行操作。类似地，经常将输出电压误差估计器231实现为PID滤波器。 PID滤波器提供了对改善信噪比的延迟进行折衷的可能性。当必须最小化延 迟时，即以有限可靠性的输出电压误差估计的代价，经由二进制或三进制比 较器导出的二值或三值输出电压误差估计也是简单有效的。这是输出电压误 差估计器231的性质。另外，在占空比控制机制201中，输出电压误差驱动 的占空比选择器211基于在导通时间或关断时间或这两者期间获得的输出 电压误差估值的采样来选取占空比。
在占空比选择器211基于在导通时间期间进行的输出电压误差估值的采 样来选取占空比的情况下，由占空比选择器211在切换循环已经开始之后但 在确定占空比的选取之前对输出电压误差的估值进行采样，并且(由占空比 选择器211)实时采用以实现在所选取的占空比中暗示的的关断。对于降压 转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值对称，可通过对二进制或三进制
比较器采样而直接导出输出电压误差估值。可根据DQ1和DQK的导通时间来 确定理想的误差采样时间；具体地，相对于切换循环的开始的采样时间是 1/4(0N1+0NK),舍入(如有必要)到最接近的At的倍数。必须与集合DQj 的改变一样频繁地进行采样时间的计算。
对于升压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值不对称，输出电压 误差估值的导出不是那么直接的。在此情况下，最容易根据误差电压的两个 二值采样来构造二值或三值输出电压误差估值，其中两个采样在时间上是分 离的，但被指定为使得在稳定状态下， 一个采样一般会是正的，而另一个是 负的。例如，可能在关断时间(在切换循环开始之前)之后的1/4(0FF1+0FFK) 进行第一采样，而在下一个导通时间(标记切换循环的开始)之后的1/4 (0N1 + ONK)进行第二采样，使得能够构造输出电压误差估值，并且实时选取占空比 以实现在所选的占空比中暗示的关断。如果这两个采样都是正的，则误差估 值是正的；如果两个采样都是负的，则误差估值是负的。如果一个采样是正 的且另一个是负的，则误差估值在三值估计的情况下是O,而在二值估计的 情况下是前一个值，而不改变。
电压误差估值的采样来选取占空比的情况下，在切换循环已经开始之后但在 已确定关断时间之前，由占空比选择器211对输出电压误差的估值采样一 次，并且在关断时间之后但在最终确定占空比以及其暗示的导通时间之前再 次采样。占空比选择器211采用第一采样来限制占空比的选取，如此确定关 断时间；并且采用第二采样来最终选取占空比，如此确定导通时间，标记切 换循环的结尾。在采样时立即实现这两个选择，以实时实现在所选占空比中
时间。相对于切换循环的开始的第一采样时间是1/4(0N1+0N1Q舍入(如有 必要)到最接近的At的倍数；相对于切换循环的开始的第二采样时间是 1/4(0FF1+0FFK)舍入(如有必要)到最接近的At的倍数。必须和集合DQj
的改变一样频繁地进行采样时间的计算。
因此，占空比选择器211逐循环地根据集合DQk (以及其相应的导通时 间/关断时间对)选取占空比；当总输出电压误差估值最高时选取DQ1,当 总输出电压误差估值最低时选取DQK，并且当总输出电压误差估值是相应的 中间值之一时选取其余的中间占空比中的一个。
由可变频率占空比量化器221经过两个步骤的处理来实现对于给定值D丁 的集合DQj的确定，第一步骤是列举DT附近的量化占空比，而第二步骤是 从列举的可能值中选择DQj。通过生成量化的导通时间/关断时间对的集合 而实现量化占空比的系统列举，量化的导通时间/关断时间对的特点是彼此 独立地确定(集合中的)每一对的量化导通和关断时间;即，导通时间和关 断时间的和不是固定的；并且可以逐对地变化，限于离散值的集合(Tswi) (i-l， 2， ...I),其中Tswi是At的整数倍数。此量化对的集合被普通地 (trivially)变换为量化占空比的集合。更多的切换循环可能值转化为更多 的占空比可能值，使得可以选择更接近DT (使得量化带来的输出电压波动 最小化的临界因子)的占空比DQj。基于对DT的接近度，从所列举的可能 值中选择集合DQj。如果J-l,则选取作为最接近但小于DT的占空比的DQ1 (或DQ)。如果J=2,则选取作为最接近地内括了 (bracket)DT的占空比的 DQ1和DQ2。如果J-3，则选取总体内括了 DT并且最接近DT的三个占空比 所组成的集合DQj。
由占空比选择器211经过两个步骤来实现从第一集合DQj确定占空比的 第二集合DQk,第一步骤是集合DQj的扩展，而第二步骤是从集合DQj的扩 展中选择DQk。从集合DQj到XDQj (j-l，2，…J)的扩展提供量化占空比的 全面的(comprehensive)集合，根据其，可选择有效工作集合DQk。可以以 各种方法来实现扩展。可通过设置XDQj=(m+(j-2))/n来执行非常简单的扩 展，其中DQl-m/n。为提供更精细的分辨率，可如下设置XDQj:
集合XDQj的元素数目JJ应该足够大，使得集合中的最大占空比大到足 以补偿高负栽处的寄生效应。必须与DQj的改变一样频繁地进行XDQj的计
并且 或者 并且
XDQj=(m+(j-3)/2)/n XDQj=(m+a-4)/2)/(n-l) XDQj=(m+(j-3)/2)/n
如果j是奇数 如果j是偶数, 如果j是奇数 如果j是偶数。 算。
可静态地或动态地确定占空比的工作集合DQk;也就是说，DQk可以是 XDQj的规定子集，或者可将其动态地"映射"到由负载确定的、XDQj的总 体连续的子集。在任一情况下，由占空比选择器的逻辑来确定此子集中的元 素数目K。在占空比选择器211基于在导通时间或关断时间期间进行的输出 电压误差估值的二进制或三进制采样而选取占空比的情况下，元素数目K是 2或3;在占空比选择器211基于在导通时间和关断时间这两者期间进行的 输出电压误差估值的二进制或三进制采样而选取占空比的情况下，元素数目 K的范围从4到9。在b2的情况下，XDQj的规定子集，即XDQ1和XDQJJ， 可能生成不能容忍的输出电压波动。这可能是寄生效应的人为结果 (artifact),迫使在高负载处比在低负载处有高得多的占空比。为进行补偿， 用于动态确定DQk的机制是有用的。
一种用来在K=2的情况下动态确定占空比的工作集合的简单而有效的机 制是对连续的DQ1或DQ2的数目进行计数，并且当它超出规定阈值时，通过 在XDQj中"滑动"或重定位DQk，向上或向下调整DQ1和DQ2。可替换地， 可使用在窗口中DQ1超出DQ2的计数、或DQ2超出DQ1的计数来调整DQ1和 DQ2。这两个机制可适用于其他K值。
采用可变频率占空比量化、相同循环输出电压反馈、以及动态确定占空 比的工作集合以补偿依赖于负载的寄生效应，这以最小的计算代价显著地改 善了静态和动态性能。尽管上述占空比控制机制具有性质上与现有技术的占 空比控制机制的相似的暗示的性能限制，但是基本上降低了占空比量化对性 能的影响，而没有带来应用依赖性。
图3描述了根据本发明的切换模式DC/DC功率转换器，包括功率级102, 用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout;控制装置152，用于导通和关断 在功率级102中包括的可控切换装置112;以及占空比控制机制202，用于 控制切换装置112的占空比。
控制装置152的特征还在于，由于控制装置的时间分辨率At，可控切换 装置的导通和关断时间这两者都被约束到At的整数倍数。因为控制装置 152不是固定频率的控制装置，所以其必须输入导通时间和关断时间，以导 通和关断切换装置112。
占空比控制机制包括目标占空比估计器/输出电压误差估计器232，是
用于根据输出电压误差信号或输入电压信号或两者的组合来估计目标占空
比DT和原始输出电压误差VE的机制；以及输出电压误差驱动的占空比选择 器252,用于通过根据从由估计的目标占空比DT索引的占空比对表242中 提取的量化占空比(内括了 DT的DQmin和DQmax),逐循环地选取量化占空 比(及其相应的量化导通时间/关断时间对)，来确定切换装置112的导通和 关断时间；选取是按照使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式。
在数字实现方式中，目标占空比估计器232经常采取对输出电源误差信 号进行操作的数字PID(比例微积分)滤波器的形式。根据本发明，替代输出 电压误差信号，或者除了输出电压误差信号之外，滤波器可以对输入电压信 号进行操作。类似地，经常将输出电压误差估计器232实现为PID滤波器。 PID滤波器提供了对延迟进行折衷的可能性以改善信噪比。当必须最小化延 迟时，经由二进制比较器导出的二值输出电压误差估计是简单有效的。这是 输出电压误差估计器232的性质。另外，在占空比控制机制202中，占空比 选择器252在切换循环已经开始之后但在已确定占空比的选取之前对输出 电压误差进行采样，并且(由占空比选择器252 )实时采用以实现所选取的 占空比中暗示的关断。
对于降压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值对称，可通过对二 进制比较器采样而直接导出输出电压误差估值。可根据DQfflin和DQraax的导 通时间来确定理想的误差采样时间；具体地，相对于切换循环的开始的采样 时间是1/4 (ONmin+ONmax)，舍入(如有必要)到最接近的△ t的倍数。必须 与DQ的改变一样频繁地进行采样时间的计算；但可通过将采样时间并入表 242来整体避免该计算。
对于升压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值不对称，输出电压 误差估值的导出不是那么直接的。在此情况下，最容易根据误差电压的两个 二值采样来构造二值输出电压误差估值，其中两个采样在时间上是分离的， 但被指定为使得在稳定状态下， 一个采样一般会是正的，而另一个是负的。 例如，可在关断时间(在切换循环开始之前)之后的1/4(0FFmin+0FFmax) 进行第一采样，而在下一导通时间(标记切换循环的开始)之后的 1/4(0Nmin+0Nmax)进行第二采样，使得能够构造输出电压误差估值，并且实 时选取占空比以实现所选的占空比中暗示的关断。如果这两个采样都是正 的，则误差估值是正的；如果两个采样都是负的，则误差估值是负的。如果一个采样是正的且另一个是负的，则误差估值是前一个值，而不改变。
不管降压或升压，占空比选择器252逐循环地选取DQmin和DQmax (及 其相应的导通时间/关断时间对)，其中已从通过DT索引的表242中提取了 DQmin和DQmax;当输出电压误差是正的时(即，原始输出电压高于期望输 出电压)选取DQmin，并且当输出电压误差估值是负的时选取DQmax。
在图6中描述了占空比对的表242的内容和构造。对于给定的DT值， DQmin和DQmax的确定是两个步骤的处理，第一步骤是列举DT附近的量化 占空比，第二步骤是从列举的可能值中选择DQmin和DQmax。通过生成量化 的导通时间/关断时间对的集合而实现量化占空比的系统列举，其中所述量 化的导通时间/关断时间对的特点是彼此独立地确定(集合中的)每一对的 量化导通和关断时间；即，导通时间和关断时间的和不是固定的；并且可以 逐对地变化，限于离散值的集合(Tswi) (i=l, 2, ...I),其中Tswi是At 的整数倍数。此量化对的集合被普通地变换为量化占空比的集合。更多的切 换循环可能值转化为更多的占空比可能值，使得更容易选才奪接近在DT(使 得量化带来的输出电压波动最小化的临界因子)两侧的占空比。 一种选取 DQmin和DQmax的方法是搜索DT附近的量化占空比的空间，并且选取DT两 侧的最接近者。经验告诉我们，当所选的占空比一个接近DT而另一个相对 远离时，这些选取可能有问题(关于输出电压波动)。在那种情况下，优选 的是丟弃较接近者，而选取在作为被丢弃的占空比的DT的同一 "侧，，上的 第二 (或第三)接近的占空比。 一旦确定了 DQmin和DQmax，则普通地导出 相关联的导通时间/关断时间对指定的(ON, OFF)min和(0N， OFF)max。
为估计表242的大小，考虑具有20MHz时钟的占空比控制机制控制具有 1. 25MHz (每标称切换循环16个时钟)的标称切换频率的功率级的例子，其 中允许切换循环距离标称值变化±1时钟周期。如果相对于与DQmin相关联 的导通和关断时间来编码与DQmax相关联的导通和关断时间，则所得到的表 可组织为12 x 128。
上述占空比控制机制的简单性具有吸引力。具有可用的占空比对的表的
计算优势在于适量的不经常存取的存储器的代价。但是可变频率占空比联合 和相同循环输出电压反馈的组合显著地改善了静态和动态性能。尽管上述占
空比控制机制具有性质上与现有技术的占空比控制机制的相似的暗示的性 能限制，但是基本上降低了占空比量化对性能的影响，而没有带来应用依赖性。
图4描述了根据本发明的切换模式DC/DC功率转换器，包括功率级103， 用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout;控制装置153，用于导通和关断 在功率级103中包括的可控切换装置113;以及占空比控制机制203,用于 控制切换装置113的占空比。
控制装置153的特征还在于，由于控制装置的时间分辨率At,可控切换 装置的导通和关断时间这两者都被约束到At的整数倍数。因为控制装置 153不是固定频率的控制装置，所以其必须输入导通时间和关断时间，以导 通和关断切换装置113。
占空比控制机制包括目标占空比估计器/输出电压误差估计器233,是 用于根据输出电压误差信号或输入电压信号或两者的组合来估计目标占空 比DT和原始输出电压误差VE的机制；可变频率占空比量化器223,用于确 定最接近目标占空比估值DT的量化占空比DQ;以及输出电压误差驱动的占 空比选^^器213，用于通过为每个DQ值生成三个量化占空比的集合(DQmin, DQ， DQmax，从最低到最高排序)、并且逐循环地选取DQmin或DQ或DQmax (及其相应的导通时间/关断时间对)，来确定切换装置113的导通和关断时 间，其中选取是按照使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式。
在数字实现方式中，目标占空比估计器233经常采取对输出电源误差信 号进行搡作的数字PID(比例微积分)滤波器的形式。根据本发明，替代输出 电压误差信号，或者除了输出电压误差信号之外，滤波器可以对输入电压信 号进行操作。类似地，经常将输出电压误差估计器233实现为PID滤波器。 PID滤波器提供了对延迟进行折衷的可能性以改善信噪比。当必须最小化延 迟、并且动态响应较重要时，经由三进制比较器(具有死区的二进制比较器) 导出的三值输出电压误差估计是简单有效的。这是输出电压误差估计器233 的性质。另外，在占空比控制机制203中，占空比选择器213在切换循环已 经开始之后但在已确定占空比的选取之前对输出电压误差的估值进行采样， 并且(由占空比选择器213 )实时采用以实现所选取的占空比中暗示的关断。
对于降压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值对称，可通过对三 进制比较器采样而直接导出输出电压误差估值。可根据DQmin和DQmax的导 通时间来确定理想的误差采样时间；具体地，相对于切换循环的开始的采样 时间是1/4 (0Nmin+0Nmax),舍入(如有必要)到最接近的△ t的倍数。必须
与DQ的改变一样频繁地进行采样时间的计算。
(注意到，也可根据在时间上分离、但被指定为使得在稳定状态下一个 采样一般会是正的而另一是负的的两个二值误差采样来构造三值输出电压 误差估值。)
对于升压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值不对称，输出电压 误差估值的导出不是那么直接的。在此情况下，最容易根据误差电压的两个 二值采样来构造三值输出电压误差估值，其中两个采样在时间上是分离的， 但被指定为使得在稳定状态下， 一个采样一般会是正的，而另一个是负的。
例如，可在关断时间(在切换循环开始之前)之后的1/M(0FFmin+0FFmax) 进行第一采样，而在下一导通时间(标记切换循环的开始)之后的 1/4(0Nmin+0Nmax)进行第二采样，使得能够构造输出电压误差估值，并且实 时选取占空比以实现所选的占空比中暗示的关断。如果这两个采样都是正 的，则误差估值是正的；如果两个采样都是负的，则误差估值是负的。如果 一个采样是正的且另一个是负的，则误差估值是O (不正也不负)。
不管降压或升压，占空比选择器213逐循环地选取DQmin或DQ或DQmax
(及其相应的导通时间/关断时间对)；当输出电压误差是正的时(即，原始 输出电压高于期望输出电压)选取DQmin，当输出电压误差估值是负的时选 取DQmax,并且当输出电压误差估值是G (不正也不负)时选取DQ。
由可变频率占空比量化器223经由两个步骤的处理来实现确定对于给定 的DT值的DQ，第一步骤是列举DT附近的量化占空比，第二步骤是从列举 的可能值中选择DQ。通过生成量化的导通时间/关断时间对的集合而实现量 化占空比的系统列举，其中所述量化的导通时间/关断时间对的特点是彼此 独立地确定(集合中的)每一对的量化导通和关断时间；即，导通时间和关 断时间的和不是固定的；并且可以逐对地变化，限于离散值的集合(Tswi)
(i = l, 2， ...1)，其中Tswi是At的整数倍数。此量化对的集合被普通地 变换为量化占空比的集合。更多的切换循环可能值转化为更多的占空比可能 值，使得可以选择更接近DT (使得量化带来的输出电压波动最小化的临界 因子)的占空比。将DQ选取为最接近但小于DT的占空比，并且普通地导出
其相关联的导通时间/关闭时间对。
由占空比选择器213实现DQmin和DQmax的确定。当多个选项可用时， 简单的且代价高效的选项是
设置:
<formula>formula see original document page 21</formula>并且
<formula>formula see original document page 21</formula>如上所述，三值输出电压误差估值通过将ONq调整了-1、 0或+l个时钟， 来确定导通时间。通过在相反方向上调整OFFq而暗示地确定关闭时间。这 些值允许转换器以适量的输出电压波动为代价来有效地响应线和负载条件 的改变。
第二个简单且代价高效的选项是
设置 并且 <formula>formula see original document page 21</formula>
如上所述，三值输出电压误差估值通过将ONq调整了-l、 0或+l个时钟， 来确定导通时间。通过将OFFq调整O、 0或-1来确定关闭时间。这些值允 许转换器以增加对线和负载条件的改变的灵敏度为代价来减少输出电压波 动。
上述占空比控制机制的简单性具有吸引力。此外，相同循环、三值输出 电压反馈的应用显著改善了静态和动态性能。尽管上述占空比控制机制具有 性质上与现有技术的占空比控制机制的相似的暗示的性能限制，但是基本上 降低了占空比量化对性能的影响，而没有带来应用依赖性。
图5描述了根据本发明的切换模式DC/DC功率转换器，包括功率级104， 用于将输入电压Vin转换为输出电压Vout;控制装置154，用于导通和关断 在功率级104中包括的可控切换装置114;以及占空比控制机制204,用于 控制切换装置114的占空比。
控制装置154的特征还在于，由于控制装置的时间分辨率At,可控切换 装置的导通和关断时间这两者都被约束到At的整数倍数。因为控制装置 154不是固定频率的控制装置，所以其必须输入导通时间和关断时间，以导 通和关断切换装置114。
占空比控制机制包括目标占空比估计器/输出电压误差估计器234，是 用于根据输出电压误差信号或输入电压信号或两者的组合来估计目标占空
比DT和原始输出电压误差VE的机制；可变频率占空比量化器224,用于确 定最接近目标占空比估值DT的量化占空比DQ;以及输出电压误差驱动的占 空比选择器214,用于通过为每个DQ值生成六个量化占空比的集合(DQmin、 DQmn、 DQn、 DQx、 DQmx和DQmax,从最低到最高排序)、并且逐循环地选取 DQmin或DQmn或DQn或DQx或DQmx或DQmax(及其相应的导通时间/关断时 间对)，来确定切换装置114的导通和关断时间，其中选取是按照使得输出 电压误差的幅值持续最小化的方式。
在数字实现方式中，目标占空比估计器234经常采取对输出电源误差信 号进行操作的数字PID(比例微积分)滤波器的形式。根据本发明，替代输出 电压误差信号，或者除了输出电压误差信号之外，滤波器可以对输入电压信 号进行操作。类似地，经常将输出电压误差估计器234实现为PID滤波器。 PID滤波器提供了对延迟进行折衷的可能性以改善信噪比。当必须最小化延 迟、并且静态和动态响应都重要时，从多个采样导出的更精确的输出电压误 差估计是适当的。这是输出电压误差估计器234的性质。另外，在占空比控 制机制204中，在切换循环已经开始之后但在已确定关断时间之前，由占空 比选择器214经由三进制比较器对输出电压误差的估值采样一次，并且在关 断时间之后但在最终确定占空比以及其暗示的导通时间之前，经由二进制比 较器再次采样。占空比选择器214采用第一采样来限制占空比的选取，如此 确定关断时间；并且采用第二采样来最终选取占空比，如此确定导通时间， 标记切换循环的结尾。在采样后立即实时进行这两个选择，以实现在所选占 空比中暗示的关断和导通。
对于降压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值对称，可通过对三 进制比较器采样而直接导出输出电压误差估值。可根据DQmin和DQmax的导 通时间和关断时间来确定理想的误差采样时间；具体地，相对于切换循环的 开始的采样时间是1/4 (ONmin+ONmax)，舍入(如有必要)到最接近的△ t的 倍数。必须与DQ的改变一样频繁地进行采样时间的计算。
(这里注意到，也可根据在时间上分离、但被指定为使得在稳定状态下 一个采样一般会是正的而另 一是负的的两个二值误差采样来构造三值输出 电压误差估值。另外，注意到，在使用两个二值采样来获得三值输出电压误 差估值的情况下，三值估计可被调度为当DT〉. 5时在切换导通期间，并且当 DT<. 5时在切换关闭期间。在此情况下，二值估计将会被调度为当DK. 5时
在切换导通期间，并当DT>. 5时在切换关闭期间。)
对于升压转换器，其中输出电压误差漂移关于平均值不对称，输出电压 误差估值的导出不是那么直接的。在此情况下，最容易根据误差电压的两个 二值采样来构造三值输出电压误差估值，其中两个采样在时间上是分离的， 但被指定为使得在稳定状态下， 一个采样一般会是正的，而另一个是负的。
例如，可在关断时间(在切换循环开始之前)之后的1/4 (OFFmin+OFFmax) 进行第一采样，而在下一导通时间(标记切换循环的开始)之后的 1/4(0Nmin+0Nmax)进行第二采样，使得能够构造输出电压误差估值，并且实 时选取占空比以实现所选的占空比中暗示的关断。如果这两个采样都是正 的，则误差估值是正的；如果两个采样都是负的，则误差估值是负的。如果 一个采样是正的且另一个是负的，则误差估值是0 (不正也不负)。
因此，占空比选择器214逐循环地选取DQmin、 DQmn、 DQn、 DQx、 DQmx 或DQmax (及其相应的导通时间/关断时间对)；当总输出电压误差估值最高 时选取DQmin，当总输出电压误差估值最低时选取DQmax，并且当总输出电 压误差估值是相应的中间值之一时选取其余的中间占空比。
由可变频率占空比量化器223经由两个步骤的处理来确定对于给定的DT 值的DQ，第一步骤是列举DT附近的量化占空比，第二步骤是从列举的可能 值中选择DQ 。通过生成量化的导通时间/关断时间对的集合而实现量化占空 比的系统列举，其中所述量化的导通时间/关断时间对的特点是彼此独立地 确定(集合中的)每一对的量化导通和关断时间；即，导通时间和关断时间 的和不是固定的；并且可以逐对地变化，限于离散值的集合(Tswi) (i=l， 2， ...I),其中Tswi是At的整数倍数。此量化对的集合被普通地变换为量 化占空比的集合。更多的切换循环可能值转化为更多的占空比可能值，使得 可以选择更接近DT (使得量化带来的输出电压波动最小化的临界因子)的 占空比。将DQ选取为最接近但小于DT的占空比，并且普通地导出其相关联 的导通时间/关闭时间对。
由占空比选择器213实现DQmin和DQmax的确定。当多个选项可用时， 筒单的且代价高效的选项是
设置 并且
ONmin=ONq-l x △ t 0FFmin=0FFq+2 x △ t
ONmn=ONq-1 x △ t OFFmn=OFFq
ONn=ONq ONx=ONq
ONmx=ONq+l x △ t
OFFn=OFFq+l x At OFFx=OFFq-l x △ t OFFmx=OFFq 0FFmax=0FFq—2 x △ t
ONmax=ONq+l x △ t
如上所述，三值输出电压误差估值通过将ONq调整了-1、 0或+l个时钟， 来确定导通时间。其次，二值估值通过根据两次估计的值来将OFFq调整了 +2、 +1、 0、 -1或-2个时钟，确定关闭时间。这些值允许转换器有效地响应 线和负载条件的改变，并且限制稳定状态下的输出电压波动。
上述占空比控制机制的简单性具有吸引力。此外，相同循环内两次输出 电压反馈的使用显著改善了静态和动态性能。尽管上述占空比控制机制具有 性质上与现有技术的占空比控制机制的相似的暗示的性能限制，但是基本上 降低了占空比量化对性能的影响，而没有带来应用依赖性。
尽管前述(执行P聰范例的)占空比控制机制能够提供有效的输出电压 调节，同时功率转换器以持续传导(conduction)模式来操作，但在轻微负载 下提供高效操作经常需要添加低功率或功率节省控制机制，用于当功率转换 器转变为非持续传导模式时调节输出电压。用于在非持续传导模式(DCM)下进 行调节的机制通常执行脉冲频率调制(PFM)范例，其中在固定时段内导通可控 切换器，不管输出电压误差估值何时落到规定阈值之下。在此情况下，有必 要设计一种用来检测进入和脱离DCM的转变的机制，并且实现从一个占空比 控制机制向另 一 个的平滑转变。这样的机制必须处理负载中突然以及逐步的 改变。
负载的突然恢复(从低负载状态)对电源稳压器的设计者提出了更严重 的挑战。在降压转换器的情况下，例如， 一般在输出电压的(冲击带来的) 下降触发了阈值检测机制(可能恰好是用来在PFM模式下导通切换器的机制) 时检测冲击(slam)。然后，可通过保持切换器导通直到在转换器中存储的能 量足够提供期望输出电压上的新负载(经由P画占空比控制机制)，直接实现 从PFM到PWM的转变。
然而，在升压转换器的情况下，由于升压拓朴的回扫特性，从冲击恢复 稍有点复杂。切换器不能在电容器中存储的能量足以提供新负载之前保持导 通，而必须进行循环。在此情况下的一种实现从PFM到P丽的转变的方法是
在检测到冲击时立即切换到PWM,同时占空比的序列(从上)收敛到由P丽 占空比控制机制生成的占空比的工作集合DQk。
权利要求
1、一种产生至少一个输出电压(Vout)的切换模式DC/DC转换器，包括至少一个功率级(PS)，用于将输入电压(Vin)转换为输出电压(Vout)，每个功率级包括至少一个可控切换装置(CS)；以及控制装置(CD)，用于导通和关断所述可控切换装置(CS)，其特征在于由于所述控制装置的时间分辨率Δt，所述可控切换装置(CS)的导通时间和关断时间这两者都被约束为Δt的整数倍数；以及占空比控制机制(DC)，用于控制所述可控切换装置的占空比，包括用于估计输出电压误差的机制，所述输出电压误差是原始输出电压与期望输出电压(Vdo)之间的差；以及用于估计目标占空比的机制，所述目标占空比是实质用来实现期望输出电压(Vdo)的占空比；以及占空比量化机制(DQ)，用于为目标占空比估值而确定适合于控制所述可控切换装置的至少一个量化导通时间/关断时间对的第一集合，其特征在于(所述第一集合中的)每个对的量化导通时间和关断时间的和被约束为离散值的集合{Tswi}(i＝1、2、...I)，其中I是正整数，并且Tswi是Δt的整数倍数；以及选择器机制(SM)，用于通过逐循环地从根据所述第一集合导出的且被类似地约束的、至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间/关断时间对，而确定所述可控切换装置的导通时间和关断时间，其中按照使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式来进行所述选取。
2、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是降压转换器。
3、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是多相降压转换器。
4、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是升压转换器。
5、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是逆降压-升压转换器。
6、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是上下转换器。
7、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是正向转换器。
8、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是回扫转换器。
9、 如权利要求31所述的方法，其中所述转换器是包括至少两个可控切 换装置的多输出转换器。
10、 如权利要求31所述的方法，其中所述用于估计目标占空比的才几制采用涉及输入电压(Vin)的算法。
11、 如权利要求31所述的方法，其中所述用于估计目标占空比的机制采 用涉及输出电压(Vout)的算法。
12、 如权利要求31所述的方法，其中所述占空比量化机制(DQ)在确定 是否要将预期的导通时间/关断时间对包括在为所估计的目标占空比确定的 至少一个量化导通时间/关断时间对的所述第一集合中时，考虑所述所估计的 目标占空比和由所述预期的导通时间/关断时间对所暗示的占空比之间的差。
13、 如权利要求31所述的方法，其中所述占空比量化机制(DQ)在确定是 否要将预期的导通时间/关断时间对包括在为所估计的目标占空比确定的至 少一个量化导通时间/关断时间对的所述第一集合中时，考虑在所迷所估计的 目标占空比和由所述预期的导通时间/关断时间对所暗示的占空比之间的差 相对于在所述所估计的目标占空比和由每个其他所述预期的导通时间/关断 时间对所暗示的占空比之间的差。
14、 如权利要求31所述的方法，其中所述占空比量化机制(DQ)通过存取 通过目标占空比估值索引的(集合)的表来为所述目标占空比估值确定至少 一个量化导通时间/关断时间对的第 一集合。
15、 如权利要求31所述的方法，其中至少两个导通时间/关断时间对的 所述第二集合是正好j(j-l、 2、…J)对的集合，按照它们暗示的占空比从最 低到最高排序；以及其中输出电压误差估值是j值的，并且从最高到最低排序；以及 其中选择器机制(SM)在当前输出电压误差估值是最高时选取具有最低的 暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且在当前输出电压误差估值是最低时 选取具有最高的暗示占空比的导通时间/关断时间对，并且在当前输出电压误 差是相应的中间值中的 一个时选取其余的中间对中的 一对。
16、 如权利要求31所述的方法，其中生成当前输出电压误差估值，并且 从至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间/关断时间 对，这在切换循环已开始之后、且在所选对中暗示的关断时间之前进行。
17、 如权利要求31所述的方法，其中生成当前输出电压误差估值，并且 从至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间/关断时间 对，这在切换循环已开始之后、且在所选对中暗示的关断时间之后进行。
18、 如权利要求31所述的方法，其中至少两个导通时间/关断时间对的 所述第二集合是正好2对的集合，按照它们暗示的占空比从低到高排序；以 及其中输出电压误差估值是二值的高和低；以及其中选择器机制(SM)在当前输出电压误差估值是高时选取具有低的暗示 占空比的导通时间/关断时间对，并且在当前输出电压误差估值是低时选取具 有高的暗示占空比的导通时间/关断时间对。
19、 如权利要求18所述的方法，其中生成当前输出电压误差估值，并且 选取导通时间/关断时间对，这在切换循环已开始之后、且在所选对中暗示的 关断时间之前进行。
20、 如权利要求19所述的方法，其中所估计的输出电压误差是二进制比 较器的输出。
21、 如权利要求31所述的方法，其中动态地调整至少两个量化导通时间 /关断时间对的第二集合，以补偿依赖于负载的寄生效应。
22、 如权利要求21所述的方法，其中被采用来调整至少两个量化导通时 间/关断时间对的第二集合的机制采用至少一个计数器和至少一个比较器。
23、 如权利要求31所述的方法，其中通过选择器机制(SM)约束至少两个 量化导通时间/关断时间对的第二集合，以防止过量的电磁干扰(EMI)。
24、 如权利要求23所述的方法，其中所述约束采取如下要求的形式由 所述导通时间/关断时间对暗示的切换循环中的最长者与最短者最多有nxAt(n=l、 2、 .，.N)的不同。
25、 如权利要求31所述的方法，其中以微处理器上的软件来实现用于估 计输出电压误差的机制的功能性中的一些。
26、 如权利要求31所述的方法，其中以微处理器上的软件来实现用于估 计目标占空比的机制的 一 些功能性。
27、 如权利要求31所述的方法，其中以微处理器上的软件来实现占空比 量化机制(DQ)的一些功能性。
28、 如权利要求31所述的方法，其中以微处理器上的软件来实现选择器 机制(SM)的一些功能性。
29、 如权利要求3所述的方法，其中所述选择器机制还操作来确保按照 标准多相方法来实现多相降压转换器的每相的排序。
30、 如权利要求9所述的方法，其中所述选择器机制还操作来确保不会 同时导通可控切换装置。
31、 一种借助于切换模式DC/DC转换器来将输入电压转换为输出电压的 方法；借助于包括由控制装置(CD)导通和关断的至少一个可控切换装置(CS) 的功率级(PS),来将输入电压(Vin)转换为输出电压(Vout)，其特征在于由于所述控制装置的时间分辨率A t,所述可控切换装置(CS)的导通时间 和关断时间这两者都被约束为At的整数倍数；以及占空比控制机制(DC),用于控制所述可控切换装置的占空比，包4舌用于估计输出电压误差的机制，所述输出电压误差是原始输出电压与期 望输出电压(Vdo)之间的差；以及用于估计目标占空比的机制，所述目标占空比是实质用来实现期望输出 电压(Vdo)的占空比；以及占空比量化机制(DQ)，用于为目标占空比估计而确定适合于控制所述可 控切换装置的至少 一个量化导通时间/关断时间对的第 一集合，其特;f正在于 (所述第一集合中的)每个对的量化导通时间和关断时间的和被约束为离散 值的集合(Tswi) (i=l、 2、 ...I),其中I是正整数，并且Tswi是At的整数 倍数；以及选择器机制(SM)，用于通过逐循环地从根据所述第一集合导出的且被类 似地约束的、至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间 /关断时间对，而确定所述可控切换装置的导通时间和关断时间，其中4安照使 得输出电压误差的幅值持续最小化的方式来进行所述选取。
全文摘要
一种数控DC/DC转换器包括至少一个切换模式功率级，用于将输入电压(Vin)转换为输出电压(Vout)；功率级包括由具有时间分辨率△t的控制装置导通和关断的至少一个可控切换装置。转换器还包括占空比控制机制，用于控制可控切换装置的占空比，占空比控制机制包括用于估计输出电压误差的机制；用于估计目标占空比的机制；以及占空比量化机制，用于为目标占空比估计而确定适合于控制可控切换装置的量化导通时间/关断时间对的第一集合；以及选择器机制，用于通过逐循环地从根据所述第一集合导出的、至少两个量化导通时间/关断时间对的第二集合中选取导通时间/关断时间对，而确定所述可控切换装置的导通时间和关断时间，其中按照使得输出电压误差的幅值持续最小化的方式来进行选取。为补偿依赖于负载的寄生效应，持续地调整量化导通时间/关断时间对的第二集合，以确保在所有负载水平上的最优性能。
文档编号G05F1/618GK101111811SQ200580047575
公开日2008年1月23日 申请日期2005年11月30日 优先权日2004年12月8日
发明者保罗·F·金 申请人:基亚维福里斯特有限责任公司