专利名称：一种可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，属于集成电路技 术领域。
背景技术：
在集成有模拟和数字电路的片上系统(以下简称S0C)中，尤其是在具有射频、模 拟和数字的片上SOC系统中，存在以下三个原因需要片上低压差稳压器(以下简称LD0)。首 先，模拟电路和数字电路可能需要不同的电源电压，并且这两者的电压和片外电源能够提 供的电压可能并不吻合，因此需要片上LDO来给系统内部不同模块提高不同的片上电压。 其次，在SOC系统中如果没有片上LD0，电源电压的噪声将非常的大，因此需要具有低噪声 电压输出的片上LDO来提供干静的电源电压。最后，在片上SOC系统中，如果没有LD0，那么 不同模块之间通过电源线的串扰非常之大，因此需要具有高电源纹波抑制的片上LDO来阻 断片上不同模块之间通过电源线的串扰。另外，至少存在以下两点原因需要片上LDO具有输出具有数控可调节的功能。首 先，如果片上LDO输入电压能够数控调节，那么对于由该LDO提供电源电压的模块来说，具 有更大的设计、测试的灵活性。其次，通常能够为LDO提供低噪声参考电压的电路，都是容 易受到工艺、温度等条件的影响，因此需要片上LDO的输出具有数控调节功能，从而能够校 准片上LDO保证其输出电压的精度。
发明内容
本发明的目的是提出一种可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，采用 MOS管阈值电压(以下简称Vth)倍乘器的电路来提供误差放大器的参考电压，该Vth倍乘 器能够提供低噪声的参考电压，从而保证片上LDO输出一个低噪声的电压。本发明提出的可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，包括参考电压产生电路，由外部电源供电的偏置电路、低压差稳压器输出电压供电的 偏置电路、偏置电流切换电路和数控调节电路组成，其中所述的外部电源供电的偏置电路 用于产生第一偏置电流，所述的低压差稳压器输出电压供电的偏置电路用于产生第二偏置 电流，所述的数控调节电路根据用户对低压差稳压器输出电压的要求产生一个调节信号， 所述的偏置电流切换电路用于根据数控调节电路的控制信号对第一偏置电流和第二偏置 电流进行选择后产生第一偏置电压、第二偏置电压和一个参考电压；误差放大器，由第一误差放大器和第二误差放大器组成，第一误差放大器和第二 误差放大器的输出端相连，其中所述的第一误差放大器由外部电源供电，用于接受来自参 考电压产生电路产生的第一偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈 电压，并且对参考电压和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压，其中所述 的第二误差放大器由低压差稳压器输出电压供电，用于接受来自参考电压产生电路产生的 第二偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈电压，并且对参考电压和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压；低压差稳压器输出电路，由大PMOS管、频率补偿电路、电阻分压电路和电源滤波 电路组成，其中所述的大PMOS管的源极与外部电源相连，大PMOS管的栅极与误差放大器的 输出电压相连，大PMOS管的漏极同时与低压差稳压器的输出端、电源滤波电路、频率补偿 电路的输入端和电阻分压电路的输入端相连，其中所述的频率补偿电路的输出端同时与电 阻分压电路的输出端和误差放大器相连，用于保证低压差稳压器反馈电压的稳定，其中所 述的电阻分压电路用于从低压差稳压器的输出电压中分出反馈电压，其中所述的电源滤波 电路用于低压差稳压器输出电压进行滤波。本发明提出的可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，所设计的LDO通过 控制Vth倍乘器中的电阻来控制片上LDO的参考电压，从而能够数控调节片上LDO的输出 电压。数控调节功能能保证LDO在不同的工作条件下，使输出电压更好地满足设计要求。本 发明所设计的LDO为保证其高电源纹波抑制，在LDO上电之初，当LDO输出电压建立到一定 幅度之后，该LDO通过一种模拟的电流切换电路，使得原本由外部电源供电的LDO的参考电 压电路和部分误差放大器中电路的电源由原来的外部电源切换到片上LDO的输出。因此本 发明具有优良的电源纹波抑制性能。
图1是本发明提出的可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器的结构框图。图2是图1中偏置电路的一种实施方式。图3是图1中偏置电流切换电路的一种具体实现形式。图4是图1中误差放大器的一种具体实现形式。图5是图1中低压差稳压器输出电路的一种具体实现形式。
具体实施例方式本发明提出的可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，其结构框图如图1 所示，包括参考电压产生电路，由外部电源供电的偏置电路、低压差稳压器输出电压供电的 偏置电路、偏置电流切换电路和数控调节电路组成，其中所述的外部电源供电的偏置电路 用于产生第一偏置电流，所述的低压差稳压器输出电压供电的偏置电路用于产生第二偏置 电流，所述的数控调节电路根据用户对低压差稳压器输出电压的要求产生一个调节信号， 所述的偏置电流切换电路用于根据数控调节电路的控制信号对第一偏置电流和第二偏置 电流进行选择后产生第一偏置电压、第二偏置电压和一个参考电压；误差放大器，由第一误差放大器和第二误差放大器组成，第一误差放大器和第二 误差放大器的输出端相连，其中所述的第一误差放大器由外部电源供电，用于接受来自参 考电压产生电路产生的第一偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈 电压，并且对参考电压和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压，其中所述 的第二误差放大器由低压差稳压器输出电压供电，用于接受来自参考电压产生电路产生的 第二偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈电压，并且对参考电压 和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压；
低压差稳压器输出电路，由大PMOS管、频率补偿电路、电阻分压电路和电源滤波 电路组成，其中所述的大PMOS管的源极与外部电源相连，大PMOS管的栅极与误差放大器的 输出电压相连，大PMOS管的漏极同时与低压差稳压器的输出端、电源滤波电路、频率补偿 电路的输入端和电阻分压电路的输入端相连，其中所述的频率补偿电路的输出端同时与电 阻分压电路的输出端和误差放大器相连，用于保证低压差稳压器反馈电压的稳定，其中所 述的电阻分压电路用于从低压差稳压器的输出电压中分出反馈电压，其中所述的电源滤波 电路用于低压差稳压器输出电压进行滤波。以下结合附图，介绍本发明的内容。如图1所示的是本发明提出的可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器的 结构框图，本发明由三大部分组成，这三部分分别是参考电压产生电路、误差放大器电路和 低压差稳压器输出电路。偏置电流切换电路的实质是偏置电压切换电路。通过参考电压产 生电路中的可调电阻R304数控调节LDO的参考电压，从而能够调节数控调节LDO的输出电 压。误差放大器电路可以理解为两个不同时工作的误差放大器，分别是第一误差放大器和 第二误差放大器，第一误差放大器是通过外部电源供电的而第二误差放大器则是由LDO输 出电压来供电。实际上第一误差放大器和第二误差放大器并不是完全分开，两者共享了很 大一部分电路，具体细节之后有详细的阐述。究竟是第一误差放大器工作还是第二误差放 大器工作，是由偏置电流切换电路通过输入给第一误差放大器和第二误差放大器的偏置电 压来控制的。另外参考电压产生电路为误差放大器电路提供参考电压，连接到第一误差放 大器和第二误差放大器的负端。误差放大器输出电压控制低压差稳压器输出电路的大PMOS 管，大PMOS管输出电压就是LDO输出电压，该电压经过电阻分压网络分压得到的电压输出 到第一误差放大器和第二误差放大器的正端，从而形成了 LDO的反馈控制环路。由于该LDO 的反馈控制环路是二级环路，为保证其稳定性，通常需要频率补偿电路。通常LDO输出都会 有电源滤波电容滤除LDO输出的高频噪声，如图1中电源滤波模块所示。图2所示是图1中偏置电路的一种实施方式，当然偏置电路包含但是不限于图2 所示电路的实现方法。偏置电路的输出为电流，输出到图1中的偏置电流切换电路中，在图 3的实现中，即分别替换了图3中的电流105和电流106。图1中两个偏置电流模块通常可 以采用相同的电路实现形式，但是也可以采用不同的实现形式。电阻R201，NMOS管M202、 M203构成Vt/R电流源，而电阻R204决定通过NMOS管M202的直流电流，从而决定该MOS管 的栅源电压。图3是图1中偏置电流切换电路的一种具体实现形式。图3中有三个输出电压，分 别是两个偏置电压VPBl和VPB2，以及一个参考电压VREF。这里的电流切换电路是由图3中 两个Vth倍乘器构成的，其中1个Vth倍乘器是由电阻R303、数控电阻R304、NM0S管M302、 M305和M306构成。该Vth倍乘器电路由电流源105经过PMOS电流镜M312、M313折叠提 供偏置电流，而其输出电流则流经漏栅相接的PMOS管M314产生偏置电压VPBl。NMOS电容 M327的作用是保证该Vth倍乘法器负反馈环路的稳定性，该负反馈环路从NMOS管M302的 栅极经过匪OS管M302、M305到M305的栅极，然后通过NMOS管M306和数控电阻R304回到 M302的栅极。特别值得说明的是，上述Vth倍乘器的电流是由片外电压提供的。另外一个 Vth倍乘器电路则是由电阻R303、数控电阻R304、NM0S管M301、M307和M308构成。该Vth 倍乘器电路由电流源106经过PMOS电流镜M309、M310折叠提供偏置电流，而其输出电流则流经漏栅相接的PMOS管M311产生偏置电压VPB2。NMOS电容M328的作用是保证该Vth倍 乘法器负反馈环路的稳定性，该负反馈环路从NMOS管M302的栅极经过NMOS管M301、M307 到匪OS管M308的栅极，然后通过匪OS管M308和数控电阻R304回到匪OS管M302的栅极。 与前一个Vth倍乘器不同，上述Vth倍乘器的电流是由LDO输出电压提供的。电阻R303和 数控电阻R304是两个Vth倍乘器共享的，两个Vth倍乘器因此具有公共的输出参考电压 VREF0所谓切换电流是指通过数控电阻R303和数控电阻R304的电流通过NMOS管M306和 M308进行切换，如果电流经过NMOS管M306流向PMOS管M314，则VPBl提高有效的偏置。反 之如果该电流经过NMOS管M308流向PMOS管M311，则VPB2提高有效的偏置。具体如何控 制上述切换电流的动作将在之后进行阐述。图4是图1中误差放大器的一种具体实现形式，该误差放大器实质上包括了由外 部电源提供电流的第一误差放大器和由LDO输出电压提供电流的第二误差放大器。第一 误差放大器由差分输入PMOS管M410、M411，尾电流源M419，匪OS电流源M407、M408，电阻 R403、R404,共栅NMOS管M412、M413、M414、M415，以及作为有源负载的PMOS电流镜M422、 M423构成。另外该放大器还有由PMOS电流镜M420、M421，NM0S管M405、M406、M409、M4100 以及电阻R401、R402构成的偏置电路。而第二误差放大器由差分输入PMOS管M410、M411， 尾电流源 M416，NMOS 电流源 M407、M408,电阻 R403、R404,共栅 NMOS 管 M412、M413、M414、 M415，以及作为有源负载的PMOS电流镜M422、M423构成。另外该放大器还有由PMOS电流 镜M417、M418，匪OS管M405、M406、M409、M4100以及电阻R401、R402构成的偏置电路。实 际上如图4所示，第一误差放大器和第二误差放大器共享了很大一部分电路，但是从电源 纹波抑制来说，两者有很大的差别。当LDO切换到第二种状态，误差放大器或者说整个LDO 除了 PMOS电路镜M422、M423连接到外部电源上之外，其余的电路和偏置都由LDO输出电压 来提供电流，因此能够大大的提高LDO的电源纹波抑制。另外电容M424的目的是用来进行 频率补偿的，并且和NMOS管M413、M415构成零点，改善环路的相位裕量。图5是图1中低压差稳压器输出电路的一种具体实现形式，基本由下列模块组成 大PMOS管、电阻分压电路、电源滤波电路以及频率补偿电路。大PMOS管M112漏极连接到 LDO输出电压，该电压经过电阻R502和R501分压然后反馈到误差放大器的正端输入，而误 差放大器的输出控制大PMOS管M112的栅极，从而形成LDO的反馈控制环路。图5表示的是 传统结构的LDO结构，本发明所设计的LDO也是采用这种最为传统的基本框架结构，同时还 具有另外三个特点首先，本发明的LDO采用基于Vth倍乘器结构来提供低噪声的LDO参考 电压；其次，该LDO输出电压能够数控调节，在具体电路实现中，该功能是通过调节作为LDO 参考电压的Vth倍乘器的电阻从而来调节LDO的输出电压的。最后，在上电之初，该LDO能 够通过偏置电压的切换电路将参考电压产生电路、误差放大器偏置电路以及差分输出对的 电源从原来的外部电源切换到LDO自身提供的输出，从而能够保证该LDO能够具有很好的 电源纹波抑制。以下介绍图1中所示的偏置电流切换电路的具体工作过程。本发明的LDO具有 两个工作状态，刚上电时，在LDO输出电压没有建立到一定幅度之前，由LDO输出供电的偏 置电流电路、参考电压产生电路以及第二误差放大器都不能够工作，此时的LDO和传统的 LDO工作模式几乎没有任何区别；而当LDO输出电压建立到一定幅度之后，偏置电流切换电 路发生切换动作之后，LDO输出供电的偏置电流、参考电压产生电路以及第二误差放大器开
6始工作，并且有部分电路在切换动作之后将不再工作，具体说来就是图1所示第一误差放 大器。下面来分析偏置电流切换的具体过程之前已经有过阐述，2个Vth倍乘器共享电阻 R303和数控电阻R304。所谓电流切换是指发生在图3中输出参考电压VERF节点，通过上 述两个共享电阻的电流在NMOS管M306和M308之前切换。如果电流切换到NMOS管M305， 那么电流在PMOS管M314产生偏置电压VPBl ；而PMOS管M311由于没有电流通过，从而处 于关断的状态。此时，在图4中的PMOS电流源M419、M420、M421工作，而此时PMOS电流 源M416、M417、M418关断。此时即相当于图1中第二误差放大器没有工作，而第一误差放 大器处于工作状态。相反如果电流切换到NMOS管M306，那么电流在PMOS管M311产生偏 置电压VPB2 ；而PMOS管M314由于没有电流通过，从而处于关断的状态。此时，在图4中的 PMOS电流源M416、M417、M418工作，而此时PMOS电流源关断M419、M420、M421。此时即相 当于图1中第一误差放大器没有工作，而第二误差放大器处于工作状态。那么究竟上述的 偏置电流切换过程是如何被控制发生的？问题的关键在于需要电路需要以下两个条件条 件1，NM0S管M301的长度(以下记为L)远远大于NMOS管M302的L，而NMOS管M301的宽 长比W/L远远小于NMOS管M302的W/L。条件2，NMOS管M308的衬底和源极相连。当满足 条件1时有以下两个结果结果1，如果NMOS管M301、M302通过的电流近似相等的话，那么 NMOS管M301的Vgs电压远远高于NMOS管M302的Vgs电压，这个结果将直接导致NMOS管 M307的栅极电压高于NMOS管M305的栅极电压，从而保证电流能够流向NMOS管M308，而不 是NMOS管M306 ；结果2 =NMOS管M301的Vth比NMOS管M302的Vth小，这个结果能够保证 的是在状态没有切换之前，NMOS管M301不会被关断。否则如果NMOS管M301被关断，将不 能保证由电阻R303、数控电阻R304、NM0S管M301、M307和M308构成的Vth倍乘器工作，也 就不能保证上述结果1，即不能保证NMOS管M301的Vgs电压远远高于NMOS管M302的Vgs 电压。当满足条件2时，即NMOS管M308衬底源极短接时，NMOS管M308的Vth将小于NMOS 管M307的Vth，这样有助于电流完全切换到NMOS管M308，从而保证第二误差放大器工作， 而第一误差放大器完全关断。NMOS电容M327、M328的作用是分别保证上述2个Vth倍乘 器环路的稳定性。
权利要求
一种可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，其特征在于该稳压器包括参考电压产生电路，由外部电源供电的偏置电路、低压差稳压器输出电压供电的偏置电路、偏置电流切换电路和数控调节电路组成，其中所述的外部电源供电的偏置电路用于产生第一偏置电流，所述的低压差稳压器输出电压供电的偏置电路用于产生第二偏置电流，所述的数控调节电路根据用户对低压差稳压器输出电压的要求产生一个调节信号，所述的偏置电流切换电路用于根据数控调节电路的控制信号对第一偏置电流和第二偏置电流进行选择后产生第一偏置电压、第二偏置电压和一个参考电压；误差放大器，由第一误差放大器和第二误差放大器组成，第一误差放大器和第二误差放大器的输出端相连，其中所述的第一误差放大器由外部电源供电，用于接受来自参考电压产生电路产生的第一偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈电压，并且对参考电压和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压，其中所述的第二误差放大器由低压差稳压器输出电压供电，用于接受来自参考电压产生电路产生的第二偏置电压和参考电压，以及来自低压差稳压器输出电路的反馈电压，并且对参考电压和反馈电压进行比较和放大，得到误差放大器的输出电压；低压差稳压器输出电路，由大PMOS管、频率补偿电路、电阻分压电路和电源滤波电路组成，其中所述的大PMOS管的源极与外部电源相连，大PMOS管的栅极与误差放大器的输出电压相连，大PMOS管的漏极同时与低压差稳压器的输出端、电源滤波电路、频率补偿电路的输入端和电阻分压电路的输入端相连，其中所述的频率补偿电路的输出端同时与电阻分压电路的输出端和误差放大器相连，用于保证低压差稳压器反馈电压的稳定，其中所述的电阻分压电路用于从低压差稳压器的输出电压中分出反馈电压，其中所述的电源滤波电路用于低压差稳压器输出电压进行滤波。
全文摘要
本发明涉及一种可数控的低噪声高电源纹波抑制低压差稳压器，属于集成电路技术领域。包括由外部电源供电的偏置电路、低压差稳压器输出电压供电的偏置电路、偏置电流切换电路和数控调节电路组成的参考电压产生电路，由第一误差放大器和第二误差放大器组成的误差放大器，以及由大PMOS管、频率补偿电路、电阻分压电路和电源滤波电路组成的低压差稳压器输出电路。本发明的低压差稳压器，通过控制Vth倍乘器中的电阻控制片上LDO的参考电压，从而数控调节片上LDO的输出电压。数控调节功能能保证LDO在不同的工作条件下，使输出电压更好地满足设计要求。本发明所设计的LDO具有低噪声、高电源纹波抑制、可数控等特点。
文档编号G05F1/56GK101881983SQ20101014789
公开日2010年11月10日 申请日期2010年4月16日 优先权日2010年4月16日
发明者张国先, 张龙, 牟英良, 王佳, 罗可欣, 解学明, 陈琳 申请人:北京利云技术开发公司