专利名称：具有高psrr的耦合容忍的精确电流基准的制作方法
技术领域：
本发明的实施例通常涉及被配置成产生精确基准电流的电压-电流转换器电路以及产生精确基准电流的方法。
背景技术：
许多类型的集成电路需要精确电流基准。这种精确电流基准经常使用电压-电流 (V-I)转换器来产生，其实例被示出于
图1A-1C和图2并参照这些图予以描述。在这些附图中，需要精确基准电流的电路实例一般被图示为用Z_load标示的负载。在图IA中，放大器AMP的非反相⑴输入接收一基准电压Vref。放大器AMP的输出驱动NMOS晶体管Ml的栅极。放大器AMP (例如运算放大器)的反相(-)输入连接于晶体管Ml的源极。精确电阻器R_preCisi0n连接在晶体管Ml的源极和接地点(gnd)之间。 负载Z_Load连接在电源电压Vsupply和晶体管Ml的漏极之间。负载Z_load的实例包括但不局限于电阻器、电流镜输入、数-模转换器(DAC)的基准、模-数转换器(ADC)的基准以及用来产生斜坡电压的电容器。在图2中，放大器AMP的反相㈠输入接收一基准电压Vref。放大器AMP的输出驱动PMOS晶体管M2的栅极。放大器AMP的非反相(+)输入连接于晶体管M2的漏极。精确电阻器R_preCisi0n连接在晶体管M2的漏极和接地点(gnd)之间。负载Z_Load连接在电源电压Vsupply和晶体管M2的源极之间。图IA和图2的电路均使用单一增益缓冲器配置中的高增益电压放大器AMP将基准电压Vref复制至精确电阻器ILprecision。精确电阻器Imprecision被用来规定基准电流的量级。流过精确电阻器ILprecision的结果电流流过导通晶体管器件Ml或M2并流入负载Z_Load。图2中的电路对于某些场合具有优势；然而由于电源电压Vsupply的任何干扰都直接调制晶体管M2的栅极-源极电压并造成负载Z_Load中的电流改变，因此这种电路具有低劣的电源抑制。因此，对于需要高电源抑制比(PSRR)的场合，图IA的电路经常是优选的。图IA所示的V-I电路有助于形成极好的精确电流基准，因为仅有的误差来源是放大器AMP(例如运算放大器)的偏移电压以及精确外部电阻器ILprecision的容限。然而，图IA电路的现实问题可从图IB看出。参见图1B，AMP、晶体管Ml和负载Z_Load被图示为位于集成电路(IC)封装件(IC封装件也被称为芯片)内。精确电阻器ILprecision 被图示为位于印刷电路(PC)板上的IC封装件外侧，并通过封装件引脚而连接于IC封装件 (更具体地说是连接于晶体管Ml的源极)。由于精确电阻器ILprecision位于PC板上而不是IC封装件内，因此存在相邻引脚和/或附近信号将噪声或尖刺容性耦合入V-I电路并引起误差的可能性。例如，如果存在高速比较器将晶体管Ml的漏极处的电压与芯片上的另一信号进行比较，则进入封装件引脚的耦合信号可能使比较器失效。对于另一实例，如果基准用作模数转换器(ADC)或数模转换器(DAC)的基准电流，则耦合噪声可能表现为位的有效比特个数的劣化。在图IB中，耦合噪声被建模为电压源V0，而寄生电容被建模为电容器 C_parasitic。这一寄生电容可能诸如因为封装件的引脚-引脚电容和/或PC板上的迹线-迹线电容而出现。还应注意，从负电源向正电源非常快摆动的数字信号以及切换大电流(例如切换模式电源或栅极驱动器的输出)的信号可能在重新耦合入芯片时产生问题。需要抑制耦合入封装件引脚的噪声，这种需要因为耦合噪声不能与精确电阻器[ precision中的变化进行区分这一情况而变得复杂，并且放大器AMP的反馈迫使通过寄生电容注入的全部电流流入负载Z_load。
发明内容
本发明的特定实施例针对被配置成接收基准电压(Vref)并为负载(Z_Load)产生精确基准电流(Idc)的电压-电流转换器电路。参见图3C，根据一个实施例，电压-电流 (V-I)转换器电路包括放大器(AMP)，该放大器包括非反相(+)输入、反相(_)输入以及输出。V-I转换器电路还包括晶体管(M1)，该晶体管(Ml)包括控制端子(栅极或基极)、第一电流路径端子(源极或发射极)以及第二电流路径端子(漏极或集电极)，在第一和第二电流路径端子之间具有一电流路径，其中晶体管(Ml)的控制端子(栅极或基极)由放大器(AMP)的输出来驱动。另外，V-I转换器电路包括第一电容器(Cl)、第一电阻器(Rl)和第二电阻器(似)。第一电容器(Cl)连接在放大器的反相(_)输入和晶体管(Ml)的第一电流路径端子(源极或发射极)之间。第一电阻器(Rl)包括连接于放大器(AMP)的反相 (-)输入的第一端子。第二电阻器(似)包括连接于晶体管(Ml)的第一电流路径端子(源极或发射极)的第一端子以及连接于第一电阻器(Rl)的第二端子的第二端子。精确基准电流(Idc)产生在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极)上。根据一个实施例，V-I转换器电路还包括连接在第二电阻器(R2)的第二端和低电压干线(例如接地线) 之间的第三电阻器(RO)以及与第三电阻器(RO)并联的第二电容器(CO)。在一个实施例中，精确基准电流(Idc)，其中Idc = Vref/RO，能由负载(Z_load) 用作为基准电流，负载(Z_load)连接在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极) 和电源(Vsupply)之间。根据某些实施例，晶体管(Ml)、第一电容器(Cl)、第一电阻器(Rl)和第二电阻器 (R2)位于封装集成电路(IC)内，第二电阻器(R2)的第二端子连接于封装IC的一个引脚。 在这些实施例中，第三电阻器(RO)和第二电容器(CO)位于封装IC外部。例如，第三电阻器(RO)和第二电容器(CO)可位于印刷电路板上，并且封装IC可附连于同一印刷电路板。又如，封装IC可附连于印刷电路板，而第三电阻器(RO)可处于远离该印刷电路板的位置。 根据一个实施例，第一电阻器(Rl)和第二电阻器(R2)由同一材料制成，因此它们能更容易地匹配以提供准确的滤波器响应。电容器(CO)旁路耦合入V-I转换器的噪声。第一电阻器(Rl)、第二电阻器(R2) 以及第一电容器(Cl)将第二电容器(CO)从放大器(AMP)的虚拟接地点去耦合。换句话说， 第一和第二电阻器(Rl和R2)以及第一电容器(Cl)构成被配置为补偿由第二电容器(CO) 引入的不稳定性的频率依存反馈网络。根据一个实施例，放大器(AMP)、晶体管(Ml)、第一和第二电容器(Cl和CO)以及第一、第二和第三电阻器(R1、R2和旧)配置成具有二阶无穷增益拓扑的滤波器。本发明的实施例还针对产生基准电流(Idc)的方法。在一个实施例中，电压-电流转换器电路被用于生成依赖于基准电压(Vref)和精确电阻器(RO)的基准电流(Idc)， 其中Idc = Vref/R0。电容器(C0)用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声。频率依存反馈网络用来补偿由电容器(CO)引入的不稳定性。通过将电容器(CO)并联于精确电阻器 (RO)，电容器(CO)可用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声。通过将频率依存反馈网络连接在电压-电流转换器的放大器的反馈端子和电容器(CO)的端子之间，频率依存反馈网络可用来补偿电容器(CO)引入的不稳定性。该概述无意于概括本发明的所有实施例。根据下面给出的详细说明、附图以及权利要求，本发明的其他和替代实施例以及实施例的特征、方面以及优点将变得更加显而易见。
具体实施例方式如前面提到的，需要抑制耦合入包括V-I转换器的IC的封装件引脚的噪声。同样如前面提到的，由于耦合的噪声不能与精确电阻器中的变化进行区分的情况而使这个问题变得复杂，并且放大器的反馈迫使通过寄生电容注入的全部电流流入负载。尝试使图IA的V-I转换器容忍注入噪声的一种方式是设法通过与精确电阻器R_ precision并联的旁路电容器C_bypaSS使注入噪声旁路至接地点，如图IC所示。然而，假设放大器AMP作为理想运算放大器(Op-Amp)工作，由于晶体管Ml的源极是运算放大器的虚拟接地节点，所有注入的噪声仍然流过晶体管Ml进入负载2_1^0&(1。因此，实质上任何从该节点(即运算放大器的虚拟接地节点)联结至接地点的任何电容对电路都不可见的。更糟的是，如果放大器AMP作为非理想运算放大器工作，在晶体管Ml的源极追加电容器使电路的相位裕量减小并限制了电容器的大小，同时还放大了任何来自Vref的高频噪声。这表示存在第二问题，即与精确电阻器ILprecision并联布置的任何旁路电容器 C.bypass导致V-I转换器中的相位裕量问题。为了解决噪声抑制问题和相位裕量问题，应当做两件事首先，耦合噪声应当不耦合入放大器AMP的虚拟接地节点；其次，系统的相位裕量应当从追加以使耦合噪声旁路至接地点的旁路电容器C_bypaSS上去耦合。根据本发明的一个实施例，通过以非标准方式采用标准电路来克服前述耦合和稳定性问题。参见图3A，图中示出二阶无穷增益拓扑滤波器30 ，该二阶无穷增益拓扑滤波器30 具有如方程1给出的从电压输入(V_in)至电压输出(V_out)的二阶低通传递函数。方程1
V _ OUt(S) -R2tC0*C\)*s2+(R0*R\+R0*R2+R\*R2)*C\*s+R0在图3A中，滤波器30 包括电容器CO和Cl、电阻器R0、R1和R2以及放大器AMP。 然而，该滤波器30 具有从电压输入至电压输出的传递函数，并且V-I转换器具有从电压输入至电流输出的传递函数。至V-I转换器的基准输入的输入连接于放大器AMP(例如运算放大器)的非反相输入，相反滤波器30 却不是这样。此外，在放大器AMP (例如运算放大器)的输出中流动的电流不具有二阶低通传递函数。相反，来自耦合噪声源而注入的信号(建模为V0)的传递函数如方程2所示。方程2
「隱 1 I OUt(S) = _-^C^RO^HCi'RUC^Rirs)_
LUU丄O」 i wuiyjj (c par*RQtR\* RitCUR^RXtRltCQtCXYs2+(ROt R\+m*R2+R\*R2)*C\*s+R0在方程1和方程2中，s是当使用拉普拉斯变换将时域函数映射至频域时与频率对应的复变量。关于方程2的传递函数，该传递函数既具有二阶分子又具有二阶分母。人们可以预见到由于将信号通过寄生电容C2(也称C_parasitic)容性耦合入电路而具有零点，并且由于通过电容器Cl流至输入的电流而具有另一零点。然而，观察该传递函数不会直接得出这种拓扑如何有助于耦合。事实上，零点可能将噪声直接耦合于输出，并且如证实的那样，某一程度上确是如此。这种拓扑设法完成两件事，用来解决之前提到的耦合和稳定性问题。首先，系统的稳定性主要由反馈元件C1、R1和R2的选择来确定。对于给定的RO和C0，能调整这些反馈元件而不是放大器AMP本身以确保稳定性，，这意味着接地的电容器CO可在构建常见二阶滤波器的界限内做成任意尺寸。其次，电容器CO不直接座落在放大器的虚拟接地点上，这是系统的稳定性在某些程度上不受电容器CO选择的影响的原因的一部分，并且也是这种拓扑解决耦合问题的原因的一部分，如下面更详细示出的那样。为了使用这种电压-电流转换拓扑，根据本发明的一个实施例，图:3B中示出再汲取版本。参见图3B，电压-电流转换器300被图示为包括二阶无穷增益拓扑滤波器302b。 滤波器302b的输入接地，并且基准电压Vref连接于放大器AMP的非反相(+)输入。使用基本电路分析法可以理解，在负载Z_Load中流动的DC电流为Vref/RO，在图IA和图IB的电路中也是如此。DC电流也独立于电阻器Rl和R2，并独立于电容器CO和Cl，使得基准电压Vref仅像图IA和图IB的现有技术V-I电路那样准确。图3C示出与图;3B相同的拓扑，其中IC封装件和引脚以更感性地作为V-I转换器而非滤波器的方式纳入其中。如之前陈述的那样，从注入噪声至输出的传递函数不是二阶低通滤波器响应。相反，其更为复杂并具有多个极点和零点。寄生电容C2还被图示为耦合入封装件引脚。尽管使用了二阶滤波器拓扑，然而滤波器本身不提供耦合噪声的抑制容量(bulk)。抑制是通过由寄生电容C2和电容器CO构成的电容分压电路而提供的。在图 3C(和3B)中，电容器CO是并联于精确电阻器RO的旁路电容器。由于电容器CO不座落在放大器AMP的虚拟接地节点上，因此可使电容器CO远大于能耦合入电路中的任何寄生电容 C2，并因此以比值C2/C0衰减耦合入的噪声脉冲的量级。噪声抑制粗略为C2/(C0+a)的比值。因此，CO应当大于C2 —定量，这个量提供所期望的噪声抑制。解释这种电路的机能的方式如下。假设快速dV/dT步进(st印)发生在噪声发生器上，其中“快速”指dV/dT比滤波器自身中的时间常数快上至少5倍。在稳定状态下，电容器CO两侧的电压等于基准电压Vref。噪声发生器上的快速步进(建模为V0)使电容器 CO两侧的电压移动一个量，这个量等于寄生电容C2和旁路电容器CO之间的分压。精确电阻器RO两侧的这种电压变化使其电流相应地改变，并且为了遵守基尔霍夫电流法则，输出电流沿相反方向改变相同的量。在输出侧的电流步进量级通过方程3给出。方程
权利要求
1.一种被配置成接收基准电压(Vref)并产生用于负载(Z_Load)的精确基准电流 (Idc)的电压-电流转换器电路，所述电压-电流电路包括放大器(AMP)，所述放大器(AMP)包括非反相(+)输入、反相(_)输入以及输出； 晶体管(Ml)，所述晶体管(Ml)包括控制端子(栅极或基极)、第一电流路径端子(源极或发射极)以及第二电流路径端子(漏极或集电极)，在第一和第二电流路径端子之间具有一电流路径，其中所述晶体管(Ml)的控制端子(栅极或基极)由放大器(AMP)的输出来驱动。第一电容器(Cl)，所述第一电容器(Cl)连接在放大器的反相(_)输入和晶体管(Ml) 的第一电流路径端子(源极或发射极)之间；第一电阻器(Rl)，所述第一电阻器(Rl)包括第一端子和第二端子，其中所述第一电阻器(Rl)的第一端子连接于所述放大器(AMP)的反相(-)输入；以及第二电阻器(似)包括第一端子和第二端子，其中所述第二电阻器(似)的第一端子连接于晶体管(Ml)的第一电流路径端子(源极或发射极)，而所述第二电阻器(似)的第二端子连接于所述第一电阻器(Rl)的第二端子；其中所述精确基准电流(Idc)被产生在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极)。
2.如权利要求1所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，还包括第三电阻器(RO)，所述第三电阻器(RO)连接在第二电阻器(似)的第二端子和低电压干线之间；以及第二电容器(CO)，所述第二电容器(CO)并联于第三电阻器(RO)。
3.如权利要求2所述的电压-电流转换器，其特征在于，Idc= Vref/RO。
4.如权利要求2所述的电压-电流转换器，其特征在于，所述低电压干线是接地线。
5.如权利要求2所述的电压-电流转换器电路，其特征在于晶体管(Ml)、第一电容器(Cl)、第一电阻器(Rl)和第二电阻器(R2)位于封装集成电路(IC)内，其中所述第二电阻器的第二端子连接于封装IC的引脚；以及第三电阻器(RO)和第二电容器(CO)位于所述封装IC的外部。
6.如权利要求5所述的电压-电流转换器电路，其特征在于 所述第三电阻器(RO)和第二电容器(CO)位于一印刷电路板上。
7.如权利要求6所述的电压-电流转换器电路，其特征在于 所述封装IC附连于所述印刷电路板。
8.如权利要求5所述的电压-电流转换器，其特征在于 所述封装IC附连于一印刷电路板；以及所述第三电阻器(RO)远离所述印刷电路板。
9.如权利要求2所述的电压-电流转换器，其特征在于，所述第一电阻器(R1)、第二电阻器(似)以及第一电容器(Cl)将第二电容器(CO)从放大器(AMP)的虚拟接地点去耦合。
10.如权利要求2所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，所述放大器(AMP)、晶体管(Ml)、第一和第二电容器(Cl和C0)以及第一、第二和第三电阻器(R1、R2和旧)被配置成具有二阶无穷增益拓扑的滤波器。
11.如权利要求2所述的电压-电流转换器电路，其特征在于第二电容器(CO)被用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声；以及所述第一和第二电阻器(Rl和R2)以及第一电容器(Cl)构成频率依存反馈网络，所述频率依存反馈网络被配置成补偿由第二电容器(CO)引入的不稳定性。
12.如权利要求2所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，所述精确基准电流 (Idc)被所述负载(Z_load)用作为基准电流，所述负载(Z_load)连接在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极)和电源(Vsupply)之间。
13.如权利要求1所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，所述精确基准电流 (Idc)被所述负载(Z_load)用作基准电流，所述负载(Z_load)连接在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极)和电源(Vsupply)之间。
14.一种被配置成接收基准电压(Vref)并产生用于负载(Z_Load)的精确基准电流 (Idc)的电压-电流转换器电路，所述电压-电流电路包括放大器(AMP)，所述放大器(AMP)包括非反相⑴输入、反相㈠输入以及输出，其中基准电压(Vref)被提供给非反相(+)输入；晶体管(Ml)，所述晶体管(Ml)包括控制端子(栅极或基极)、第一电流路径端子(源极或发射极)以及第二电流路径端子(漏极或集电极)，在第一和第二电流路径端子之间具有一电流路径，其中所述晶体管(Ml)的控制端子由放大器(AMP)的输出来驱动；精确电阻器(RO)，所述精确电阻器(RO)和基准电压(Vref) —起规定由电压-电流转换器产生的精确基准电流(Idc)的量级，其中Idc = Vref/R0 ； 电容器(CO)，用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声；以及频率依存反馈网络，其被配置成补偿由电容器(CO)引入的不稳定性。
15.如权利要求14所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，所述频率依存反馈网络包括第一电容器(Cl)，所述第一电容器(Cl)连接在放大器的反相(_)输入和晶体管(Ml) 的第一电流路径端子(源极或发射极)之间；第一电阻器(Rl)，所述第一电阻器(Rl)包括第一端子和第二端子，其中所述第一电阻器(Rl)的第一端子连接于所述放大器(AMP)的反相(-)输入；以及第二电阻器(R2)，所述第二电阻器(似)包括第一端子和第二端子，其中所述第二电阻器(似)的第一端子连接于晶体管(Ml)的第一电流路径端子(源极或发射极)，而所述第二电阻器(R2)的第二端子连接于所述第一电阻器(Rl)的第二端子。
16.如权利要求14所述的电压-电流转换器电路，其特征在于，所述精确基准电流 (Idc)被所述负载(Z_load)用作为的基准电流，所述负载(Z_load)连接在晶体管(Ml)的第二电流路径端子(漏极或集电极)和电源(Vsupply)之间。
17.一种产生基准电流(Idc)的方法，包括(a)产生基准电流(Idc)；(b)旁路否则会影响基准电流(Idc)的噪声；以及(c)补偿由旁路步骤引入的不稳定性。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于步骤(a)包括使用电压-电流转换器电路来生成依赖于基准电压(Vref)和精确电阻器(RO)的基准电流(Idc)，其中Idc = Vref/R0 ；步骤(b)包括使用电容器(CO)来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声；以及步骤(c)包括使用频率依存反馈网络来补偿由所述电容器(CO)引入的不稳定性。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于步骤(b)包括将电容器(CO)并联于所述精确电阻器(RO)。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于步骤(c)包括将所述频率依存反馈网络连接在电压-电流反馈电路的放大器的反馈端子和电容器(CO)的端子之间。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于步骤(c)包括使用频率依存反馈网络来将电容器(CO)从电压-电流转换器电路的放大器的虚拟接地线去耦合。
全文摘要
本发明的实施例涉及产生具有高PSRR的耦合容忍的精确电流基准的电路和方法。在一个实施例中，电压-电流转换器电路用来生成依赖于基准电压(Vref)和精确电阻器(R0)的基准电流(Idc)，其中Idc＝Vref/R0。一电容器(C0)被用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声。频率依存反馈网络用来补偿由电容器(C0)引入的不稳定性。通过将电容器(C0)并联于精确电阻器(R0)，电容器(C0)可被用来旁路耦合入电压-电流转换器的噪声。通过将频率依存反馈网络连接在电压-电流转换器电路的放大器的反馈端子和电容器(C0)的端子之间，频率依存反馈网络可用来补偿由电容器(C0)引入的不稳定性。
文档编号G05F3/10GK102323846SQ20111009607
公开日2012年1月18日 申请日期2011年4月1日 优先权日2010年4月5日
发明者B·威廉姆斯 申请人:英特赛尔美国股份有限公司