低串扰高频传输的差分对微带线的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种传输线，特别是一种低串扰高频传输的差分对微带线。
【背景技术】
[0002]近年来，在数字系统中，随着信号传输率的提升与电子的外型尺寸愈来愈小，电子线路的设置也愈来愈密集，因此，线路间串扰的现象也愈来愈严重。所谓的串扰(crosstalk)起因于信号在传输信道传输时，因电磁稱合而对相邻近的传输线产生影响，且在被干扰的传输在线产生耦合电压与耦合电流。串扰过大将会影响到系统运作的效率，甚致引起电路误触发，进而使系统无法正常工作。此外，于主板或高速电路中，若碰到电子线路需根据实际设计转弯时，常以增加微带线间的间隔或增加数字信号上升与下降时间来抑制串扰，但仍无法有效解决串扰问题。
[0003]鉴于传统的方法并无有效解决线路间的串扰问题，因此亟需提出一种新颖的低串扰高频传输的差分对微带线结构，可用于抑制串扰的发生、以及降低差模转共模的转换效应。
【发明内容】
[0004]本发明主要是利用传输信号的微带线，存在信号时，其表面电流主要分布于微带线的边缘，即导带的边缘存在极高的电流密度。如果在微带线的边缘刻蚀亚波长周期波纹，将边缘电流引入凹槽形成近似闭合回路，则有利于提升电路本身的自感，并将磁场约束于自身导线的附近，有效降低对邻近电路由于互感所造成的串扰。随着凹槽内部的结构与深度的不同将对磁场有不同的约束效果。
[0005]在现有技术中微带电路存在周期结构的目的是用于带阻滤波，但是由于结构过长往往在实际的电路中不常使用。此外，现有技术中周期结构的另一用途是用于形成合适的R-L架构，用于作为与相邻电路的耦合。因此本发明的概念与上述两种现有技术中的观点是有所区别的。从事这类工作的基于对周期结构的这两种根深蒂固的观念，要使专业工作人员想到利用周期结构来做信号的传输主体是有相当的困难的，此外由于专业人员所使用的电路设计软件并不支持这类的线路，对于用周期线来做信号线是无法想象的。目前最常用于抑制串扰的做法有两种，第一种是利用差分线或单端线的多次转弯来降低串扰，这对于差分对而言，将造成共模信号的增加，不利于导线整体电路的运作。第二种办法是在邻近回路间加入接地线，这会造成两个明显的缺陷。第一个回路的面积就无法有效的缩小，其二是接地线只阻隔电场，对于线间的互感抑制的效果不大。本发明用在导体表面刻画迂回的路径，使边缘电流在这样的迂回路径中形成一个准回路将磁场做有效约束，抑制互感所造成的串扰。这样的约束对于越是高频的信号越是有好的效果。由于周期长度远小于波长，因此，其工作频率是远离带隙，并且主要的功能是传输信号而非反射信号，与滤波器并非相同概念下的应用。适用的领域为高频微波电路与高速电路，特别在密集的线路中，可以有效隔离信号线间的相互干扰。差分对主要传输互补信号，与单端传输线不同的是，它具有较强的抗干扰能力，但是在使用上，回路上使用比单端传输线所需的信号线数量多的信号线，电路面积就相对会大一些。为了降低电路的面积，将导致差分对将与其他传输线间过度靠近，则串扰与差分信号转变为共模信号的情况变的极为严重，有必要脱离使用传统差分微带线，用全新概念的传输线来替代。在信号的传输上，差分对是由两条传输线构成，两条都传信号，但是两条线的信号的相位相差180°，这是与单端传输线的一个重大的区别。
[0006]本发明的一目的在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线，其包括:一第一微带线，其用于传输一第一传输信号，该第一微带线具有周期性排列的多个凹槽；以及一第二微带线，其平行于该第一微带线，且用以传输一第二传输信号，该第二传输信号与该第一传输信号是相位差为180°的互补信号，该第二微带线具有周期性排列的多个凹槽；其中，该多个凹槽以亚波长的方式，周期地排列于该第一微带线的外侧以及该第二微带线的外侦U，该亚波长的方式为该多个凹槽的排列周期长度，小于传输的该第一传输信号以及该第二传输信号的波长，该多个凹槽提供增强电磁波的亚波长约束。
[0007]本发明的另一目的在于其更含有:一第一端口，其为该第一微带线与该第二微带线输入互补信号的端口 ；以及一第二端口，其为该第一微带线与该第二微带线输出互补信号的端口 ；其中沿着微带线边缘排列的多个该凹槽，用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低差模转共模的转换效应。其中，多个该凹槽，其用于当由该第一端口传输互补信号至该第二端口时，降低与相邻近的一单一微带线或一差分对的能量串扰效应。
[0008]其中，该多个凹槽，以亚波长的排列方式，更包含有:对称于该第一微带线的外侧的多个该凹槽，而且周期地排列于该第一微带线的内侧；以及对称于该第二微带线的外侧的多个该凹槽，而且周期地排列于该第二微带线的内侧。
[0009]本发明所达到的功效在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线结构，用以解决高速电路中的串扰与共模转换效应的问题，并提升信号传输质量与缩小电路板尺寸。
[0010]本发明所达到的另一功效在于提供一种低串扰高频传输的差分对微带线结构，具有亚波长尺寸的周期性凹槽，且凹槽的形状与大小可根据实际设计作相对应的调整，进而以人工表面电浆极化子的模式对凹槽微带在线的电磁能形成高度束缚。
【附图说明】
[0011]图1为亚波长周期结构外侧开口凹槽式差分对的示意图；
[0012]图2为亚波长周期结构外侧开口凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
[0013]图3为外侧开口凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41不意图；
[0014]图4为外侧开口凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Sm121示意图；
[0015]图5为亚波长周期结构外侧发夹式差分对整体的示意图；
[0016]图6为亚波长周期结构外侧发夹式差分对细节的示意图；
[0017]图7为亚波长周期结构外侧发夹式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
[0018]图8为外侧发夹式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd4I不意图;
[0019]图9为外侧发夹式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Sm121示意图；
[0020]图10为亚波长周期结构外侧凹槽式差分对的示意图；
[0021]图11为亚波长周期结构外侧凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
[0022]图12为外侧凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41不意图；
[0023]图13为外侧凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Sm121示意图；
[0024]图14为亚波长周期结构双侧开口凹槽式差分对的示意图；
[0025]图15为亚波长周期结构双侧开口凹槽式差分对与传统差分对的耦合电路的示意图；
[0026]图16为双侧开口凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻传统差分对的串扰Sdd41不意图；
[0027]图17为双侧开口凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Sed21示意图；
[0028]图18为亚波长周期结构双侧凹槽式差分对的示意图；
[0029]图19为亚波长周期结构双侧凹槽式差分对与单端微带线耦合电路的示意图；
[0030]图20为亚波长周期双侧凹槽式差分对中信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻单端微带线的串扰Ssd41示意图。
[0031]图21为亚波长周期双侧凹槽式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Scd21示意图；
[0032]图22为亚波长周期结构双侧发夹式差分对整体的示意图；
[0033]图23为亚波长周期结构双侧发夹式差分对细节的示意图；
[0034]图24为亚波长周期结构双侧发夹式差分对与单端微带线耦合电路的示意图；
[0035]图25为周期双侧发夹式差分对信号的传输能力Sdd21及差分对与相邻单端微带线的串扰Ssd41不意图；
[0036]图26为周期双侧发夹式差分对中差分模信号与共模信号的转换效果Sm121示意图。
[0037]附图标记说明:11_第一微带线；12-第二微带线；13-第一端口 ；14_第二端口 ；15-矩形凹体；16-矩形凸体；17-第一延伸部；18-第二延伸部；20-Z型凸体；21-基板；22-第三端口 ；23_第四端口 ；a、b、d、h、w、wl-尺寸；ε 介电常数。
【具体实施方式】
[0038]本发明提供第I实施例外侧开口凹槽式差分对，如图1所示，两条亚波长周期微带线构成一个差分对，信号由第一端口 13输入，由第二端口 14输出，其中一条信号是第一微带线11送入的信号，另一条是第二微带线12送入的与第一微带线11送入的信号相位差为180°的信号(两条为互补的信号)，外侧开口凹槽式差分对的结构中该多个凹槽的结构，为一矩形凹体15，结合一矩形凸体16呈连续周期性的结构，并于每一个凹槽的开口处，一该矩形凸体16具有向该凹槽中央平行延伸的二个第一延伸部17。
[0039]微带线的宽度是W，两条微带线的间隔是W1，两条微带线的金属的厚度是t，基板21的厚度为h，周期微带线的周期长度是d，周期微带线的槽深是b，基板21介质的介电常数是L，当这传统光滑无凹槽的差分对的旁边出现单端微带线或另一组差分对时，存在两个明显的效应，第一个效应是由第一端口 13到第二端口 14将出现明显的差模转共模的效应。第二个效应是由第一端口 13输入的互补信号将会在邻近另一条微带线或差分对产生串扰，为了证明这种亚波长周期差分对能够抑制与相邻微带线间的串扰，并能有效降低差模与共模间的转换效应，可以考虑以图2的耦合电路结构进行数值分析。
[0040]如图2所示，是由一组亚波长周期开口凹槽、第一微带线11以及第二微带线12组成的差分对与另一传统差分对(各自微带线的宽度为W4)所组成的耦合电路。差分信号由第一端口 13输入,分析第二端口 14的输出，即可以了解差分对的传输能力。由第一端口13输入，分析第四端口 23的输出，可以了解差分对与邻近传统差分对间的串扰。第一组差分对与第二组差分对微带线的间隔是W2，差分对信号由第一端口 13进入，由第二端口 14输出的传输能力由S参数(S参数即耦合电路的散射参数，用于评估被测设备反射信号和传送信号的性能。)表不是Sdd21,差分对信号由第一端口 13进入，由传统差分对的第四端口 23输出的串扰效果由S参数表示是Sdd41，差分对信号由第一端口 13进入。由第二端口 14输出的差模转共模的效应由S参数表示为Sed21，其中传统(convent1nal)全部光滑的两组差分对的传输与串扰的效果用实线表示，而本实施例一组为亚波长周期结构差分对，另一组为传统差分对的传输与串扰的效果用虚线表示。如图3以及图4所示，模拟的参数:w = W1=w2 = W3 = W4=L 2mm,微带线的总长度为1cm,基板21用中频PCB板材R04003材料,金属膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,周期长度d=l.0mm,分析的频率范围由200MHz到12GHz。图2中，第一端口 13处两条微带线输入互补的差分信号；第二端口14为差分对的接收端、第三端口 22表示传统差分对的近端、第四端口 23表示传统差分对的远端，其中图3的Sdd21表不差分对的信号传输能