无电压传感器和额外电流传感器最大功率点实现方法与流程

本发明属于电力电子与电工技术领域，特别涉及无电压传感器和额外电流传感器最大功率点实现方法。

背景技术：

在光伏并网微逆变器中，为实现光伏组件的最大功率点跟踪控制，传统的方法需要计算光伏组件的功率，再通过比较所计算的功率是否达到最大值，来判断光伏组件是否已工作在最大功率点。

在本发明作出之前，通常的计算方法是将光伏组件的输出电压和输出电流做乘法运算得到平均功率。为此需要采样光伏组件的输出电压和输出电流，而电流和电压的采样都需要相应的电流传感器和电压传感器。传统的电压检测方法有差分采样、电阻分压采样、电压霍尔采样和线性光耦采样；而电流的采样主要有逆变器输入回路串电阻采样、电流互感器和电流霍尔采样。基于电压霍尔和电流霍尔的采样方法，都会增加成本，且串电阻采样电流的方法虽然成本较低，但会增加采样损耗从而降低了光伏并网微逆变器的效率；另外电压、电流霍尔采样方法需要的器件体积都较大，故不利于并网微逆变器功率密度的提高。

对于反激型并网微逆变器或推挽型高频链并网微逆变器，由于变换器的输入电流呈现峰值脉冲状，为得到它的平均电流往往需要硬件滤波和数字滤波相结合的方法，可知不仅增加了成本较高，而且降低了并网微逆变器的可靠性。尽管并网微逆变器可以避免热斑效应，能让光伏组件最大效率的输出功率，而受到青睐。但并网微逆变器的高成本导致了当前光伏微逆变器市场得不到广泛推广。

技术实现要素：

本发明目的就在于克服上述缺陷，提出无电压传感器和额外电流传感器最大功率点实现方法。

本发明的技术方案是：

无电压传感器和额外电流传感器最大功率点实现方法，其主要技术特征在于具体步骤如下：

(1)利用基于光伏并网微逆变器主开关管导通电阻采样电流，由阻塞二极管和偏置二极管相组合的电流检测电路检测到流经主开关管的电流，将检测到的电流信号送到调理电路，再送到数字控制芯片的采样端；

(2)数字控制芯片采样得到光伏并网微逆变器主开关管的峰值电流信号，并在一个工频电网半周期内通过比较得到该工频电网半周期内的峰值电流最大值ipk_max(k)，所述的峰值电流最大值ipk_max(k)对应于主开关管的当前占空比d(k)；

(3)将所述当前占空比d(k)所对应的工频电网半周期峰值电流最大值ipk_max(k)与上一个峰值电流最大值ipk_max(k-1)比较大小，若当前峰值电流最大值ipk_max(k)大于上一次的ipk_max(k-1)，则表明光伏组件的输出功率增大，故相应的占空比d应继续按同样的方向进行扰动，即若d(k)大于d(k-1)，则当前的占空比应修正为d(k)＝d(k)+δd，否则当前占空比应修正为d(k)＝d(k)-δd。调理电路2当ipk_max(k)与ipk_max(k-1)近似相等时，则表明光伏组件已工作在最大功率点，相应的占空比d则为最大功率点时的占空比。

所述还在于仅使用现有的开关管采样光伏并网微逆变器主开关管的峰值电流，从而省去了额外的电流传感器，同时也省去了传统计算光伏组件输出功率所需的电压传感器。

所述还在于采用了一种基于峰值电流最大值的占空比扰动方法实现最大功率点跟踪。

本发明的优点和效果在于：

因不需要额外的电流传感器就能得到微逆变器主开关管的峰值电流，因而成本得以降低；本方案通过扰动开关管的占空比并通过相应工频半周期内峰值电流最大值的比较，最终实现光伏组件的最大功率输出，可见本发明实现最大功率点跟踪的控制过程未使用光伏组件的输出电压，故与传统通过计算光伏组件输出平均功率来确定是否已工作在最大功率点的方法相比较，显然本发明的方法无须采样光伏组件输出电压的电压传感器，故成本较低。

本方案中由于没有引入额外的电流传感器，也没有使用采样光伏组件输出电压的电压传感，故使得并网微逆变器的功率密度得以提高。

本发明可以实现高功率密度、低成本的光伏并网微逆变器，从而有利于光伏并网微逆变器的市场化。

本方案提出了一种基于峰值电流最大值的占空比扰动方法实现最大功率点跟踪。传统最大功率跟踪技术中需要计算光伏组件的平均功率值，再根据功率值的大小来判断光伏组件是否达到最大功率输出。

传统方法计算光伏组件的输出功率涉及乘法运算，而本发明只要通过对最大峰值电流进行大小的逻辑比较，故程序单元的运算工作量相对较小，且程序执行效率高，从而降低了对数字控制芯片的要求，可采用低成本的数字控制芯片，进一步降低光伏并网微逆变器的成本。

本发明的其它优点和效果将在下面继续说明。

附图说明

图1——本发明原理说明示意图。

图2——本发明应用电路硬件构成示意图。

图3——本发明通过比较峰值电流最大值的大小实现mppt的控制流程图。

图4——本发明中基于比较峰值电流算法实现最大功率点跟踪的实验波形示意图。

图1中的符号名称：

图2中的符号名称：

图3中的符号名称：

图1、2中各部件对应标号如下：

检测电路1、调理电路2、数字控制芯片3。

具体实施方式

如图1，图2所示，本发明的部件构成：检测电路1，调理电路2和数字控制芯片3。检测电路1由微逆变器中的主开关及其检测电路构成，电流流过mosfet开关管，经其导通电阻形成与电流信号ip相对应的电压信号，不妨这里仅用电流信号ip来描述，再通过检测电路将电流信号送到调理电路2，经调理后再送到数字控制芯片3中，由数字控制芯片3编程来实现最大功率点跟踪。调理电路2是由运放及其周边器件构成的差分采样电路。

开关管驱动信号vdr经门极限流电阻rg输出分成两路，一路连到微逆变器主电路中开关管的门极以控制mosfet开关管的通断，另一路连限流电阻r1后分成两路，分别连到阻塞二极管d2的阳极和偏置二极管d3的阳极，阻塞二极管d2的阴极再连到微逆变器主电路中mosfet开关管q1的漏极，偏置二极管d3的阴极再连到运放的正相端，通过调理电路2将信号送给数字控制芯片3。开关管驱动信号vdr为高电平时，微逆变器主电路中的开关管q1导通，主电路中的电流ip通过开关管q1，在开关管q1的导通电阻上产生电压降落，此时阻塞二极管d2因承受正向电压而导通，并在其阳极得到一个电压值，该电压值等于开关管q1导通电阻上的电压降和阻塞二极管d2导通电压降之和，再经偏置二极管d3上的电压降补偿后送到调理电路2中运放的正向输入端，只要偏置二极管d3和阻塞二极管d2选择相同型号，就可以认为运放的输入端所得到的电压等于开关管q1导通电阻上的压降，也就得到了流过开关管q1中电流ip的测量。可知检测电路1和调理电路2可检测并采样光伏并网微逆变器主开关中的峰值电流ip，将之再送到数字控制芯片3，在数字控制芯片3中的程序处理单元进行处理。在半个工频电网周期内，光伏并网微逆变器主开关q1按电流临界连续工作时，依次得到峰值电流ipk_i(i＝1，2，...，n)。在数字控制芯片3的程序处理单元，通过比较ipk_i的大小可以得到最大峰值电流ipk_max。在图1中，ip_max是最大峰值电流ipk_max所在开关周期的平均电流；ip_i(i＝1，2，...，n)是峰值电流ipk_i所在开关周期的平均电流。

本发明利用mosfet开关管的导通电阻实现电流采样，从而得到光伏并网微逆变器主开关管q1的峰值电流ip，若在一个工频电网半周期内采样次数是n次，则得到n个峰值电流采样值，即在程序处理单元中得到ipk_i，其中i＝1，2，...，n。并在一个工频电网半周期内将所采样的峰值电流ipk_i进行大小比较，从而得到该工频电网半周期内的最大峰值电流ipk_max，将所述的最大峰值电流ipk_max与上一个工频电网半周期内得到的最大峰值电流比较大小，如果所述的最大峰值电流已是最大值，即后续工频电网半周期内的最大峰值电流也都比所述的最大峰值电流ipk_max小，那么所述的最大峰值电流ipk_max所对应的工况就是光伏组件的最大功率输出状态，即实现了光伏组件的最大功率点跟踪。否则通过扰动占空比d的值，直到峰值电流达到最大值，从而对光伏组件的最大功率点实现跟踪。

下面给出理论分析过程。

如图1中的数字控制芯片3所示：对于并网逆变器来说，其输出到电网的电流波形应是与电网电压同步的正弦波，且在正弦波的波峰和波谷时输出电流达到最大，此时主开关管q1中流过的峰值电流将达到最大值ipk_max，在相应开关周期内的平均电流记作ip_max。设光伏组件的输出电压为ui，光伏组件的输出电流为ii，则光伏组件的平均输出功率可以在一个工频电网半周期内计算得到，如公式(1)：

在一个开关周期ts内，设开关管的导通时间为ton，那么可以得到峰值电流ipk_max和对应的开关周期内平均电流ip_max的关系如式(2)：

设并网微逆变器高频电路中变压器tr1原边的电感量为lm，可得光伏组件的电压ui与峰值电流ipk_max的关系，见式(3)：

将式(3)变形得到式(4)：

将式(1)变形得到式(5)：

将式(4)、(5)带入式(2)中得式(6)：

忽略损耗，光伏组件的输出功率就是微逆变器的输入功率。从式(6)可以看出光伏组件的输出功率pi与i²pk_max成正比，且当ipk_i＞0时，光伏组件的输出功率pi是ipk_max的单调增函数。基于以上分析，在最大功率跟踪控制时，可以通过判断ipk_max是否达到最大值来实现最大功率点的跟踪。

具体结合图3说明，图3是基于峰值电流最大值判断的扰动占空比法mppt控制流程。d是占空比的给定值，其初始值在初始化程序中给出，δd为占空比的扰动步长。程序中以工频电网半周期的整数倍时间来调用扰动法mppt子程序，将当前占空比d(k)所对应的工频电网半周期峰值电流最大值ipk_max(k)与上一个峰值电流最大值ipk_max(k-1)比较大小，若当前峰值电流最大值ipk_max(k)大于ipk_max(k-1)，根据上述分析知道，此时光伏组件的输出功率增大，故相应的占空比d应继续按同样的方向进行扰动，即若d(k)大于d(k-1)，则当前开关管q1的占空比d应修正为d(k)＝d(k)+δd，否则开关管q1的占空比d应为d(k)＝d(k)-δd。若当前峰值电流最大值ipk_max(k)小于ipk_max(k-1)，根据上述分析知道，此时光伏组件的输出功率减少，故相应的开关管q1的占空比d应按相反的方向进行扰动，即若d(k)大于d(k-1)，则当前开关管q1的占空比d应修正为d(k)＝d(k)-δd，否则开关管q1的占空比d应为d(k)＝d(k)+δd。当ipk_max(k)与ipk_max(k-1)近似相等时，则表明光伏组件已工作在最大功率点，相应的d则为最大功率点时所对应的占空比。

根据上述分析，基于峰值电流最大值ipk_max的最大功率点占空比扰动跟踪方法，包含两个层次的逻辑大小判断，首先是在工频电网半周期内对峰值电流ipk_i进行n次峰值电流大小的比较，得到该工频电网半周期内的峰值电流最大值ipk_max，然后是将不同工频电网半周期内的峰值电流最大值进行逻辑大小的比较，从而判断是否已实现最大功率点的跟踪。而传统的最大功率跟踪技术中需要计算光伏组件的平均功率值，再根据功率值的大小来判断光伏组件是否达到最大功率输出。传统方法计算光伏组件的输出功率涉及乘法运算。故采用本方案，其数字控制芯片3的程序处理单元的运算工作量相对较小，可节省数字控制芯片的资源，且程序执行效率高，从而降低了对数字控制芯片的要求，可采用低成本的数字控制芯片，进一步降低光伏并网微逆变器的成本。

本发明提出了一种基于峰值电流最大值的占空比扰动方法实现最大功率点跟踪。由上面的分析知本发明中的方法不需要配置额外的电流传感器和电压传感器，故采用这种最大功率点控制技术，实现了无电压传感器和额外电流传感器的最大功率点跟踪，显然这样的光伏并网微逆变器具有高功率密度、低成本和高性价比。

从上述分析可知：通过调节占空比d的大小，若工频电网半周期内的峰值电流最大值处于最大值，就表明光伏组件已工作在最大功率点。这给光伏并网微型逆变器的控制提供了一个开环控制的思路，即无须采用闭环控制就能很好的控制光伏并网微逆变器的工作状态，这样就可以省去检测并网电流的传感器，进一步节省了成本。

本发明的一个具体实施例子如下：

将本发明应用在245w的反激型光伏并网微逆变器中，如图2所示：光伏组件的输入电压范围：ui＝22v～50vdc，额定电网电压vg＝180～265vac，额定电网频率50hz/60hz，电网频率范围47-51.5/57～60.5hz。反激电路的主开关管q1采用英飞凌190n15ns，反激变压器tr1的副边续流二极管型号采用cree公司的c4d02120a，运算放大器采用微芯的mcp6022-i，控制芯片采用ti公司的dsp芯片，型号为tms320f28035。

反激型微逆变器主开关管q1中的电流ip由开关管190n15ns及其周边器件组成的检测电路1，和由微芯的mcp6022-i及其周边器件构成的调理电路2实现采样，采样得到的电流信号ip送到tms320f28035中的程序处理单元。在tms320f28035中的程序处理单元中，通过简单的逻辑运算得到工频电网半周期内的峰值电流最大值ipk_max，然后采用如图3的扰动占空比法控制，通过对工频电网半周期内峰值电流最大值进行大小比较，找到实现最大功率输出时所对应的占空比d，从而实现了实施例的最大功率点跟踪，这个控制过程是开环控制，无须并网电流的反馈。图4所示为最大功率点跟踪的实验波形，mppt跟踪精度达0.99。可见本发明提出的方法是有效的。

实施例未采用传统的功率计算和功率比较得到最大功率点的跟踪控制方法，也没有采样光伏组件的输入电压，只是采用了比较峰值电流大小的逻辑运算，故相应程序运算单元的运算速度较快且执行效率较高；实施例的并网微逆变器由于省去了光伏组件的电压传感器和额外的电流传感器部分，由于可采用开环控制而省去了并网电流传感器，故成本较低。本发明不仅适用于反激型并网微型逆变器，而且适用于推挽型高频链并网微型逆变器，并适用于所有峰值电流控制的微逆变器电路拓扑。

从以上的描述可知，本发明具有以下优点：

(1)无需电压传感器和额外的电流传感器，大大降低了成本；

(2)若采用开环控制，则无需并网电流传感器，进一步降低了成本；

(3)发明的电路应用广泛，不仅仅局限于光伏并网微逆变器，还可用在光伏离网逆变器；

(4)发明的方法使得微逆变器具有高性价比。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。