专利名称：无线电装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及可实时改变天线定向性的无线电装置的结构，尤其涉及用于自适应天线阵无线电基站的无线电装置的结构。
背景技术：
近几年，在移动通信系统中，为实现有效利用频率的各种传送信道分配方法被人们提出，并且其中一部分已经实用化。
图6是频分多址(Frequency Division Multiple AccessFDMA)、时分多址(Time Division Multiple AccessTDMA)以及路径分多址(Path Division Multiple AccessPDMA)的各种通信系统的信道分配图。
首先，参照图6，对FDMA、TDMA与PDMA进行简单的说明。图6(a)是表示FDMA的图，用户1～4的模拟信号以不同频率f1～f4的无线电波进行频率分割传送，而各用户1～4的信号通过频率滤波器分离。
在图6(b)表示的TDMA中，各用户的已数字化的信号，以不同频率f1～f4的无线电波、并且每隔固定的时间(时间间隙)进行时间分割传送，而各用户的信号通过频率滤波器和基站及各用户移动终端装置之间的时间同步进行分离。
另一方面，最近随着携带式电话机的普及，为了提高无线电波的频率利用效率，PDMA方式被人们提出。该PDMA方式如图6(c)所示，多个用户的数据通过把相同频率的一个时间间隙在空间上分隔传送。该PDMA中各用户的信号通过使用频率滤波器和基站及各用户移动终端装置之间的时间同步和自适应天线阵(adaptive array)等消除相互干涉装置进行分离。
对于如上的自适应天线阵无线电基站的工作原理的说明，例如见于如下众所周知的文献B.Widrow等的“自适应天线系统”(“Adaptive Antenna Systems，”Proc.IEEE，vol.55，No.12，pp.2143-2159(Dec.1967))，以及S.P.Applebaum的“自适应天线阵”(“Adaptive Arrays”，IEEE Trans.Antennas&Propag.，vol.AP-24，No.5，pp.585-598(Sept.1976))。
图7是概念上表示如上自适应天线阵无线电基站的工作原理的示意图。图7中，一个自适应天线阵无线电基站1包括由n根天线#1、#2、#3、…、#n构成的阵列天线2，其无线电波所覆盖的范围用第一斜线区域3表示。另一方面，所邻接的其它无线电基站6的无线电波所覆盖的范围用第二斜线区域7表示。
在区域3内，用户A的终端即携带式电话机4与自适应天线阵无线电基站1之间进行无线电波信号的发送和接收(箭头5)。另一方面，在区域7内，其他的用户B的终端即携带式电话机8与无线电基站6之间进行无线电波信号的发送和接收(箭头9)。
在此，碰巧用户A的携带式电话机4的无线电波信号的频率与用户B的携带式电话机8的无线电波信号的频率相同时，由于用户B所在的位置，从用户B的携带式电话机8的无线电波信号在区域3内成为不必要的干涉信号，将混入用户A的携带式电话机4与自适应天线阵无线电基站1之间的无线电波信号。
如此，接收了来自用户A和用户B双方的混合的无线电信号的自适应天线阵无线电基站1如果不作任何处理，就输出来自用户A和用户B双方的混杂的信号，则本来应该通话的用户A的通话将会受到妨碍。
在自适应天线阵无线电基站1，为了从输出信号除去该来自用户B的信号，进行如下的处理。图8是表示自适应天线阵无线电基站1结构的概略框图。
首先，假设来自用户A的信号为A(t)、来自用户B的信号为B(t)，构成图7的阵列天线2的第一天线#1中的接收信号x1(t)如下式表示x1(t)＝a1×A(t)+b1×B(t)其中，a1、b1为如后述的实时变化的系数。
以下同样地，第n个天线#n中的接收信号xn(t)如下式表示xn(t)＝an×A(t)+bn×B(t)在此，an、bn也同样表示为实时变化的系数。
上述的系数a1、a2、a3、…、an表示对应于来自用户A的电波信号，由于构成阵列天线2的天线#1、#2、#3、…、#n的各个相对位置不同(例如，各天线之间相隔无线电波信号波长的5倍即一米左右配置)，在各个天线的接收强度上产生差别。
而且，上述系数b1、b2、b3、…、bn也同样地表示，对应于来自用户B的无线电信号，在各个天线#1、#2、#3、…、#n的接收强度上产生差别。由于各用户是移动的，因此这些系数实时变化。
在各天线上接收的信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、…、xn(t)，通过对应的开关10-1、10-2、10-3、…、10-n输入构成自适应天线阵无线电基站1的接收部1R，并供给权矢量控制部11，同时供给对应的乘法器12-1、12-2、12-3、…、12-n的一个输入端。
在这些乘法器的另一个输入端上，从权矢量控制部11外加对应于各个天线上的接收信号的加权w1、w2、w3、…、wn。这些加权如后所述，由权矢量控制部11实时算出。
因此，天线#1上的接收信号x1(t)，通过乘法器12-1变成w1×(a1A(t)+b1B(t))；天线#2上的接收信号x2(t)，通过乘法器12-2变成w2×(a2A(t)+b2B(t))；天线#3上的接收信号x3(t)，通过乘法器12-3变成w3×(a3A(t)+b3B(t))；天线#n上的接收信号xn(t)，通过乘法器12-n变成wn×(anA(t)+bnB(t))。
这些乘法器12-1、12-2、12-3、…、12-n的输出，通过加法器13相加，其输出如下w1(a1A(t)+b1B(t))+w2(a2A(t)+b2B(t))+w3(a3A(t)+b3B(t))+…+wn(anA(t)+bnB(t))如把其中的有关信号A(t)的项和有关信号B(t)的项分开就变成如下(w1a1+w2a2+w3a3+…+wnan)A(t)+(w1b1+w2b2+w3b3+…+wnbn)B(t)如后所述，自适应天线阵无线电基站1计算上述加权w1、w2、w3、…、wn，以便识别用户A、B，并只抽出来自所期望用户的信号。例如，在图8的例中，为了只抽出来自本来应该通话的用户A的信号A(t)，权矢量控制部11把系数a1、a2、a3、…、an、b1、b2、b3、…、bn看成常数，并使信号A(t)的系数全部为1，信号B(t)的系数全部为0来计算加权w1、w2、w3、…、wn。
也就是，权矢量控制部11通过解如下的一次联立方程式，实时算出信号A(t)的系数为1，信号B(t)的系数为0的加权w1、w2、w3、…、wn。
w1a1+w2a2+w3a3+…+wnan＝1w1b1+w2b2+w3b3+…+wnbn＝0在此，省略关于该一次联立方程式的解法的说明，但是，如先前列举的众所周知的文献中所记载，现今已在自适应天线阵无线电基站中实用化。
通过如上设定加权w1、w2、w3、…、wn，加法器13的输出信号变成如下输出信号＝1×A(t)+0×B(t)＝A(t)[用户的识别、训练信号]另外，以下说明上述的用户A、B的识别过程。
图9是表示携带式电话机的无线电波信号的帧结构的简图。携带式电话机的无线电波信号大体上说，由前置码(preamble)和数据(声音等)构成，前者由无线电基站所已知的信号序列形成，后者由无线电基站未知的信号序列形成。
前置码的信号序列，包括用以分辩该用户是不是无线电基站应该通话期望用户的信息的信号序列。自适应天线阵无线电基站1的权矢量控制部11(图8)，对从存储器14取出的对应于用户A的训练信号与接收的信号序列进行对比，并进行加权矢量控制(加权的判定)以便抽出被认为包含对应于用户A的信号序列的信号。如此，抽出的用户A信号被作为输出信号SRX(t)从自适应天线阵无线电基站1向外部输出。
另一方面，图8中，来自外部的输入信号STX(t)进入构成自适应天线阵无线电基站1的发送部1T，并供给乘法器15-1、15-2、15-3、…、15-n的一个输入端。预先由权矢量控制部11根据前面的接收信号算出的加权w1、w2、w3、…、wn经复制后被分别加到在这些乘法器的另一个输入端。
经这些乘法器加权的输入信号，经由对应的开关10-1、10-2、10-3、…、10-n传送到对应的天线#1、#2、#3、…、#n，并发送到图7中的区域3内。
在此，由于使用与接收时相同的阵列天线2发送的信号中，与接收信号同样地把用户A作为目标加权，因此，发送的无线电波信号犹如具有对于用户A的定向性地被用户A的携带式电话机4接收。
图10是用户A与自适应天线阵无线电基站1之间的无线电波信号的收发的示意图。与表示无线电波实际所能覆盖的范围的图7中区域3形成对比，从自适应天线阵无线电基站1发射以用户A的携带式电话机4作为目标的定向性的无线电波信号的状态，被形象表示为图10中的假想的区域3a。
在作为数字移动通信系统的PHS中，以上所说明的自适应天线阵已经实用化，关于其在今后可容纳更多用户的PDMA方式中的实现也在研讨之中。对于这种PDMA方式，已在以下的文献中公开。
(1)铃木、平出等在“信学技报”上发表的文章(信学技报、vol.RCS93-84，pp.37-44，Jan.1994)；(2)S.C.Swales、M.A.Beach、D.J.Edwards、J.P.McGeehan等在“IEEE Trans.Veh.Technol.”上发表的文章(IEEE Trans.Veh.Technol.，vol.39，pp.56-67，Feb.1990)；以及(3)T.Ohgane、Y.Ogawa和K.Itoh等在“Proc.VTC’97”上发表的文章(Proc.VTC’97，vol.2，pp.725-729，May 1997)。
正如以上说明，采用自适应天线阵的PDMA(Path DivisionMultiple Access)方式，只要算出最适合的加权矢量，就能适当地将阵列天线定向性的零方向对干涉用户，因此，在同一小区内可把同一信道分配给多个用户。
如上所述，PDMA方式中必须具有除去同一信道干涉的技术。关于这一点，将零方向适应地指向干涉波的自适应天线阵，即使是在干涉波的电平比所期望波的电平高时，由于能够有效抑制干涉波，也是一种有效的方法。
把自适应天线阵使用于基站时，不仅能排除接收时的干涉，而且可降低发送时不必要的辐射。
此时，发送时的天线阵方向图(array pattern)，可考虑使用接收时的天线阵方向图，或由推算到达的方向等的结果重新生成。后者无论对于FDD(Frequency Division Duplex频分双工)还是TDD(Time Division Duplex时分双工)均可适用，但需要复杂的处理。另一方面，在FDD系统中使用前者时，发送和接收的天线阵方向图不相同，因此需要进行阵列配置和加权等的修正。为此，一般以在TDD系统中的应用为前提，在外部时隙连续的环境下可得到良好的特性。
如以上所说明，在基站中使用自适应天线阵的TDD/PDMA方式中，当将上行链路(uplink)上得到的天线阵方向图(加权矢量方向图)用于下行链路(downlink)时，设想为具有角度宽广的动态的瑞利(Rayleigh)传播路径的场合，由于上下行链路间的时间差，有时在下行链路出错率会恶化。
这是因为，从在上行链路上由用户终端给基站发送无线电波到反过来由基站通过下行链路将无线电波被发送到各用户终端，中间存在时间间隔，从而不可忽视用户终端的移动速度，在这种场合由于基站的无线电波的发射方向与实际用户终端的存在位置的方向之间的误差，出错率会恶化。
作为考虑了这种传播路径变化的下行链路用加权的估计法，利用上行链路中得到的加权矢量值进行一次外插的方法在以下的文献中被提出。
(1)加藤、大钟、小川、伊藤等在“信学论”中发表的文章(信学论(B-II)、vol.J81-B-II，no.1，pp.1-9，Jan.1998.)；(2)土居、大钟、唐泽等在“信学技报”中发表的文章(信学技报、RCS97-68、pp.27-32、Jul.1997.)。
但是，由于观察实际加权的时间变化时并不是线性的，因此在传统的加权矢量的一次外插中存在误差大的问题。
并且，当进行发送时的加权估计时，也有必要能以实用的电路规模来进行计算处理。
发明内容
本发明的目的在于为提供一种无线电装置，该无线电装置能够通过由推算响应矢量的时间改变来间接推算加权，在TDD/PDMA方式中，以实用的电路规模来抑制由上下链路间的时间差而发生的下行链路的出错率的恶化。
为了达到上述目的，本发明的无线电装置是一种实时改变天线的定向性，在多个终端之间进行信号的发送和接收的无线电装置，其中设有多个天线、第一接收电路与第二接收电路。
该多个天线被离散地设置。第一接收电路接收来自多个天线的信号，在来自多个终端的信号中分离来自第一终端的信号。第二接收电路接收来自多个天线的信号，在来自多个终端的信号中分离来自第二终端的信号。
第一接收电路，i)在接收信号被接收时，基于来自多个天线的信号，分离来自第一终端的信号；ii)在接收信号被接收时，基于被分离的来自第一终端的信号生成第一复制信号，按照第一复制信号和来自多个天线的信号，算出对来自第一终端的信号的第一接收相关矢量；iii)在接收信号被接收时，在第二接收电路中，基于用以分离来自第二终端的信号的分离控制信息，由来自多个天线的信号生成对应于来自第二终端的信号的第二复制信号；iv)基于对应于来自第二终端的信号的第二接收相关矢量、第一接收相关矢量以及从第一和第二复制信号算出的相关矩阵，推算对来自第一终端的信号的接收响应矢量。
按照本发明的另一方面，无线电装置实时改变天线的定向性，在多个终端之间进行信号的发送和接收，其中设有多个天线、第一接收电路与第二接收电路。
该多个天线被离散的设置。第一接收电路接收来自多个天线的信号，在来自多个终端的信号中分离来自第一终端的信号。第二接收电路接收来自多个天线的信号，在来自多个终端的信号中分离来自第二终端的信号。
第一接收电路中包含第一接收信号分离电路、第一接收相关矢量算出电路、第一复制信号生成电路与接收响应矢量计算电路。
第一接收信号分离电路在接收接收信号时，基于来自多个天线的信号生成第一加权矢量，将来自第一终端的信号分离。第一接收相关矢量算出电路，在接收接收信号时，根据基于第一接收信号分离电路的输出生成的第一复制信号和来自多个天线的信号，算出对来自第一终端的信号的第一接收相关矢量。第一复制信号生成电路，在接收接收信号时，对于来自多个天线的信号，基于第二接收电路中的分离控制信息，生成对应于来自第二终端的信号的第二复制信号。接收响应矢量计算电路，基于对应于由第二接收电路供给的来自第二终端的信号的第二接收相关矢量、第一接收相关矢量以及由第一和第二复制信号算出的相关矩阵，推算对来自第一终端的信号的接收响应矢量。
因此，根据本发明，能够用简单的电路结构实现对自适应天线阵的接收响应矢量的时间改变的推算。
另外，本发明的其它优点在于通过由推算自适应天线阵的接收响应矢量的时间改变来间接推算加权改变，即使在具有角度宽广等特性的动态的瑞利(Rayleigh)传播路径中，也可抑制由于上下链路间的时间差而发生的下行链路的出错率的恶化。
附图的简要说明图1是表示无线电装置(无线电基站)1000的结构的概略框图。
图2是概要说明无线电装置1000的工作的流程图。
图3是说明无线电装置1000工作时的信号处理的时序图。
图4是表示无线电装置(无线电基站)2000的结构的概略框图。
图5是说明对应于接收部SR1的发送部ST1的结构的概略框图。
图6是频分多址、时分多址以及PDMA等各种通信系统的信道分配图。
图7是概念表示自适应天线阵无线电基站的工作原理的示意图。
图8是表示自适应天线阵无线电基站1的结构的概略框图。
图9是表示携带式电话机的电波信号的帧结构的简图。
图10是将用户A与自适应天线阵无线电基站1之间的无线电波信号的收发的示意图。
本发明的最佳实施例以下，参照附图就本发明的实施例进行说明。
(由接收干涉波的解调信号生成干涉波的复制信号的结构)图1是表示根据推算响应矢量的时间改变，推算发送时的加权的PDMA用基站无线电装置(无线电基站)1000的结构的概略框图。
也就是，如以下所说明，图1所示的无线电装置1000的目的在于对自适应天线阵的加权能由各天线元件中的响应矢量唯一地表示加以关注，通过由推算接收响应矢量的时间改变来间接推算加权，即使在具有角度宽广等特性的动态的瑞利(Rayleigh)传播路径中，也可抑制由于上下链路间的时间差而发生的下行链路的出错率的恶化。
再有，在图1所示的结构中，例如为了识别用户PS1和PS2，设置了4根天线#1～#4。
但是，对于天线的根数，其一般也可以为L根(L为自然数)。另外，为便于说明设定用户人数为两人。但本发明并不局限于此种情况，其用户数也可以是三人以上。另外，在图1所示的结构中，为简化说明，只选出与信号的接收有关的部分结构加以表示。因此，图中省略了与传统的自适应天线阵结构相同设置的发送部的结构。
图1所示的无线电装置1000中设有用以接收来自天线#1～#4的信号并分离来自对应的用户PS1的信号的接收部SR1，以及分离来自对应的用户PS2的信号的接收部SR2。
即，各个天线上接收的接收信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、x4(t)进入接收部SR1时，首先供给同步电路2.1，检测出来自用户PS1的信号的到达定时后，进而供给接收加权矢量计算机20.1和接收相关矢量计算机22.1，同时分别供给对应的乘法器12-1.1、12-2.1、12-3.1、12-4.1的一个输入端。
在这些乘法器的另一个输入端上，加上来自接收加权矢量计算机20.1的、对应于各个天线上的接收信号的加权系数wrx11、wrx21、wrx31、wrx41。这些加权系数与传统例同样地，由接收加权矢量计算机20.1实时算出。
接收部SR1还包括接受乘法器12-1.1～12-4.1的输出后进行加法运算的加法器13.1；接受加法器13.1的输出后进行解调并抽出基带信号的解调电路30.1；接受解调电路30.1的输出后进行再调制并生成来自用户PS1的接收信号的复制信号的再调制电路32.1；以及接受再调制电路32.1的输出后对波形进行整形的滤波电路34.1。滤波电路34.1的输出，供给接收部SR2的定时调整电路36.2的滤波电路34.1。
接收部SR1中还包括接收相关矢量计算机22.1和接收响应矢量计算机24.1。接收相关矢量计算机22.1，接收来自同步电路2.1的接收信号x1(t)～x4(t)和再调制电路32.1的输出，并按照后文所说明的次序，算出对来自用户PS1的信号的接收相关矢量；接收响应矢量计算机24.1，进而将来自滤波电路34.2的输出存放在调整电路36.1中，并基于在调整用户PS1与用户PS2之间的接收信号的到达定时之差后得到的来自用户PS2的信号的复制信号、接收相关矢量计算机22.1的输出以及再调制电路32.1的输出即来自用户PS1的信号的复制信号，算出对来自用户PS1的接收信号的接收响应矢量。
定时调整电路36.1，按照接收部SR1的同步电路2.1与接收部SR2的同步电路2.2之间的接收信号的到达定时的检测结果，对由滤波电路34.2供给定时调整电路36.1的信号，在调整用户PS1与用户PS2之间的接收信号的到达定时之差后，将来自用户PS2的信号的复制信号供给接收响应矢量计算机24.1。
在接收部SR2上，也设置同样的结构。
再有，必须通过滤波电路34.2把再调制电路32.2的输出进行波形整形，其原因是一般，由于来自用户PS1的信号与来自用户PS2的信号的到达定时不同，当接收响应矢量计算机24.1计算接收响应矢量时，接收部SR1中的来自用户PS1的接收信号的取样的定时跟接收部SR2中的来自用户PS2的接收信号的取样的定时不同，其结果，在接收部SR2中的再调制电路32.2的输出中，必须使用在取样定时之间内插的信号电平。
如后所述，可从如此算出的用户PS1的接收响应矢量，通过推算响应矢量的时间改变来间接地推算发送时的加权。
首先，简单说明接收部SR1的动作如下。
由天线接收的接收信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、x4(t)如下式所表示。
x1(t)＝h11Srx1(t)+h12Srx2(t)+n1(t)…(1)x2(t)＝h21Srx1(t)+h22Srx2(t)+n2(t)…(2)x3(t)＝h31Srx1(t)+h32Srx2(t)+n3(t)…(3)x4(t)＝h41Srx1(t)+h42Srx2(t)+n4(t)…(4)在此，信号xj(t)表示第j个(j＝1，2，3，4)天线的接收信号，信号Srxi(t)表示第i个(i＝1，2)用户所发送的信号。
并且，系数hji表示第j个天线所接收的来自第i个用户的信号的复合系数，nj表示第j个接收信号中包含的杂音。
把上式(1)～(4)用矢量形式表述如下X(t)＝H1Srx1(t)+H2Srx2(t)+N(t) (5)Hi＝[h1i，h2i，…，h4i]T，(i＝1，2)(7)N(t)＝[n1(t)，n2(t)，…，n4(t)]T(8)而且，式(6)～(8)中，[…]T表示[…]的转置。
这里，X(t)表示输入信号矢量，Hi表示第i个用户接收响应矢量，N(t)表示杂音矢量。
如图1所示，自适应阵列天线将加权系数wrx1i～wrx4I与来自各个天线的输入信号相乘，然后将合成的信号作为接收信号Srxi(t)输出。
那么，在以上的准备下，例如，抽出第一个用户发送的信号Srx1(t)时的自适应天线阵的操作如下。
自适应天线阵100的输出信号y1(t)，根据输入信号矢量X(t)和加权矢量W1的矢量的乘法运算，可由如下的式表示。
y1(t)＝X(t)W1T…(9)W1＝[wrx11、wrx21、wrx31、wrx41]T…(10)即，加权矢量W1是将用以与第j个输入信号RXj(t)相乘的加权系数wrxj1(j＝1，2，3，4)作为元素的矢量。
此时，在对如式(9)中表示的y1(t)，代入由式(5)表示的输入信号矢量X(t)，成为下式y1(t)＝H1W1TSrx1(t)+H2W1TSrx2(t)+N(t)W1T(11)此时，通过众所周知的方法，自适应天线阵在理想工作时被加权矢量计算机20.1逐次控制，以使加权矢量W1满足下面的联立方程式H1W1T＝1 …(12)H2W1T＝0 …(13)若加权矢量W1为满足式(12)和式(13)而被控制，来自自适应天线阵1000的输出信号y1(t)，结果如下式表示。
y1(t)＝Srx1(t)+N1(t)(14)N1(t)＝n1(t)w11+n2(t)w21+n3(t)w31+n4(t)w41(15)即，应能由输出信号y1(t)得到两个用户中的第一个用户发送的信号Srx1(t)。
图2是为了说明无线电装置1000的工作概要的流程图。
无线电装置1000中，着眼于自适应天线阵的加权矢量(加权系数矢量)能由各天线元件中的接收响应矢量唯一表示，通过由推算接收响应矢量的时间改变来间接推算加权。
首先，在接收部SR1中，根据接收信号来推算接收信号的传播路径(步骤S100)。传播路径的推算相当于在式(1)～(4)中，求出由用户发送的信号的脉冲响应。
换句话说，在式(1)～(4)中，例如，若可推算接收响应矢量H1，那么，就可推算接收来自用户PS1的信号时的传播路径。
接着，在发送部中进行对发送时传播路径的推算，即由接收时接收响应矢量来推算发送时刻的接收响应矢量(步骤S102)。这样推算的接收响应矢量相当于发送时的发送系数矢量。而且，在发送部，基于被推算的发送系数矢量进行发送加权矢量的推算，并控制发送时的加权(步骤S104)。
接着，就图1所示实施例1的接收响应矢量计算机24.1的动作进行说明。
首先，设天线单元数为4根，同时通信的用户数为两人时，来自天线的关于时间t的接收信号分别为x1(t)、x2(t)、x3(t)、x4(t)，所期望波(来自用户PS1的无线电波)的复制信号为D(t)，干涉波(来自用户PS2的无线电波)的复制信号为U(t-T2)。此时，考虑对所期望波的接收响应矢量HD的推算。再有，T2表示所期望波与干涉波的到达时间差。
接收信号矢量X(t)由下式表示x1(t)＝h11D(t)+h12U(t-T2)+n1(t)x2(t)＝h21D(t)+h22U(t-T2)+n2(t)x3(t)＝h31D(t)+h32U(t-T2)+n3(t)x4(t)＝h41D(t)+h42U(t-T2)+n4(t)X(t)＝[x1(t)，x2(t)，x3(t)，x4(t)]THD＝[h11，h12，h31，h41]T。
此时，在接收相关矢量的元素中，关于用户PS1的复制信号D(t)和接收信号x1(t)的系数r11如下式所示r11＝E[D*(t)x1(t)]＝h11E[D*(t)D(t)]+h12E[D*(t)U(t-T2)]+E[D*(t)n1(t)]。
在此，所期望波的复制信号D(t)自身的总体均值(时间平均值)为1，若将取平均的时间加长，所期望波的复制信号D(t)与杂音信号n1(t)之间的相关为0，因此，下式成立。
E[D*(t)D(t)]＝1E[D*(t)n1(t)]＝0接收相关矢量的元素中，关于用户PS1的复制信号D(t)和关于其它接收信号x2(t)～x4(t)的各个系数r21、r31、r41也同样可以计算。因此，接收相关矢量的各元素，可通过以下计算求出。
r11＝E[D*(t)x1(t)]＝h11+h12E[D*(t)U(t-T2)]r21＝E[D*(t)x2(t)]＝h21+h22E[D*(t)U(t-T2)]r31＝E[D*(t)x3(t)]＝h31+h32E[D*(t)U(t-T2)]r41＝E[D*(t)x4(t)]＝h41+h42E[D*(t)U(t-T2)]在此，如来自用户PS1的信号和来自用户PS2的信号完全正交，另有下式成立。
E[D*(t)U(t-T2)]＝0也就是，若来自用户PS1的信号和来自用户PS2的信号完全正交，接收相关矢量[r11、r21、r31、r41]对应于用户PS1的接收响应矢量HD。
但是，由于实际上并不能以来自用户PS1的信号和来自用户PS2的信号完全正交的方式来分配符号序列，还是需要推算E[D*(t)U(t-T2)]的值。
岸山、祥久、大钟、武雄、西村、寿彦、小川、恭孝、土居、义晴等人著的“关于使用自适应天线阵的TDD/SDMA方式中的下行链路用加权估计法的研究”(信学技报、Technical Report of IEICE，cs99-44，RCS99-36(1999-06)，p.67-p.72)一文中提出若使用用户PS1和用户PS2之间的相关矩阵R的逆矩阵R-1、用户PS2的复制信号U(t-T2)和接收信号矢量X(t)之间的相关成分，可除去干涉用户信号成分，并可推算所期望波的接收响应矢量。
也就是，相关矩阵R、其逆矩阵R-1、用户PS2的复制信号U(t-T2)和接收信号矢量X(t)之间的相关成分，可由以下表示。R=E[D*(t)D(t)]E[D*(t)U(t-T2)]E[U*(t-T2)D(T)]E[D*(t-T2)U(t-T2)])]]>R-1=ABCD]]>r12＝E[U*(t-T2)x1(t)]r22＝E[U*(t-T2)x2(t)]r32＝E[U*(t-T2)x3(t)]r42＝E[D*(t-T2)x4(t)]因此，根据如图1中所示的无线电装置1000的结构，可推算所期望波的接收响应矢量HD，进而可由该推算的所期望波的接收响应矢量HD，推算下行链路用(发送时用)加权矢量。
图3是基于以上说明来说明图1中所示的无线电装置1000工作时的信号处理的时序图。
图3中，白圆点PD1～PD6表示所期望波的复制信号即来自图1中的再调制电路32.1的输出，黑圆点PU1～PU6表示干涉波的复制信号即来自图1中的再调制电路32.2的输出。
如上所述，一般所期望波与干涉波的到达定时不一致。由此，接收部SR1中对所期望波的信号处理的取样的定时与接收部SR2中对干涉波的信号处理的取样的定时之间，一般存在偏差。
因此，再调制电路32.2的输出通过滤波电路34.2后被供给定时调整电路36.1，来自定时调整电路36.1的用于接收响应矢量计算机24.1的、为推算接收响应矢量而供给的干涉波的复制信号的电平，被称作信号点PUI1～PUI6的电平。
因此，如图1所示的结构中，确实能推算所期望波的接收响应矢量HD，但在以下各点上不充分。
首先，复制信号必须与所期望波D(t)、干涉波U(t-T2)一起，进行解调后再调制，并且进行滤波处理和定时调整处理。
不充分的一点也就是在通过推算响应矢量的时间改变来推算发送时的加权的图1的无线电装置1000结构中，计算量变大，不仅电路结构变复杂，其电路规模也过分大。
还有一点也不充分，就是干涉用户的信号区间以外的信号(例如，位于帧的开始位置的斜坡(ランプ)部分)本来就不解调数据，因此，不能生成复制信号。即，对于不进行解调处理的信号区间，响应矢量的推算精度就会恶化。
(由接收信号直接生成干涉波的复制信号的结构)因此，以下就能用更简单的电路结构推算所期望波的接收响应矢量HD的无线电装置2000的结构进行说明。
图4是表示PDMA用基站的无线电装置(无线电基站)2000结构的概略框图，该PDMA用基站的无线电装置(无线电基站)2000，通过由接收信号直接生成干涉波的复制信号并推算响应矢量的时间改变来推算发送时的加权。
图1中所示的无线电装置1000的结构与图4中所示的无线电装置2000的结构的不同点如下。
首先，在无线电装置2000中，取代滤波电路34.1、34.2和定时调整电路36.1、36.2，对应于接收部SR1设置复制生成电路40.1，对应于接收部SR2设置复制生成电路40.2。
如后详述，复制生成电路40.1接收来自同步电路2.1的接收信号x1(t)、x2(t)、x3(t)、x4(t)，并将这些接信号与来自接收部SR2的接收加权矢量计算机20.2的关于干涉波的接收加权矢量元素分别相乘，由此生成干涉波的复制信号U(t-T2)。接收部SR2中的复制生成电路40.2基本上进行与复制生成电路40.1相同的工作。
以所期望用户的信号的取样定时进行取样的接收信号矢量X(t)的各元素，由下式表示。
x1(t)＝h11D(t)+h12U(t-T2)+n1(t)x2(t)＝h21D(t)+h22U(t-T2)+n2(t)x3(t)＝h31D(t)+h32U(t-T2)+n3(t)x4(t)＝h41D(t)+h42U(t-T2)+n4(t)此时，由于在接收部SR2中抽出干涉用户信号，由接收加权矢量计算机20.2输出的加权矢量Wu＝[wu1，wu2，wu3，wu4]与接收信号矢量X(t)之间的内积y(t)成为下式。
y(t)＝wu1x1(t)+wu2x2(t)+wu3x3(t)+wu4x4(t)＝(wu1h11+wu2h21+wu3h31+wu4h41)D(t)+(wu1h12+wu2h22+wu3h32+wu4h42)U(t-T2)+(wu1n1(t)+wu2n2(t)+wu3n3(t)+wu4n4(t))Wu＝[wu1，wu2，wu3，wu4]T用来抽出干涉用户信号的加权矢量Wu，其作用是为了除去所期望用户信号。另外，当SN比非常高时，因为噪声成分可忽视，因此下式成立。
(wu1h11+wu2h21+wu3h31+wu4h41)＝0(wu1h12+wu2h22+wu3h32+wu4h42)＝1(wu1n1(t)+wu2n2(t)+wu3n3(t)+wu4n4(t))0因此，内积y(t)最终变成如以下式y(t)＝U(t-T2)也就是，对于复制生成电路40.1，如果可随时算出该内积y(t)，就可生成干涉用户信号的复制信号U(t-T2)。
此时，与图1中表示的结构不同，不用进行滤波处理等就可生成复制信号，因此，可大幅削减信号处理量。另外，由于在不具有解调数据的区间也可以再生干涉用户信号的复制信号，因此，可取较长的相关处理时间，并且可提高发送加权的推算精度[发送部的结构]
以下，就基于图4所示的接收部SR1推算的接收响应矢量来推算发送时的发送加权的结构进行说明。
图5是说明对应于接收部SR1的发送部ST1结构的概略框图。
参照图5，发送部ST1中包括接收由接收响应矢量计算机24.1中算出的接收响应矢量HD来推算发送时的传播路径(即通过推算发送时刻的假想的接收响应矢量来求出发送系数矢量)的发送系数矢量计算机42.1；与发送系数矢量计算机42.1之间进行数据收发，并存储数据的存储器46.1；基于发送系数矢量计算机42.1的推算结果算出发送加权矢量的发送加权矢量计算机44.1；以及乘法器15-1.1、15-2.1、15-3.1、15-4.1，在其一个输入端上分别接收由调制电路38.1调制的发送信号，在其另一个输入端上施加来自发送加权矢量计算机44.1的加权系数wtx11、wtx21、wtx31、wtx41。来自乘法器15-1.1、15-2.1、15-3.1、15-4.1的输出，经由开关10-1～10-4供给天线#1～#4。
(发送系数矢量的推算)进行如上操作以后，从上行链路的各信号求出对所期望用户的接收响应矢量，并基于该矢量通过回归计算等推算下行链路的发送时刻的接收响应矢量。
发送加权矢量的确定根据如上，若求出了发送时刻的接收响应矢量的推算值，即可通过以下的三个方法中的一种方法，求出发送加权矢量。
i)采用正交化的方法考虑用户PS1的时刻t＝iT(i自然数、T单位时间间隔)的加权矢量W(1)(i)＝[wtx11、wtx12、wtx13、wtx14]。为了将零方位朝向用户PS2，满足以下条件即可。
设对用户PS2预测的传播路径(接收响应矢量)V(2)(i)＝[h1’(2)(i)、h2’(2)(i)、h3’(2)(i)、h4’(2)(i)]。其中，hp’(q)(i)为第q个用户的对第p个天线的有关接收系数矢量的时刻i的预测值。同样地进行对用户PS1预测的传播路径V(1)(i)的设定。
此时，确定W(1)(i)，使W(1)(i)TV(2)(i)＝0。作为约束条件，附加以下的条件c1)、c2)。
c1)W(1)(i)TV(1)(i)＝g(定值)c2)使‖W(1)(i)‖最小。
条件c2)相当于使发送功率最小化。
ii)采用拟相关矩阵的方法与上述同样地，自适应天线阵是由几个天线单元和控制各单元加权值的部分构成。一般，如用X(t)表示天线的输入矢量、用W表示加权矢量，则在将加权矢量控制得使输出Y(t)＝WTX(t)与参考信号d(t)之间的均方差为最小的场合(MMSE基准最小二乘误差法基准)，最适加权Wopt由下式(Wiener解)给出。
Wopt＝Rxx-1rxd…(16)但是，必须满足Rxx＝E[x*(t)xT(t)]…(17)rxd＝E[x*(t)d(t)] …(18)这里，YT表示Y的转置，Y*表示Y的复数区域，E[Y]表示总体均值。根据该加权值生成天线阵方向图，以使自适应天线阵抑制不需要的干涉波。
在使用拟相关矩阵的方法中，将上述式(16)由以下说明的拟相关矩阵计算。
也就是，使用推算的复数接收信号系数hn’(k)(i)，计算用户k用的加权矢量W(k)(i)。若将第k个用户的阵列响应矢量设为V(k)(i)时，则如上述，可由下式求出。V(k)(i)＝[h1’(k)(i)，h2’(k)(i)，…，hN’(k)(i)]T…(19)此时，t＝iT时的假想接收信号的自相关矩阵Rxx(i)采用V(k)(i)以下式表示。Rxx(i)=Σk=1KV(k)*(i)V(k)T(i)+NI···(20)]]>式中，N是为了使Rxx(i)成为正则而附加的假想杂音项。在本发明中的计算中，例如，设N＝1.0×10-5。
接收信号与参考信号的相关矢量rxd(i)如下式表示。rxd(i)=V(k)*(i)···(21)]]>因此，根据式(16)(20)(21)，可求出时刻t＝iT的下行链路用加权。
再有，式(20)的逆矩阵运算可用逆矩阵的辅助定理，对用户k进行最适计算。特别是在两个用户的场合可用如下的简式计算加权。W(1)(i)=(ρ22+N)V(1)*-ρ12V(2)*(i)···(22)]]>W(2)(i)=(ρ11+N)V(2)*(i)-ρ21V(1)*(i)···(23)]]>ρij＝V(i)H(i)V(i)(i)在这样给出了自相关矩阵时，关于计算加权矢量的方法，例如，见于以下文献T.Ohgane、Y.Ogawa和K.Itoh的等在“Proc.VTC”上发表的文章(Proc.VTC‘97，vol.2，pp.725-729，May 1997)，以及田中、大钟、小川、伊藤等在“信学技报”上发表的文章(信学技报vol.RCS98-117，pp.103-108，Oct.1998)。
iii)将波束指向用户PS1的方法若只着眼于把波束指向用户PS1，则满足下式即可。
W(1)(i)＝V(1)(i)*在以上说明的任一种方法中，若确定发送时的加权矢量后进行发送，设想为具有角度宽广的动态的瑞利(Rayleigh)传播路径的场合，即使在TDD/PDMA方式中，也能抑制因上下链路间的时间差而发生的下行链路中的出错率的恶化。
再有，在以上的说明中，就对根据推算接收响应矢量来间接推算发送时的发送加权矢量的结构进行了说明。但是，作为被推算的接收响应矢量的用途，并不只限于这种场合。
例如，如接收响应矢量被推算出，则可算出所期望波的接收功率。因此，也能根据接收功率来控制发送功率的大小等。也就是，也可以通过按照从基站到用户的距离控制发送电功率，来减少对其它基站的干涉。
很显然，以上对本发明进行了详细的说明和表示，但只是举例说明而已，并不构成对本发明的精神和范围的限制，而本发明的发明精神和发明范围只能从所附的权利要求书得到明确理解。
权利要求
1.一种实时改变天线定向性，在多个终端之间发送和接收信号的无线电装置(2000)，其中设有离散配置的多个天线(#1-#4)，接收来自所述多个天线的信号，并在来自所述多个终端的信号中分离来自第一终端的信号的第一接收电路(SR1)，以及接收来自所述多个天线的信号，并在来自所述多个终端的信号中分离来自第二终端的信号的第二接收电路(SR2)；所述第一接收电路，i)在接收接收信号时，基于来自所述多个天线的信号，分离来自所述第一终端的信号；ii)在接收所述接收信号时，基于被分离的来自所述第一终端的信号生成第一复制信号，根据所述第一复制信号和来自所述多个天线的信号，算出对应于来自所述第一终端的信号的第一接收相关矢量；iii)在接收所述接收信号时，基于在所述第二接收电路中用以分离来自所述第二终端的信号的分离控制信息，由所述多个天线的信号生成对应于来自所述第二终端的信号的第二复制信号；并且iv)基于对应于来自所述第二终端的信号的第二接收相关矢量、所述第一接收相关矢量以及从所述第一和第二复制信号算出的相关矩阵，推算对应于来自所述第一终端的信号的接收响应矢量。
2.如权利要求1所述的无线电装置，其特征在于在所述多个终端之间收发的信号为被时分复用的信号。
3.如权利要求1所述的无线电装置，其特征在于所述第二接收电路包括，在接收接收信号时，基于来自所述多个天线的信号生成加权矢量，并分离来自所述第二终端的信息的接收信号分离电路(20.2)；以及在接收所述接收信号时，根据基于所述接收信号分离电路的输出生成的第三复制信号和来自所述多个天线的信号，算出所述第二接收相关矢量的接收相关矢量算出电路(22.2)；所述接收信号分离电路，将所述加权矢量作为所述分离控制信息供给所述第一接收电路。
4.如权利要求3所述的无线电装置，其特征在于还设有在发送和接收信号时，与所述第一和第二接收电路共用所述多个天线的发送电路(ST1)；所述发送电路中设有，基于所述接收响应矢量计算电路的推算结果，预测发送信号发送时的传播路径的发送传播路径推算电路(42.1)；以及基于所述发送传播路径推算电路的推算结果，更新在所述发送信号发送时的所述天线定向性的发送定向性控制电路(44.1)。
5.一种实时改变天线定向性，在多个终端之间收发信号的无线电装置(2000)，其中设有离散设置的多个天线(#1-#4)，接收来自所述多个天线的信号，并在来自所述多个终端的信号中分离来自第一终端的信号的第一接收电路(SR1)，以及接收来自所述多个天线的信号，并在来自所述多个终端的信号中分离来自第二终端的信号的第二接收电路(SR2)；所述第一接收电路中包含，在接收接收信号时，基于来自所述多个天线的信号生成第一加权矢量，并分离来自所述第一终端的信号的第一接收信号分离电路(20.1)；在接收所述接收信号时，根据基于所述第一接收信号分离电路的输出生成的第一复制信号和来自所述多个天线的信号，算出对应于来自所述第一终端的信号的第一接收相关矢量的第一接收相关矢量算出电路(22.1)；在接收所述接收信号时，对于来自所述多个天线的信号，基于所述第二接收电路中的分离控制信息，生成对应于来自所述第二终端的信号的第二复制信号的第一复制信号生成电路(40.1)；以及基于对应于由所述第二接收电路供给的来自所述第二终端的信号的第二接收相关矢量、所述第一接收相关矢量以及由所述第一和第二复制信号算出的相关矩阵，推算对来自所述第一终端的信号的接收响应矢量的接收响应矢量计算电路(24.1)。
6.如权利要求5所述的无线电装置，其特征在于在所述多个终端之间收发的信号为被时分复用的信号。
7.如权利要求5所述的无线电装置，其特征在于所述第二接收电路中包含，在接收接收信号时，基于来自所述多个天线的信号生成第二加权矢量，并分离来自所述第二终端的信号的第二接收信号分离电路(20.2)，以及在接收所述接收信号时，根据基于所述第二接收信号分离电路的输出生成的第三复制信号和来自所述多个天线的信号，算出所述第二接收相关矢量的第二接收相关矢量算出电路(22.2)；所述第二接收信号分离电路，将所述第二加权矢量作为所述分离控制信息供给所述第一复制信号生成电路。
8.如权利要求7所述的无线电装置，其特征在于还设有在收发信号时，与所述第一和第二接收电路共用所述多个天线的发送电路(ST1)，所述发送电路中设有，基于所述接收响应矢量计算电路的推算结果，预测发送信号发送时的传播路径的发送传播路径推算电路(42.1)；以及基于所述发送传播路径推算电路的推算结果，更新在发送所述发送信号时的所述天线定向性的发送定向性控制电路(44.1)。
全文摘要
第一接收电路(SR1)，从自适应天线阵(#1－#4)的信号中，基于接收加权矢量计算机所计算的接收加权矢量分离来自所期望的终端的信号。再调制电路(32.1)从被解调的所期望电波的信号生成第一复制信号。复制生成电路(40.1)，将来自多个天线的信号乘以关于来自第二接收电路(SR2)的干涉波的加权矢量，生成对来自干涉波终端的信号的第二复制信号。接收响应矢量计算机(24.1)，基于第一和第二复制信号，导出来自所期望终端的信号的传播路径的脉冲响应。
文档编号H01Q3/26GK1473405SQ01818443
公开日2004年2月4日 申请日期2001年8月22日 优先权日2000年9月8日
发明者土居义睛, 北门顺, 岩见昌志, 志 申请人:三洋电机株式会社